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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen vollständig differentiellen
gefalteten Kaskodenoperationsverstärker.
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Bei
Anwendungen, bei denen es notwendig ist, eine hohe Verstärkung im
Kontinuierlichen (DC) ohne Bandbreitenbegrenzungen zu haben, werden einstufige
Verstärker
verwendet, bei denen die Ausgangstransistoren als Kaskode verschaltet
sind und für
jeden Ausgangstransistor eine Rückkopplungsschleife
vorhanden ist zum Erhöhen
der Ausgangsimpedanz. Diese Rückkopplungsschleifen
werden aufgrund ihrer Funktion gewöhnlich als Vorverstärkerschaltungen
(Zusatzverstärkerschaltungen)
bezeichnet.
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Ein
voll-differentieller Operationsverstärker mit einer einzigen Stufe
beinhaltet vier Ausgangstransistoren (zwei für jeden Ausgang). Deshalb legt dies
die Verwendung von vier Rückkopplungsschleifen
fest, die normalerweise mittels vier unsymmetrischer Operationsverstärker realisiert
werden.
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Wie
in dem amerikanischen Patent
US 5,748,040 offenbart
wird, wird eine weitere Realisierung der Rückkopplungsschleifen durch
Ersetzen der vier einzelnen Ausgangsoperationsverstärker durch zwei
differentielle Operationsverstärker
bewirkt. Die Hauptvorteile dieser Realisierung sind ein verminderter
Stromverbrauch und die Verwendung einer kleineren Siliziumfläche.
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Angesichts
des beschriebenen Standes der Technik ist es eine Aufgabe der vorliegenden
Erfindung, den Stromverbrauch weiter zu reduzieren und eine kleinere
Siliziumfläche
zu verwenden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung werden diese und andere Aufgaben gelöst mittels eines vollständig differentiellen
gefalteten Kaskodenoperationsverstärkers, der eine differentielle Ausgangsstufe aufweist,
eine differentielle Eingangsstufe, die in der Lage ist, die Ausgangsstufe
zu treiben, wobei die differentielle Ausgangsstufe einen ersten
Zweig mit zumindest einem ersten und einem zweiten Transistor und
einen zweiten Zweig mit zumindest einem dritten und einem vierten
Transistor beinhaltet, der erste und der zweite Zweig mit einer
ersten und einer zweiten Versorgungsspannung verbunden sind, und
eine Rückkopplungsschaltung
für den
ersten, zweiten, dritten und vierten Transistor, dadurch gekennzeichnet,
daß die
Rückkoppekopplungsschaltung
durch einen einzigen Verstärker
mit vier Eingängen
und vier Ausgängen
gebildet wird, die vier Eingänge,
die an einem Anschluß des
ersten, des zweiten, des dritten und des vierten Transistors vorhandene
Spannung übernehmen
und die vier Ausgänge
jeweils eine Spannung an die Steuerelemente des ersten, des zweiten,
des dritten und des vierten Transistors liefern, die von dem Wert
der Eingangsspannung der vier Eingänge abhängt.
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Derartige
Aufgaben werden ebenfalls gelöst mittels
eines Verstärkers
mit vier Eingängen
und vier Ausgängen,
der in der Lage ist, eine Ausgangsspannung zu liefern, die abhängt von
dem Wert der Eingangsspannung der vier Eingänge, dadurch gekennzeichnet,
daß der
Verstärker
beinhaltet:
ein erstes differentielles Paar, das aus einem
ersten und einem zweiten Transistor zusammengesetzt ist, deren Drains
entsprechend mit zwei Ausgangsanschlüssen verbunden sind und mit
der positiven Versorgungsspannung über zwei Stromquellen verbunden
sind, wobei die Gates des ersten und des zweiten Transistors mit
zwei Eingangsanschlüssen
verbunden sind;
ein zweites differentielles Paar, das aus einem
dritten und einem vierten Transistor zusammengesetzt ist, deren
Drains entsprechend mit zwei Ausgangsanschlüssen verbunden sind und mit
der negativen Versorgungsspannung über zwei Stromquellen verbunden
sind, wobei die Gates des dritten und vierten Transistors mit zwei
Eingangsanschlüssen
verbunden sind, wobei die Sources des ersten, des zweiten, des dritten
und des vierten Transistors miteinander verbunden sind;
eine
Spannungsquelle, die zwischen die positive Versorgungsspannung und
die Source geschaltet ist.
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Die
Merkmale und die Vorteile der vorliegenden Erfindung werden offensichtlicher
durch die folgende detaillierte Beschreibung einer besonderen Ausführungsform,
veranschaulicht als ein nicht begrenzendes Beispiel in den angehängten Zeichnungen,
von denen:
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die 1 ein
Schaltschema eines vollständig
differentiellen gefalteten Kaskodenoperationsverstärkers gemäß der bekannten
Technik veranschaulicht,
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die 2 ein
Schaltschema eines vollständig
differentiellen gefalteten Kaskodenoperationsverstärkers gemäß der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht,
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die 3 ein
Schaltschema eines Verstärkers
mit vier Eingängen
und vier Ausgängen
gemäß der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht,
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die 4 ein
Schaltschema einer weiteren Ausführungsform
eines Verstärkers
mit vier Eingängen
und vier Ausgängen
gemäß der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht.
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Bezugnehmend
auf 1 wird ein Schaltschema eines vollständig differentiellen
gefalteten Kaskodenoperationsverstärkers gemäß der bekannten Technik veranschaulicht.
Ein differentielles Paar von Transistoren 11 und 12 ist
in einer Sourceschaltung mit den Sources mit einem Anschluß einer Stromquelle 10 verbunden,
der andere Anschluß ist mit
einer Versorgungsspannung VDD verbunden. Die Drain des Transistors 11 ist
mit einem Knoten 14 verbunden und die Drain des Transistors 12 ist
mit einem Knoten 13 verbunden. Das Gate des Transistors 11 ist
mit einem positiven Eingang IN+ verbunden und das Gate des Transistors 12 ist
mit einem negativen Eingang IN– verbunden.
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Die
Drain eines Transistors 18 ist mit dem Knoten 13 verbunden,
seine Source ist mit Masse GND verbunden. Die Drain eines Transistors 22 ist mit
dem Knoten 14 verbunden, seine Source ist mit Masse GND
verbunden.
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Die
Source eines Transistors 15 ist mit der Versorgungsspannung
VDD verbunden, seine Drain ist mit einem Knoten 23 verbunden;
die Source eines Transistors 19 ist ebenfalls mit der Versorgungsspannung
VDD verbunden, seine Drain ist mit einem Knoten 24 verbunden.
Die Gates 30, 31, 32 und 33,
die zu den Transistoren 15, 19, 18 bzw. 22 in
der Figur gehören,
sind aus Gründen
der Einfachheit der Darstellung offengelassen, aber sie sollen mit
Ihren jeweiligen nicht gezeigten Vorspannungen verbunden sein und
erläutern
die Funktion von Stromspiegeln.
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Mit
dem Knoten 13 ist ebenfalls die Source eines Transistors 17 verbunden,
dessen Drain mit einem negativen Ausgangsanschluß OUT– verbunden ist. Mit diesem
Anschluß ist
die Drain eines Transistors 16 verbunden, dessen Source
mit dem Knoten 23 verbunden ist.
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In
analoger Weise ist in dem anderen symmetrischen Zweig die Source
eines Transistors 21, dessen Drain mit einem positiven
Ausgangsanschluß OUT+
verbunden ist, mit dem Knoten 14 verbunden. Mit diesem
Anschluß ist
die Drain eines Transistors 20 verbunden, dessen Source
mit dem Knoten 24 verbunden ist.
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Ein
Operationsverstärker 24 mit
einem differentiellen Ausgang hat einen mit dem Knoten 13 verbundenen
Eingang IN1, einen mit dem Knoten 14 verbundenen Eingang
IN2, einen mit dem Gate des Transistors 17 verbundenen
Ausgang OUT1, einen mit dem Gate des Transistors 21 verbundenen
Ausgang OUT2. Ein Operationsverstärker 23 mit einem differentiellen
Ausgang hat einen Eingang IN3, der mit dem Knoten 23 verbunden
ist, einen mit dem Knoten 24 verbundenen Eingang IN4, einen
mit dem Gate des Transistors 16 verbundenen Ausgang OUT3,
einen mit dem Gate des Transistors 20 verbundenen Ausgang
OUT4.
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Die
Transistoren 11, 12, 15, 16, 19 und 20 sind
beispielsweise mit einem p-Kanal, die Transistoren 17, 18, 21 und 22 sind
beispielsweise mit einem n-Kanal.
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In 1 und
den folgenden ist ein Beispiel eines vollständig differentiellen gefalteten
Kaskodenoperationsverstärkers
gezeigt. Andere Schaltungsaufbauten, die funktionell als äquivalent
angesehen werden könnten,
sind jedoch möglich.
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In 2 wird
ein Schaltschema eines vollständig
differentiellen gefalteten Kaskodenoperationsverstärkers gemäß der vorliegenden
Erfindung wiedergegeben. Er ist von der in 1 wiedergegebenen
Art. Deshalb haben die entsprechenden Elemente die gleichen Bezugszeichen.
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Mit
Bezug auf das Schema von 1, in dem zwei Operationsverstärker 23 und 24 mit
differentiellen Ausgängen
gezeigt sind, die die Rückkopplungsschleifen
(Hilfsverstärkerschaltungen)
bilden, sind diese in 2 durch einen einzigen Verstärker 40 mit
vier Eingängen
IN1, IN2, IN3 und IN4 und vier Ausgängen OUT1, OUT2, OUT3 und OUT4
ersetzt.
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In 3 ist
ein Schaltschema des Verstärkers 40 mit
vier Eingängen
und vier Ausgängen
gemäß der vorliegenden
Erfindung wiedergegeben.
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Der
Verstärker 40 ist
aus zwei symmetrischen Zweigen zusammengesetzt. Der erste Zweig weist
eine Stromquelle 41 auf, die auf einer Seite mit der positiven
Versorgungsspannung VDD verbunden ist und auf der anderen Seite
mit dem Ausgang OUT3 verbunden ist und mit der Drain eines Transistors
M3, dessen Gate mit dem Eingang IN3 verbunden ist und dessen Source
mit einem Knoten 46 verbunden ist. Mit dem Knoten 46 ist
ebenfalls die Source eines Transistors M1 verbunden, dessen Gate
mit dem Eingang IN1 verbunden ist und dessen Drain mit dem Ausgang
OUT1 verbunden ist und mit einer Seite einer Stromquelle 42,
deren andere Seite mit Masse GND verbunden ist. Der zweite Zweig
weist eine Stromquelle 43 auf, die auf einer Seite mit
der positiven Versorgungsspannung VDD verbunden ist und auf der
anderen Seite mit dem Ausgang OUT4 und der Drain eines Transistors
M4 verbunden ist, dessen Gate mit dem Eingang IN4 verbunden ist
und dessen Source mit einem Knoten 46 verbunden ist. Mit
dem Knoten 46 ist ebenfalls die Source eines Transistors M2
verbunden, dessen Gate mit dem Eingang IN2 verbunden ist und dessen
Drain mit dem Ausgang OUT2 und einer Seite einer Stromquelle 44 verbunden
ist, deren andere Seite mit Masse GND verbunden ist.
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Ein
Widerstand 45 ist zwischen die positive Versorgungsspannung
VDD und einen als Diode geschalteten Transistor M5 geschaltet, dessen
Gate und Drain mit dem Widerstand 45 verbunden sind und
dessen Source mit dem Knoten 46 verbunden ist.
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Die
Transistoren M1 und M2 sind beispielsweise mit einem p-Kanal, die Transistoren
M3, M4 und M5 sind beispielsweise mit einem n-Kanal.
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Die 4 veranschaulicht
ein Schaltschema einer weiteren Ausführungsform des Verstärkers 40 mit
vier Eingängen
und vier Ausgängen
gemäß der vorliegenden
Erfindung. Die Elemente, die jenen entsprechen, welche in 3 wiedergegeben
sind, haben die gleichen Bezugszeichen.
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Zusätzlich zu
den Elementen von 3 gibt es in 4 einen
Transistor M6, dessen Drain mit der positiven Versorgungsspannung
VDD verbunden ist, dessen Source mit einer Stromquelle 48 verbunden ist,
welche wiederum mit Masse GND verbunden ist. Das Gate ist mit der
Drain des Transistors M3 verbunden und der Ausgang OUT3 ist diesmal
an die Source des Transistors M6 gelegt. Die Drain eines Transistors
M7 ist mit Masse GND verbunden, seine Source ist mit einer Stromquelle 47 verbunden,
welche wiederum mit der positiven Versorgungsspannung VDD verbunden
ist. Das Gate ist mit der Drain des Transistors M1 verbunden und
der Ausgang OUT1 ist diesmal an die Source des Transistors M7 gelegt.
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In
einer analogen Weise für
den anderen symmetrischen Zweig finden wir einen Transistor M8, dessen
Drain mit der positiven Versorgungsspannung VDD verbunden ist, dessen
Source mit einer Stromquelle 49 verbunden ist, welche wiederum
mit Masse GND verbunden ist. Das Gate ist mit der Drain des Transistors
M4 verbunden und der Ausgang OUT4 ist diesmal an die Source des
Transistors M8 gelegt. Die Drain eines Transistors M9 ist mit Masse GND
verbunden, die Source ist mit einer Stromquelle 50 verbunden,
welche wiederum mit der Versorgungsspannung VDD verbunden ist. Das
Gate ist mit der Drain des Transistors M2 verbunden und der positive
Ausgang OUT2 ist diesmal an die Source des Transistors M9 gelegt.
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Die
Transistoren M7 und M9 sind beispielsweise mit einem p-Kanal, die Transistoren
M6 und M8 sind beispielsweise mit einem n-Kanal.
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Wie
in 4 wiedergegeben, ist es wünschenswert, die Transistoren
und die Stromquellen an den Ausgängen
des Verstärkers 40 hinzuzufügen zum
Erhalt einiger Pegelvariationen des Ausgangssignals. Die verwendeten
Transistoren arbeiten wie Span nungsfolger und können deshalb so entworfen werden,
daß sie
einen geringen Strom verbrauchen und wenig Raum einnehmen.
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Nun
bezugnehmend auf den Verstärker
mit vier Eingängen
und vier Ausgängen,
der in 3 wiedergegeben ist, ist die Einfachheit des Aufbaus
zu beachten, der einen geringen Stromverbrauch und eine große Bandbreite
erlaubt. Bezüglich
der vorangegangenen Schaltungen wurde außerdem eine beachtliche Verringerung
der Siliziumfläche
erzielt. Bezüglich
einer gewöhnlichen
Schaltung muß lediglich ein
geringer Verstärkungsverlust
im Kontinuierlichen (DC) in Betracht gezogen werden. Wenn wir in
Betracht ziehen, daß die
Steilheit (gm) der Transistoren M1, M2, M3 und M4 gleich ist, haben
wir:
Vout (n) = 0,25 gm rDS (n) mit n = 1, ..., 4 wobei rDS die
Impedanz des betrachteten Ausgangstransistors ist.
Während wir
bei den konventionellen Schaltungen hatten:
Vout (n) = 0,5
gm rDS (n) mit n = 1, ..., 4.
Außerdem haben wir für die Schaltung
von 3: Vout1 – Vout2 = K1(VIN1 – VIN2)
+ K2(VIN3 – VIN4),wobei
Vout1 und Vout2 die entsprechenden Ausgangsspannungen der Ausgänge OUT1
und OUT2 sind, VIN1, VIN2, VIN3 und VIN4 die Eingangsspannungen
der vier entsprechenden Eingänge
IN1, IN2, IN3, und IN4 sind, K1 ein erster Verstärkungsfaktor ist und K2 ein
zweiter Verstärkungsfaktor
ist mit K1 größer als
K2. K1 ist ungefähr
26 dB und K2 ist ungefähr
1 dB.
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Eine ähnliche
Beziehung ist ebenfalls gültig für die anderen
beiden Ausgänge
und dies bedeutet: Vout3 – Vout4 = K1(VIN3 – VIN4)
+ K2(VIN1 – VIN2),wobei
Vout3 und Vout4 die entsprechenden Ausgangsspannungen der Ausgänge OUT3
und OUT4 sind, VIN1, VIN2, VIN3 und VIN4 die Eingangsspannungen
der entsprechenden vier Eingänge
IN1, IN2, IN3 und IN4 sind, K1 ein erster Verstär kungsfaktor ist und K2 ein
zweiter Verstärkungsfaktor
ist, mit K1 größer als
K2. K1 ist ungefähr
26 dB und K2 ist ungefähr 1
dB.
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Der
Widerstand 45 und der Transistor M5 werden für das Vorspannen
des Knotens 46 verwendet.