DE3310978A1

DE3310978A1 - Verstaerkerschaltung

Info

Publication number: DE3310978A1
Application number: DE19833310978
Authority: DE
Inventors: Kouhei Sagamihara Kanagawa Sasamura
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1982-03-25
Filing date: 1983-03-25
Publication date: 1983-08-25
Also published as: CH653825A5; US4578647A; NL8301065A; DE3310978C2; JPS58144914U

Description

Verstärkerschaltung

Beschreibung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Verstärkerschaltungen und insbesondere auf eine Verstärkerschaltung derjenigen Art, welche einen Differentialverstärker oder einen Operationsverstärker verwendet und für eine integrierte Bauweise geeignet ist.

Ein Operationsverstärker hat im allgemeinen aufgrund seines Herstellungsvorganges einen erheblichen Rauschpegel, der im Bereich von 3 nV/VH? bis 20 nV/VHz liegt. Dies führt zu einem schlechten Signal-zu-Rausch-Verhältnis oder S/N-Verhältnis bei niedrigen Signalpegeln. Darüber hinaus ist das Verstärkungs-zu-Bandbreite-Produkt oder das GB-Produkt eines Operationsverstärkers

im allgemeinen niedrig. Ein großes Verstärkungs-zu-Bandbreite-Produkt oder GB-Produkt ist nicht erreichbar, wenn nicht die Bauweise der Schaltung unverhältnismäßig aufwendig und damit teuer ausgelegt ist.

z_ur Lösung dieses Problems wurde eine Schaltung vorgeschlagen, die einen Differentialverstärker in ihrer Eingangsstufe verwendet und bei der ein Ausgang des Differentialverstärkers mit einem Operationsverstärker verbunden ist. Diese Schaltung nach dem Stand der Technik erreicht eine Rauschspannung bezogen auf ihren Eingang, die beispielsweise bei drei bis vier nV/n/Hz* liegt, was eine erhebliche Verbesserung gegenüber einer Verstärkerschaltung darstellt, die lediglich einen Operationsverstärker beinhaltet. Eine weitere Verbesserung besteht darin, daß das Verstärkungs-zu-Bandbreite-• Produkt oder GB-Produkt ungefähr 10 mal höher ist als das Verstärkungs-zu-Bandbreite-Produkt der Verstärker-

-Τι schaltung, die lediglich einen Operationsverstärker hat.

Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Ver-Stärkerschaltung zu schaffen, mit der eine zusätzliche Verminderung der Rauschspannung und damit ein wünschenswertes S/N-Verhältnis erreicht wird.

Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Verstärkerschaltung zu schaffen, mit der eine weitere Steigerung des Verstärkungs-zu-Bandbreite-Produktes erreicht wird, um hervorragende Verstärkungseigenschaften zu gewährleisten.

Wiederum ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung liegt in der Verminderung der Rauschspannung und in der Erhöhung des Verstärkungs-zu-Bandbreite-Produktes mittels einer einfachen Schaltungsanordnung, die für eine integrierte Bauweise wünschenswert ist. .

Ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung liegt in der Unterdrückung von SignalVerzerrungen.

Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, 25· eine Verstärkerschaltung zu schaffen, die die obigen Ziele bei niedrigen Kosten erreicht.

Ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung liegt darin, eine im allgemeinen verbesserte Verstärkerschaltung zu schaffen.

Ein Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung liegt im Schaffen einer Verstärkerschaltung mit einem Differentialverstärker, der mit einem Signal versorgt wird, und mit einem Operationsverstärker, der mit einem Ausgangssignal des Differentialverstärkers versorgt wird. Die Verstärkerschaltung hat ein Rückkopplungselement zum"

negativen Rückkoppeln eines Teiles des Ausgangssignales des Operationsverstärkers zu einem der Eingänge des Differentialverstärkers.

Ein anderer Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung liegt im Schaffen einer Verstärkerschaltung mit einem ersten Differentialverstärker, der mit einem Signal versorgt wird, mit einem zweiten Differentialverstärker, der mit einem Ausgangssignal des ersten Differential-Verstärkers versorgt wird, und mit einem Operationsverstärker, der mit einem Ausgangssignal des zweiten Differentialverstärkers versorgt wird. Die Verstärkerschaltung beinhaltet ein Rückkopplungselement zum negativen Rückkoppeln eines Teiles des Ausgangssignales des Operationsverstärkers zu einem der Eingänge des zweiten Differentialverstärkers.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden'nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeich-.20 nung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer Verstärkerschaltung nach dem Stand der Technik;

Fig. 2 ein Blockdiagramm, das eine grundlegende Bauweise einer Verstärkerschaltung gemäß

der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung;

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm einer zu der in

Fig. 3 gezeigten Verstärkerschaltung äquivalenten Verstärkerschaltung;

■ Fig. 5 eine graphische Darstellung einer beispielhaften Frequenzcharakteristik bei geschlosse ner Regelschleife eines Operationsverstär

kers, der für die Verstärkerschaltung der vorliegenden Erfindung verwendet wird;

-X-

Fig. 6 eine graphische Darstellung einer beispielhaften Verstärkungs-zu-Frequenz-Charakteristik, die mit der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung erzielbar ist;

° Fig. 7 eine graphische Darstellung einer beispielhaften Ausgangsspannung-zu-Frequenz-Charakteristik der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung bezüglich einer Spannungsveränderung einer Leistungsquelle; und 10

Fig. 8 ein Schaltungsdiagramm eines anderen Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung.

Während die Verstärkerschaltung der vorliegenden Erfindung zahlreichen physikalischen Ausführungsbeispielen zugänglich ist, die von der Umgebung und den Gebrauchsanforderungen abhängen, wurde eine erhebliche Anzahl der in der vorliegenden Anmeldung gezeigten und b.eschriebenen Ausführungsbeispiele hergestellt, getestet und verwendet, wobei sich sämtliche Ausführungsbeispiele als äußerst zufriedenstellend herausgestellt haben.

Um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, wird nachfolgend kurz auf eine Verstärkerschaltung nach dem Stand der Technik eingegangen, die in der Fig. 1 dargestellt ist. Die Verstärkerschaltung der Fig. 1 wurde entworfen, um ein höheres Verstärkungszu-Bandbreite-Produkt und eine niedrigere Rauschspannung bezogen auf den Eingang zu erreichen.

Wie in der Fig. 1 dargestellt ist, enthält ein doppelter Feldeffekttransistor (FET) die FET's 12 und 14, die einen Differenzverstärker darstellen. Die FET's 12 und 14 können entweder vom P-Kanal-Typ oder vom N-Kanal-Typ sein. Nachfolgend sei beispielsweise die Verwendung von M-Kanal-Typen unterstellt. Das Drain des FET 12 ist mit

einem Widerstand 16 verbunden und ferner mit dem nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 18 Verbunden. Das Drain des FET 14 ist mit einem Widerstand 12 und dem invertierenden Eingang des Operations-Verstärkers 18 verbunden. Die Widerstände 16 und 20, die für die Vorspannung verwendet werden, sind gemeinsam an eine Klemme 22 angeschlossen, an die eine Vorspannung +V angelegt ist. Die Source des FET 12 ist mit einem Widerstand 24 verbunden, der seinerseits mit einem Widerstand 28 verbunden ist. In ähnlicher Weise ist die Source des FET 14 mit einem Widerstand 26 verbunden, der mit dem Widerstand 2& verbunden ist.

Ein doppelter Transistor 30 dient als zweiter Differentialverstärker und enthält die Transistoren 32 und 3¹J. Der Transistor 32 ist an dem Kollektor mit den Widerständen 24 und 28 und an dem Emitter mit einem Widerstand 36 verbunden. Der Transistor 3^ ist an dem Kollektor mit den'Widerständen 26 und 28 und an dem.Emitter mit einem Widerstand 38 verbunden. Die Basis des Transistors 3^ ist mit Widerständen 40 und 42 verbunden, während der Widerstand 42 geerdet ist. Die Basis des Transistors 32 ist mit den Widerständen 44 und 46 verbunden, während der Widerstand 46 an einer Ausgangsklemme 48 des Operationsverstärkers 18 angeschlossen ist. Die Widerstände 36, 38, 40 und 44 sind miteinander an eine Klemme 50 angeschlossen, an der eine Vorspannung -V anliegt.

Die Eingangssignale VA und VB werden an die Verstärkerschaltung über Eingangsklemmen 52 und 54 angelegt, die jeweils mit den Gates der FET's 12 und 14 verbunden sind. Das Ausgangssignal VC der Verstärkerschaltung er-. scheint an der Ausgangsklemme 48 des Operationsverstärkers 18. Die Eingangssignale VA und VB werden jeweils durch die FET¹S 12 und 14 verstärkt und werden weiterhin durch den Operationsverstärker 18 verstärkt und daraufhin

an die Ausgangsklemme 52 als Ausgangssignal VC geliefert. Das Signal VC wird über die Widerstände 46 und 44 heruntergeteilt, um der Basis des Transistors 32 zugeführt zu werden.

Es sei angenommen, daß die Source-Ströme der FET's 12 und 14 jeweils IA und IB sind, daß der Strom, der durch den Widerstand 28 fließt, IS sei, daß der Widerstandswert des Widerstandes 42 und des Widerstandes 46 jeweils Ra sei und der Widerstandswert der Widerstände 40 und 44 Rb sei, der Widerstandswert der Widerstände 36 und 38 Rc sei und der Widerstandswert des Widerstandes Rs sei. Dann erhält man folgende Gleichungen:

= Gleichung (1)

Gleichung (2)

Gleichung (3) 20

Gleichung (4)

In den Gleichungen (1) bis (4) sei angenommen, daß die Verstärkung bei geschlossenem Kreis der Schaltung ausreichend hoch sei. Die Gleichungen (1) bis (4) zeigen, daß der Source-Strom des FET 14 lediglich vom Widerstandswert und der Vorspannung abhängt und konstant bleibt. Der Source-Strom IA des FET 12 wird durch das Ausgangssignal VC des Operationsverstärkers 18 bewirkt, obwohl er im wesentlichen als Source-Strom IB konstant bleibt. Der Strom IS, der durcl} den Widerstand 28 fließt, ist ein Strom, welcher proportional zu einer Differenz zwischen den Eingangssignalen VA und VB ist. Daraus sieht man, daß der durch den doppelten Transistor 30 gebildete Differentialverstärker als Konstantstromschaltung für den Differentialverstärker arbeitet, der

	" (Ra +	Rb) Rc
IB		Rb-V
IA	" (Ra +	Rb) Rc
	- IB =	2IS
2 (VB	- VA)

durch den doppelten FET 10 und ebenso einen Teil einer Rückkopplungsschaltung des Ausgangssignales VC gebildet wird.

Aus den Gleichungen (1) bis (4) kann der Verstärkungsgrad Av bestimmt werden, der durch folgende Gleichung ausgedrückt wird:

^{AV = K} Rs" Gleichung (5)

wobei K folgenden Wert hat:

K = 2Rc(Ra + Rb)/Rb Gleichung (6)

Wenn der Verstärkungsgrad Av der Verstärkerschaltung beispielsweise 60 dB ist, ist das Verstärkungs-zu-Bandbreite-Produkt im wesentlichen 10 mal dem Verstärkungs-zu-Bandbreite-Produkt, das mit einer Verstärkerschaltung erzielbar ist, die lediglich den Operationsverstärker 18 enthält.

Wenn der Operationsverstärker 18 eine Rauschspannung von 15 nV/-/5z hat und der doppelte FET 10 und der doppelte Transistor 30 eine gemeinsame Rauschspannung von 1 nV/-VHi haben, entwickelt die gesamte Verstärkerschaltung eine Rauschspannung, die im Bereich von 3 nV/VHz* bis k nY/ifWz liegt. Es wird allgemein angenommen, daß die in einer Verstärkerschaltung erzeugte Rauschspannung durch die Größe des Rauschens bestimmt wird, wel-

ches in dem ersten Eingangsstufenelement erzeugt wird. Dann erwartet man, daß die Rauschspannung der in Fig. gezeigten Verstärkerschaltung durch die Rauschspannung (1 nV/VHz) in dem doppelten FET 10 bestimmt wird, der die erste Eingangsstufe der Verstärkerschaltung dar-

stellt. In der Praxis liegt allerdings die Rauschspannung der Verstärkerschaltung in dem Bereich von 3-4 nV/νΈζ¹, wie oben dargelegt wurde. Diese Rausch-

spannung ist ein Mehrfaches der Rauschspannung des doppelten FET 10 (1 ηV/-/Hz) und'ist daher unbefriedigend, obwohl sie gegenüber einer Verstärkerschaltung verbessert ist, die lediglich den Operationsverstärker beinhaltet.

In der Fig. 2 ist eine erfindungsgemäße Verstärkerschaltung dargestellt, die einen Differentialverstärker 200 in ihrer ersten Eingangsstufe enthält. Der Differentialverstärker 200 ist mit einem zweiten Differentialverstärker 202 verbunden, der seinerseits mit einem Operationsverstärker 204 verbunden ist. Ein Rückkopplungselement 206 ist in der Schaltung derart enthalten, daß der Ausgang des Operationsverstärkers 204 in negativer Weise zu dem Differentialverstärker 202 rückgekoppelt werden kann.

Während der Differentialverstärker 200 in der ersten Eingangsstufe nicht wesentlich ist, ist doch seine Anwesenheit bevorzugt, da ein Fehlen von Signalverstärkung durch den Verstärker 200 die Verstärkung vermindern würde und eine Beeinflussung der Eingangsimpedanz durch die Rückkopplung bewirken würde. Insbesondere verbessert die Verwendung eines FET's oder dergleichen für den Verstärker 200 die Eingangsimpedanz der gesamten Verstärkerschaltung.

Das Rückkopplungselement 206 ist geeignet für eine negative Rückkopplung eines Teiles des Ausgangssignales des

Operationsverstärkers 204 zu dem Differentialverstärker 202 in der zweiten Stufe. Der Betrag der Rückkopplung sowie die Phase hängen von der Bauweise des Rückkopplungselementes 206 ab. üblicherweise besteht das Rückkopplungselement 206 aus einem Widerstand, einem Kondensator, einer Spule und anderen passiven Elementen, wie im Stand der Technik bekannt ist. In dem nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel wird lediglich ein

Widerstand verwendet, um das Rückkopplungseleraent zu bilden.

Bezugnehmend auf Fig. 3 ist eine praktische Bauweise der in Fig. 2 dargestellten Verstärkerschaltung gezeigt. Ein doppelter FET 300 enthält ein Paar von FET's 302 und 304, die wie ein monolithischer integrierter Schaltkreis auf einem gemeinsamen Grundmaterial ausgebildet sind und in einem gemeinsamen Gehäuse liegen. Daher sind die FET's 302 und 304 in ihrer Charakteristik gut angepaßt und können als im wesentlichen identisch in Bezug auf die Konstante einer äquivalenten Schaltung angesehen werden.

Das Gate des FET 302 ist mit einer Eingangsklemme TA und einem Widerstand 306 verbunden, während das Gate des FET 304 mit einer Eingangsklemme TB und einem Widerstand 308 verbunden ist. Die Drains der FET's 302 und 304 sind jeweils mit Widerständen 310 und 312 verbunden,

²^ während die Sources gemeinsam mit einem Widerstand verbunden sind.

Die bisher beschriebene Bauweise stellt den Differential verstärker 200 der ersten Stufe, wie er in Fig. 2 ge- ^⁰ zeigt ist, dar.

Ein dem ersten doppelten FET 300 entsprechender zweiter doppelter FET 320 enthält ein Paar von FET's 322 und 324, die sich in ihrer Charakteristik gleichen. Die

Gates der FET's 322 und 324 sind jeweils mit Kondensatoren 326 und 328 verbunden, die ihrerseits mit den Drains der FET's 302 und 304 des doppelten FET 300 verbunden sind.. Die Drains der FET's .322 und 324 sind jeweils mit Widerständen 330 und 332 verbunden, während 35

die Sources gemeinsam an einen Widerstand 334 angeschlossen sind. Dieser Teil der Bauweise bildet den Differentialverstärker 202 der zweiten Stufe, der in

Fig. 2 gezeigt ist. Es sei angemerkt, daß die Kondensatoren 326 und 328 zum Ankoppeln der beiden Differential verstärker aneinander dienen und weggelassen werden können, falls dies nötig ist.
• 5

Das Drain des FET 322 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 340 verbunden, während das Drain des FET 324 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 340 verbunden ist. Der Ausgang des Verstärkers 340 ist mit einer Ausgangsklemme TC verbunden, die an den Widerstand 342 angeschlossen ist. Dieser Widerstand 342 ist mit dem Gate des FET 322 verbunden und führt die Funktion des Rückkopplungselementes 206 aus.
15

Die Widerstände 310, 312, 330 und 332 und der Operationsverstärker 340 sind zusammen an einer Klemme QA angeschlossen, zu der eine Vorspannung +V von außen zugeführt wird. Die Widerstände 314 und 334 und der Operationsverstärker 340 sind an einer Klemmö QB angeschlossen, der von außen eine Vorspannung -V zugeführt wird. Die Widerstände 306, 308 und 336 sind-jeweils mit Masse verbunden.

Während des Betriebes werden die Spannungen VA und VB jeweils den Eingangsklemmen TA und TB zugeführt. Die Eingangssignale VA und VB werden durch den doppelten FET 300 verstärkt, an den Drains der FET's 302 und aufgegriffen und daraufhin über die Kondensatoren 326

und 328 an die Gates der FET's 322 und 324 geliefert, die den doppelten FET 320 bilden. Die Signale werden durch den doppelten FET 320 verstärkt und jeweils von den Drains der FET's 322 und 324 an den Operationsverstärker 340 angelegt. Der Verstärker 340 verarbeitet diese Eingangssignale, um hiervon ein Ausgangssignal VC an die Ausgangsklemme TC zu liefern. Ein Teil dieses Ausgangssignals VC wird über den Widerstand 342 zu

-χι dem FET 322 rückgekoppelt.

Nachfolgend wird auf Fig. 4 Bezug genommen, um die oben genannte Rückkoppelungsbetriebsweise zu beschreiben. In der Fig. 4, die eine äquivalente Schaltung des doppelten FET 320 mit dem Operationsverstärker 340 zeigt, sind jeweils die Gates der FET's 302 und 304 mit den Bezugszeichen EGA und EGB bezeichnet, während die Drains durch die Bezugszeichen EDA und EDB bezeichnet sind. Die Sources der FET's 302 und 304 sind aufgrund ihrer gemeinsamen Verbindung mit dem Bezugszeichen ES gemeinsam bezeichnet.

Zwischen dem Gate und der Source von jedem FET 302 und 304 existiert eine Kapazität. Aus diesem Grunde ist ein Kondensator 400 zwischen dem Gate EGA und der Source ES angeschlossen, während ein Kondensator 402 zwischen dem Gate EGB und der Source ES angeschlossen ist. Da eine Kapazität urid ein Widerstand in Parallelschaltung zwisehen dem Gate und dem Drain von jedem FET 302 und existiert, ist eine Parallelschaltung eines Kondensators 404 und eines Widerstandes 406 zwischen dem Gate EGA und dem Drain EDA und eine Parallelschaltung eines Kondensators 408 und eines Widerstandes 410 zwischen dem Gate EGB und dem Drain EDB vorgesehen. Weiterhin wirken eine Kapazität und ein Widerstand zwischen dem Drain und der Source von jedem FET 302 und 304. Dem wird durch eine Parallelschaltung eines Kondensators und eines Widerstandes 414 zwischen dem Drain EDA und

^ÖW der Source ES und durch eine Parallelschaltung eines Kondensators 416 und eines Widerstandes 418 zwischen dem Drain EDB und der Source ES Rechnung getragen. Eine Stromquelle 420 ist zwischen dem Drain EDA und der Source ES eingeschaltet, während eine Stromquelle 422 zwischen dem Drain EDB und der Source ES eingeschaltet ist. In der Annahme, daß der gegenseitige Leitwert der FET's 302 und 304 Gm sei, ist die Größe des Stromes, der durch

die Stromquelle 420 erzeugt wird, gleich Gm-VA, während der durch die andere Stromquelle 422 erzeugte Strom gleich Gm-VB ist.

Die Richtung jedes Stromes hängt von der Polarität der Eingangssignale VA oder VB ab.

Wie in Fig. 3 gezeigt ist, sind die Widerstände 310 und 312 jeweils mit den Drains EDA und EDB der FET's 302 und 304 verbunden. Diese Widerstände 310 und 312 sind an die Klemme QA angeschlossen und weiterhin an eine Vorspannungsleistungsquelle, die nicht gezeigt ist, angeschlossen und sind daher in einer äquivalenten Schaltung geerdet. Daher ist ein Widerstand 310 zwischen dem Drain EDA und der Masse geschaltet, während ein Widerstand 312 zwischen dem Drain EDB und der Masse geschaltet ist, wie es in Fig. 4 gezeigt ist.

Die Kondensatoren 326 und 328, die in Fig. 3 gezeigt sind, sind in Fig. 4 fortgelassen, da deren Impedanzen bezüglich eines Signales niedrig sind. Daher ist das Drain EDB des FET 304 mit dem Widerstand 336 und mit dem Widerstand gegen Masse verbunden.

Der Operationsverstärker, der durch den doppelten FET 320 gebildet wird, und der Operationsverstärker 340 werden funktionell als ein einziger Operationsverstärker betrachtet. Die äquivalente Schaltung ist durch einen Nullator 424 und einen Norator 426 dargestellt. Der Nullator 424 ist zwischen den Drains EDA und EDB der FET's 302 und 304 verbunden, während der Norator 426 zwischen der Ausgangsklemme TC'und Masse angeschlossen ist. Obwohl ein üblicher Operationsverstärker keine Verbindung zwischen einem Nullator und einem Norator in seinem äquivalenten Schaltbild aufweist, ist der Rückkopplungswiderstand 342 zwischen diesen Teilen in Übereinstimmung mit dem dargestellten Ausführungsbeispiel angeschlossen.

In der.dargestellten und beschriebenen äquivalenten Schaltung kann das Ausgangssignal VC folgendermaßen ausgedrückt werden:

VC = Zf-Gm(VA - VB) + Rl-Gm-VA Gleichung (7),

wobei Rl der Widerstandswert der Widerstände 310 und und Zf der Widerstandswert des Widerstandes 3^2 ist. Vorausgesetzt, daß Zf >> R, so gilt folgende Gleichung:

VC » Zf-.Gm(VA - VB) Gleichung (8)

Daher kann der Verstärkungsgrad Av₁ der Verstärkungsschaltung, die in Fig. 3 dargestellt ist, durch folgende Gleichung angegeben werden:

_vr .

Av₁ = = Gm-Zf Gleichung (9)

Hieraus folgt, daß der Verstärkungsgrad der Verstärkerschaltung von dem gegenseitigen Leitwert Gm des doppelten FET 300 abhängt, der der Differentialverstärker der Eingangsstufe ist, und vom Widerstandswert des Rückkopplungswiderstandes 3^2 abhängt.

Der Operationsverstärker 3^0 der in Fig. 3 gezeigten 2g Schaltung kann den Operationsverstärker enthalten, der in Fig. 5 gezeigt ist und die Frequenzcharakteristik einer geschlossenen Schleife hat, wobei das GB-Produkt im wesentlichen 20 MHz beträgt und die Rauschspannung 15 nV/-\/Hz ist. Die doppelten FET's 300 und 320 können solche FET's beinhalten, die eine Rauschspannung von haben.

Wenn bei den obig beschriebenen Bedingungen der Verstärkungsgrad Av₁ von Gleichung (9) 80 dB ist, folgt die Verstärkung-zu-Frequenz-Charakteristik der Verstärkerschaltung, die in Fig. 3 gezeigt ist, der in Fig. 6 dargestellten Kurve. Wie dargestellt ist, bleibt die

Kurve bis zu einer Frequenz von 2 MHz flach, und das • GB-Produkt beträgt 20 GHz. Messungen haben ergeben, daß die Rauschspannung im wesentlichen durch den doppelten FET 300 der ersten Stufe bestimmt wird und ungefähr 0,6 nV//Hz beträgt. Eine derartige Rauschspannung ist wesentlich kleiner als die Rauschspannung (3-^ nV/V Hz) der Schaltung nach dem Stand der Technik, die in Fig. dargestellt ist, und bringt somit eine wünschenswerte Absenkung im Rauschen mit sich.

Die in Fig. 7 dargestellte Kurve zeigt eine Ausgangsspannungsveränderung-zu-Frequenz-Charakteristik der in Fig. 3 dargestellten Verstärkerschaltung, welche erhalten wurde, indem Vorspannungen von +15V und -15V jeweils an die Klemmen QA und QB angelegt wurden. Man erkennt aus dieser Kurve, daß eine im wesentlichen zur Quellenspannung identische Ausgangsspannung über einen Frequenzbereich von 0 Hz bis ungefähr 2 MHz erhalten wird. Tatsächliche Messungen haben ergeben, daß das Ausgangssignal VC an der Ausgangsklemme TC im wesentlichen verzerrungsfrei ist.

In der Verstärkungs-zu-Frequenz-Charakteristik von Fig.6 wird die Verstärkung bei niedrigen Frequenzen kleiner, _{was au}f die Kopplungskondensatoren 326 und 328 zurückzuführen ist. Das Ausmaß eines derartigen Verstärkungsabfalles hängt von der Zeitkonstante ab, die durch den Kondensator 326 und den Widerstand 310 bestimmt wird, oder von der Zeitkonstante, die durch den Kondensator und den Widerstand 312 bestimmt wird. Wenn dies gewünscht ist, können die Kondensatoren 326 und 328 fortgelassen werden, um in direkter Weise die Drains des doppelten FET mit den Gates des doppelten FET 320 zu verbinden.

In Fig. 8 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt. Wie im vorhergehenden Abschnitt dargelegt wurde, wurde durch Messungen bestä-

tigt, daß die Rauschspannung der in Fig. 3 gezeigten Verstärkerschaltung im wesentlichen von der Rauschspannung des Differentialverstärkers in der ersten Stufe abhängt. Dies bedeutet, daß ein Absenken der Rauschspahnung des DifferentialVerstärkers der ersten Stufe eine Verminderung der Rauschspannung der gesamten Schaltung mit sich bringt. Die in Fig. 8 gezeigte Bauweise verkörpert diese Konzeption. In der Fig. 8 sind die gleichen baulichen Elemente wie diejenigen in dem ersten Ausführungsbeispiel mit gleichen Bezugszeichen versehen und werden aus Gründen der Einfachheit nicht weiter beschrieben.

In der Fig. 8 enthält ein doppelter FET 800 eine erste Gruppe von FET's 810 und eine zweite Gruppe von FET's 830, die in Kombination miteinander als Differentialverstärker der ersten Stufe arbeiten. Die FET-Gruppe enthält eine Parallelschaltung von FET's 812, 814, 816, 818 und 820, während die FET-Gruppe 830 eine Parallelschaltung von FET's 832, 834, 836, 838 und 840 beinhaltet. Die in Fig. 8 gezeigte Bauweise stimmt im wesentlichen mit der in Fig. 3 gezeigten Bauweise überein, weicht jedoch in der Anordnung des doppelten FET der ersten Stufe ab. Die Klemmen QC und QD sind jeweilst mit den Gates des doppelten FET 320, der in Fig. 3 dargestellt ist, verbunden.

Wie dem Fachmann geläufig ist, vermindert die in Fig. 8 gezeigte Verstärkerschaltung ihre Rauschspannung um den Faktor 1 /i/lf. Der Verstärkungsgrad Av₂ bestimmt sich aus der Gleichung (9) folgendermaßen:

Av₂ = Gm₂- Zf Gleichung (10)

__ Allgemein vermindert sich die Rauschspannung um den

Faktor 1 Λ/η⁷, wenn jede der FET-Gruppen 810 und 830 aus If« H

n" FET's besteht.

Die vorliegende Erfindung vermindert in wünschenswerter Weise die Rauschspannung, erhöht' das Verstärkungs-zu-Bandbreite-Produkt und vermindert die Verzerrung eines Signals mittels einer einfachen und wirtschaftlichen Schaltung/ die für eine integrierte Bauweise geeignet ist.

Verschiedenste Modifikationen der dargestellten Ausführungsbeispiele sind dem Fachmann möglich, nachdem er die Lehre der vorliegenden Erfindung erfahren hat, wobei diese Abwandlungen jedoch nicht vom Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abweichen. Beispielsweise können die aktiven Elemente, die die Differentialverstärker bilden, aus bipolaren Elementen wie z.B. Transistoren vom Übergangstyp bestehen, welche anstelle der unipolaren Elemente, die gezeigt und beschrieben wurden, verwendet werden können. Obwohl auch Widerstände, Kondensatoren und Leistungsquellen eine Rauschquelle zusätzlich zu derjenigen der aktiven Elemente bilden können, ist das Rauschen aufgrund derartiger Elemente auf einem sehr niedrigen Pegel und kann daher für die praktische Anwendung vernachlässigt werden.

Leerseite

Claims

■Patentansprüche

1. Verstärkerschaltung, gekennzeichnet durch

einen Differentialverstärker (202), der mit einem Signal versorgt wird;

einen Operationsverstärker (204), der mit einem Ausgangssignal des Differentialverstärkers (202) versorgt wird; und

ein Rückkopplungselement (206) zum negativen Rückkoppeln eines Teiles des Ausgangssignales des Operationsverstärkers (204) zu einem der Eingänge des Differentialverstärkers (202).

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, gekenn-35 zeichnet durch ein aktives Element (320), das den Differentialverstärker (202) bildet und das eine hohe Eingangsimpedanz hat.

3· Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch ein aktives Element (81O₇ 830), das den Differentialverstärker (202) bildet, und das eine aktive Elementegruppe (810, 830) beinhaltet, welche aus einer Mehrzahl von parallelen aktiven Elementen (812, 814, 816, 8I8, 820; 832, 834, 836, 838, 840) besteht.

4. Verstärkerschaltung, gekennzeichnet durch

einen ersten Differentialverstärker (200), der mit einem Signal versorgt wird;

einen zweiten Differentialverstärker (202), der mit einem Ausgangssignal des ersten DifferentialVerstärkers (200) versorgt wird;

einen Operationsverstärker (204), der mit einem Ausgangssignal des zweiten Differentialverstärkers (202) versorgt wird; und

ein Rückkopplungselement (206) zum negativen Rückkoppeln eines Teiles eines Ausgangssignales des Operationsverstärkers (204) zu einem der Eingänge des zweiten Differentialverstärkers (202).

5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch aktive Elemente (300, 320), die jeweils den ersten und zweiten Differentialverstärker (200, 202) bilden und jeweils eine hohe Ein-

OQ gangsimpedanz haben.

6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 4 oder 5, gekennzeichnet durch ein aktives Element (800), das den ersten Differentialverstärker (200) bildet, und das eine aktive Elementegruppe (810, 83Ο) enthält, welche aus einer Mehrzahl von parallelen aktiven Elementen (812, 814, 816, 818, 820; 832, 834, 836, 838, 840) besteht.