DE4133902A1

DE4133902A1 - Cmos-leistungsverstaerker

Info

Publication number: DE4133902A1
Application number: DE4133902A
Authority: DE
Inventors: Bangwon Lee; Ylsung Bae
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1990-11-27
Filing date: 1991-10-10
Publication date: 1992-06-04
Anticipated expiration: 2011-10-11
Also published as: FR2669788A1; KR920011054A; JP2685084B2; GB2251525B; GB9121142D0; GB2251525A; JPH04351108A; US5177450A; KR950007836B1; FR2669788B1; DE4133902C2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen einen CMOS-Leistungsverstärker und speziell einen CMOS-Leistungsverstärker mit Gegentakt-Aufbau, in welchem eine Ausgangsspannung entsprechend der Leistungsquellen-Spannung auch bei niedrigem Arbeits-Gleichstrom und bei niedriger Impedanz-Last erzeugt wird.

Arithmetische Verstärker werden vielfältig zur Verstärkung von Signalen in allen Arten elektrischer Kreise benötigt. Wenn viele solcher arithmetischer Verstärker in einer hochintegrierten Anordnung konzentriert sind, machen sich Leistungsverstärker erforderlich, welche in der Lage sind, bei Lastbetrieb und niedrigem Arbeitsgleichstrom und bei niedrigem Impedanzwert zu arbeiten.

In dem Maße wie die Dichtheit der integrierten Halbleiter-Strukturen ansteigt, werden die mehrfach hochverdichteten Analog- und Digital-Kreise durch einen einzigen technologischen Arbeitsschritt auf einem einzelnen Chip erzeugt.

Analog-Kreise, die nach den gebräuchlichen CMOS-Produktionstechniken hergestellt sind, werden in verschiedener Weise angewendet, so als Sprach-Bandpaß-Filter, Analog-Digital-Wandler oder Digital-Analog-Wandler.

Drei Arten von Leistungsverstärkern sind bekannt als die Typen A, B und AB. Bei dem Typ A-Verstärker fließt der Kollektorstrom der Ausgangsstufe kontinuierlich, stellt sich ein gleichmäßiger Fluß von der Stromquelle ein. Wenn eine niedrige Impedanz-Last treibt, müssen die Ausgangstransistoren bei A-Verstärkern einen hohen Leistungs-Nennwert haben, weil sich hohe Strom- und Leistungswerte am Transistor einstellen.

Bei dem herkömmlichen Typ B-Gegentakt-Transistorpaar-Verstärker wird der Stromfluß nicht über die gesamte Ausgangsschwingung aufrechterhalten.

Verstärker vom Typ AB sind Hybride beider Typen A und B. Typ A- und Typ AB-Endstufen besitzen eine Begrenzung ihrer Ausgangs-Spannungswerte, was durch ihren Aufbau begründet ist. Deshalb müssen die Transistoren der Endstufen in ihren Kennwerten hoch dimensioniert sein, wenn eine niedrige Impedanz-Last treibt.

Herkömmliche Typ B-Endstufen haben den Vorteil, daß der Ausgangs-Spannungswert höher ist als bei vergleichbaren Typ A- und Typ AB-Endstufen. Aber Typ B-Verstärker haben den Nachteil, daß die Überkreuz-Verzerrung größer und die Kontrolle des Arbeitsgleichstromes schwierig ist.

Diese Nachteile machen die bekannten Typ A, B und AB-Verstärker ungeeignet für CMOS-Anwendung, welche erfordert, den Verstärker mit einer niedrigen Impedanz-Last bei niedrigem Arbeitsgleichstrom zu betreiben.

Der Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, die oben beschriebenen Nachteile der herkömmlichen Verstärker-Systeme zu beseitigen.

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein CMOS-Leistungsverstärker mit einem Gegentakt-Aufbau, welche imstande ist, eine Ausgangs-Leistung analog zur Leistungsquellen-Spannung zu erzeugen, auch wenn eine niedrige Impedanz-Last treibt.

Der CMOS-Leistungsverstärker gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besitzt eine Differential-Eingangs-Verstärkerstufe zur Verstärkung von Differenz-Eingangssignalen.

Eine Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung erhöht die Verstärkung des Ausgangssignals der Differenz-Eingangs-Verstärkerstufe. Eine Endstufe speist eine Niedrig-Impedanz-Last mit den Ausgangssignalen der Verstärkerstufe mit hohem Verstärkungsgrad.

Vorzugsweise schließt die Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung eine erste Verstärkereinheit ein, die einen ersten Teil der Endstufe treibt, wenn die Spannungsdifferenz zwischen zwei Eingängen der Differenz-Eingangs-Verstärkerstufe einen bestimmten Wert übersteigt. Weiterhin treibt ein zweiter Verstärkerteil einen zweiten Teil der Endstufe, wenn die Spannungsdifferenz zwischen den zwei Eingängen unterhalb eines bestimmten Wertes liegt.

Vorzugsweise schließt die Endstufe einen ersten Ausgangsteil ein, bestehend aus einem ersten Paar von Transistoren, deren Gates Ausgangssignale der ersten Verstärkereinheit der Verstärkerstufe mit hohem Verstärkungsgrad erhalten, und das wie ein Typ B-Gegentakt-Verstärker arbeitet.

Sodann schließt die Endstufe eine zweite Ausgangseinheit ein, bestehend aus einem zweiten Paar von Transistoren deren Gates Ausgangssignale der zweiten Verstärkereinheit der Verstärkerstufe mit hohem Verstärkungsgrad erhalten und die wie ein Gegentaktverstärker vom Typ AB arbeitet. Die Transistoren geben die Ausgangssignale über ihre Drains ab.

Die oben genannten Merkmale der vorliegenden Erfindung und deren Vorteile sollen durch die detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform der beanspruchten Erfindung mit Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert werden.

In den Zeichnungen bedeuten:

Fig. 6A bis 6C eine schematische Strukturdarstellung von drei herkömmlichen Leistungsverstärker-Endstufen

Fig. 1 ein Blockschaltbild, welches den CMOS-Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt

Fig. 2 eine schematische Strukturdarstellung, welche die Differenz-Eingangsstufe des Verstärkers gemäß Fig. 1 wiedergibt

Fig. 3 eine schematische Strukturdarstellung, welche die Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung entsprechend der Darstellung nach Fig. 1 enthält

Fig. 4 eine schematische Strukturdarstellung, welche die Endstufe der Anordnung nach Fig. 1 verdeutlicht und

Fig. 5 eine schematische Strukturdarstellung des gesamten Leistungsverstärkers entsprechend der Fig. 1 bis 4.

In der folgenden detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen sind zur besseren Verständlichkeit spezifische technische Begriffe gebraucht. Die Erfindung ist jedoch nicht durch die speziell ausgewählten Begriffe begrenzt, sondern der Umfang der Erfindung läßt sich nur mit Bezug auf die beigefügten Ansprüche definieren.

Die Aufmerksamkeit ist zunächst auf die Fig. 6A bis 6C zu richten, welche herkömmliche Endstufen-Kreise zeigen.

Im einzelnen zeigt Fig. 6A eine Strukturdarstellung einer herkömmlichen Endstufe vom Typ A; Fig. 6B zeigt eine Strukturdarstellung einer herkömmlichen Endstufe des B-Typs und Fig. 6C die Struktur einer herkömmlichen Endstufe des Typs AB.

Die Typ-A-Endstufe nach Fig. 6A enthält einen MOS-Transistor vom N-Typ MN1, der an seinem Gate das Eingangssignal Vin erhält und dessen Source mit der Stromquelle I1 verbunden ist. Die Typ B-Endstufe nach Fig. 6B enthält zwei CMOS-Transistoren, speziell einen MOS-Transistor vom P-Typ MP1 und einen MOS-Transistor vom N-Typ MN2, an deren Gates das Eingangssignal Vin anliegt.

Die Typ AB-Endstufe nach Fig. 6C enthält ein Paar Strom-Umkehr-Transistoren MP2, MP3, ein Paar Transistoren MN3, MN4, die das Eingangssignal Vin über ihre Gates erhalten, und ein Paar Transistoren MP4, MP5, die mit ihren Gates mit dem Drain des Transistors MP3 und mit der Stromquelle I2 verbunden sind.

Bei den oben beschriebenen herkömmlichen Endstufen begrenzen die Endstufe vom Typ A gemäß Fig. 6A und die Endstufe vom Typ AB gemäß Fig. 6C die Ausgangs-Spannungsgröße entsprechend der für solche Anordnungen bekannten Begrenzungseigenschaften. Somit muß für den Fall, daß die Last, welche einen niedrigen Impedanz-Wert besitzt, durch einen Typ A- oder Typ AB-Kreis gespeist wird, der in der Endstufe eingesetzte Transistor eine hohe Leistungsaufnahme besitzen.

Demgegenüber hat eine herkömmliche Endstufe vom Typ B gemäß Fig. 6B den Vorteil, daß ihr Ausgangswert höher ist im Vergleich zu den Endstufen der Typen A und AB. Sie hat aber auch zwei Nachteile: die Überkreuz-Verzerrung ist größer und die Kontrolle des Arbeitspunkt-Gleichstromes ist schwierig.

In der US-Patentschrift Nr. 44 80 230 ist zur Überwindung dieser Nachteile ein CMOS-Leistungsverstärker vom Typ AB veröffentlicht. Bei dem Verstärker nach o. g. US-Patent, der eine hochverstärkende und eine Endstufe gemeinsam enthält, wird die Überkreuz-Verzerrung zu einem wesentlichen Problem.

Diese Nachteile sollen mit der Verstärker-Anordnung nach der vorliegenden Erfindung überwunden werden.

Die Aufmerksamkeit soll zunächst auf Fig. 1 gerichtet werden, welche einen CMOS-Leistungsverstärker gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. Dieser besitzt eine Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 zur Verstärkung des Differenz-Eingangssignals, welches über die Anschlüsse S2, S4 angelegt wird, eine Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 zur Erhöhung der Verstärkung der von der Stufe 10 verstärkten und über die Leitungen S11 bis S14 übertragenen Signale, und eine Endstufe 30 zur Speisung einer Last (nicht dargestellt) mit den Ausgangssignalen S21 bis S23 der Stufe 20. Die Verstärkerstufe 20 setzt sich aus einer separaten ersten und zweiten Verstärkereinheit 21, 22 zusammen. Die Verstärkereinheiten 21, 22 erhalten jede Eingangssignale von der Eingangsstufe 10 über die Leitungen S11 bis S14. Die Einheit 21 gibt ihre Ausgangssignale S21, S22 an eine erste Einheit 31 der Endstufe 30 ab. Entsprechend speist die Einheit 22 ihr Ausgangssignal S23 in eine zweite Einheit 32 der Endstufe 30. Die Endstufe 30 erzeugt ein Signal am Ausgangsanschluß OUT, das an die Last gelegt ist.

In den Fig. 1 bis 5 sind gleiche Elemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Die Fig. 2 bis 4 geben beispielsweise im einzelnen Schaltungselemente und deren Verbindung für die Differenzverstärker-Eingangsstufe 10, die Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 und die Endstufe 30 gemäß Fig. 1 wieder. In jeder der Fig. 2 bis 4 sind die Transistoren, auf die hingewiesen wird, mit Numerierung versehen, beginnend mit den Buchstaben MP betreffend MOS-Transistoren vom P-Typ.

Die Buchstabenkombination MN bei der Buchstaben-Bezugnahme bezeichnet einen MOS-Transistor vom N-Typ. Vorzugsweise sind die Stufen 10, 20 und 30 alle in einem einzigen CMOS-IC integriert.

Wie es allgemein bekannt ist, besitzen die MOS-Transistoren, die hierfür eingesetzt werden, vier funktionelle Teile, nämlich Gate, Drain, Source und Substrat, erzeugt durch Überlagerung von Materialschichten auf einem Silizium-Substrat. Das Gate ist der Steuer-Eingang, und es beeinflußt den Elektronenfluß zwischen Drain und Source; Drain und Source können wie die zwei Pole eines Schalters gesehen werden.

Bei einem MOS-Transistor vom N-Typ werden Source und Drain miteinander verbunden, wenn eine hohe Spannung oder eine Binär-1 in bezug auf das Substrat am Gate angelegt wird, und der Transistor arbeitet wie ein geschlossener Schalter. Bei einem MOS-Transistor vom P-Typ ist der Schalter geschlossen oder "on", wenn das Grundsignal oder Binär-0 am Gate anliegt. Der Schalter ist offen oder "off", wenn eine hohe Spannung oder Binär-1 in bezug auf das Substrat an dem Gate angelegt ist.

Bei einem MOS-Transistor wird der Strom zwischen Source und Drain durch eine Spannung, die am Gate anliegt, gesteuert. Drei unterschiedliche Arbeitszustände oder "Bereiche" sind möglich. In Betrieb wird eine positive Spannung (in bezug auf das Substrat) zwischen Source und Drain angelegt. Mit einer 0-V-Gate-Vorspannung (d. h. wenn die Spannung zwischen dem Gate und Source Null ist), fließt fast kein Strom zwischen Source und Drain; sie sind gewissermaßen voneinander isoliert. Im praktischen Betrieb existiert ein sehr niedriger Leckstrom vom Source zum Drain. Somit hört der Drain-Source-Strom auf, wenn die Gate-Spannung niedriger wird als ein Schwellwert, abgesehen vom o. g. Leckstrom.

Mit positiver Gate-Vorspannung, d. h. wenn die Substrat-Gate-Spannung den Schwellwert übersteigt und größer ist als die Drain-Spannung, fließt ein Drain-Source-Strom. Die Anordnung arbeitet im ungesättigten oder linearen Bereich, in welchem der Stromfluß eine Funktion sowohl der Gate- als auch der Drain-Spannung ist. Wenn die Gate-Vorspannung kontinuierlich erhöht wird, wird ein Umkehrpunkt erreicht, bei dem vollständige Leitfähigkeit zwischen Gate und Substrat vorliegt. Physikalisch bedeutet das, daß das Halbleitermaterial, das Gate und Substrat trennt, seine Eigenschaft ändert; diesen Vorgang nennt man Inversion. Das System arbeitet dann in einem gesättigten Zustand, in welchem der Kanalstrom durch die Gate-Spannungshöhe gesteuert wird, unabhängig von der Drain-Spannung.

Elektrisch arbeitet eine MOS-Anordnung wie ein spannungsgesteuerter Schalter, der den Strom zwischen Drain und Source leitet, wenn die Gate-Source-Spannung die Schwellspannung übersteigt.

Die Einrichtung kann in drei Bereichen arbeiten: ein "Abschalt-Bereich", in welchem nur ein Strom als Source-Drain-Leckstrom fließt, ein "linearer Bereich", in welchem der Source-Drain-Strom linear mit der Gate-Spannung ansteigt und ein "Sättigungs-Bereich", in welchem eine Umkehr stattfindet und der Drain-Strom unabhängig von der Drain-Spannung ist.

Wie allgemein bekannt, bedarf es keiner Anschlüsse von Außenkomponenten an dem Substrat. Bei allen MOSFET vom N-Typ sind mit der Spannung V_SS verbunden. In einigen Fällen (z. B. MN35) ist das Substrat mit dem Source verbunden.

Gemäß Fig. 2 besteht die Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 aus einem MOS-Transistor vom P-Typ MP11, dessen Gate eine Vorspannung Vbias erhält und wie eine Stromquelle wirkt, aus einem Paar von Differential-Transistoren MP12, MP13, die beispielsweise die Eingangssignale Vin⁺, Vin⁻ über die Leitungen S2, S4 enthalten und aus zwei Paaren von Transistoren MN13, MN14 und MN11 und MN12 zur Bildung des benötigten Strom-Signals.

Wie allgemein bekannt ist, stellt der Übertragungsleitwert, welcher den Zusammenhang zwischen Ausgangsstrom und Eingangsspannung wiedergibt, eine Bewertungsgröße aller MOS-Transistoren dar. Somit wird der Übertragungsleitwert zur Messung der Verstärkung der MOS-Einrichtung benötigt und erhält einen unterschiedlichen Wert in Abhängigkeit davon, ob die Einrichtung in linearen oder im Sättigungsbereich arbeitet.

Ebenfalls ist bekannt, daß MOSFET, wie sie in den Abbildungen gezeigt sind, zu sogenannten Stromumkehr-Paaren zusammengefaßt werden können. Der Drain-Strom eines MOS-Transistoren ist abhängig von dem Verhältnis von Breite und Länge des Halbleiter-Kanals, durch welchen der Transistor bestimmt ist. Eine Vielzahl von Transistoren kann auf einem einzigen Chip untergebracht sein, wobei jeder das gleiche Breite-Länge-Verhältnis (W/L) besitzt. Von allen Transistoren, welche die gleiche Gate-Source-Schwellspannung V_T besitzen und welche den gleichen Drain-Source-Strom aufweisen, sagt man, daß sie die gleiche "Größe" haben.

Vorzugsweise sind die Größen der meisten Transistoren in der erfindungsgemäßen Anordnung etwa gleich groß zueinander. Dabei insbesondere sind die Größen der FET's MN23, MN35, MP35 etwas geringer, während die Größe des FET MN25 relativ groß ist.

Die MOSFET der vorliegenden Erfindung arbeiten nicht im Schalterbetrieb, sondern als Verstärker. Deshalb sprechen alle MOSFET an, wenn ein bestimmtes äußeres Eingangssignal Vin ⁺ und Vin⁻ anliegt. Andererseits können die FET's MP36 oder MN36 auch schließen, je nachdem, ob der Eingang Null ist oder über bzw. unter einer Arbeits-Schwellspannung 0_op liegt.

Stromumkehr-Transistoren werden für die Erfindung benötigt. Zum Aufbau eines stabilen Differenzverstärkers benötigt man auch eine stabile Stromquelle. Wenn die Charakteristiken von zwei Transistoren Q₁, Q₂ die gleichen sind, können sie für den gleichen Arbeitsstrom I₀ = I_B ausgelegt werden. Den Effekt, daß I₀ = I_B ist, nennt man einen Stromumkehr-Effekt und die Transistoren Q₁, Q₂ werden Stromumkehr-Transistoren genannt. Der Effekt wird in den folgenden Gleichungen verdeutlich:

I_B = I_B1 + I_B2 + h_FE2 I_B2
I₀ = h_FE1 I_B1

Q₁, Q₂ besitzen die gleichen Charakteristika und somit ist

I_B1 = I_B2, h_FE2 = h_FE1

I_B = I_B1 + I_B1 + h_FE1 I_B1 = 2 I_B1 + h_FE1 I_B1 = (2 + h_FE1)IB₁

grundsätzlich, h_FE1»2, und somit

I_B = H_FE1 I_B1,
I_B = I₀.

In der Verstärker-Stufe 10 werden die zwei Differenz-Eingangssignale Vin⁺, Vin⁻, welche an den Eingangsanschlüssen S2, S4 anliegen, entsprechend des Übertragungsleitwertes der beiden Paare von Stromumkehr-Transistoren MN11, MN12 und MN13, MN14 und durch das Paar von Differential-Transistoren MN12, MN13 verstärkt. Sodann werden die verstärkten Signale über die Drains der Stromumkehr-Transistoren MN11 bis MN14 an die Leitungen S11 bis S14 abgegeben.

Unter dieser Bedingung werden die verstärkten Signale an den Anschlüssen S11 bis S14 (abgenommen an den Drains der Transistoren MN11 bis MN14) an die bereits vorher erwähnte Verstärkerstufe 20 angelegt.

Die Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 kann in Abhängigkeit von der Größe des Gleichtaktbereiches (CMR) unterschiedlich gestaltet sein. Die Größe des Gleichtaktbereiches CMR wird durch den einzelnen Anwendungsfall, in dem der Leistungsverstärker 1 benötigt wird, festgelegt. Die Differenzverstärker-Eingangsstufe gemäß der beanspruchten Erfindung ist vorzugsweise mit einer großen CMR ausgelegt, vorzugsweise im Bereich von -3,7 V bis 4,0 V.

Die in Fig. 3 beschriebene Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 des Verstärkers 1 besitzt folgenden Aufbau: einen ersten Verstärkerteil 21, einen zweiten Verstärkerteil 22 und Wechselspannungskompensationskapazitäten C21, C22 zur Herstellung einer stabilen Wechselspannung. Die erste Verstärkereinheit 21 setzt sich zusammen aus Paaren von Transistoren MP21, MP22, MP23, MP24, MP25, die die Stromumkehr im Zusammenhang mit der Differenzverstärker-Eingangsstufe bilden und Paaren von Transistoren MN21 bis MN26 zur Verstärkung der an ihre Gates angelegten Signale S11 bis S14, die von der Differenzverstärker- Eingangsstufe 10 stammen. Die Ausgänge S21, S22 der Sektion 21 stammen von den Transistoren MN23, MN25.

Die zweite Verstärkereinheit 22 beinhaltet Paare von Stromumkehr-Transistoren MN27 bis MN39, Paare von Transistoren MN29, MN30, MN27, MN28 zur Verstärkung der an ihre Gates angelegten Signale S11 bis S14 und ein Paar von Transistoren MN31, MN31, welche über ihre Drains ein Ausgangsignal S23 der Einheit 22 abgeben. Die Wechselstromkompensationskapazitäten C21, C22 sind beispielsweise an den Drains der Transistoren MN23, MN25 angeschlossen.

Entsprechend Fig. 4 setzt sich die Endstufe 30 des Verstärkers 1 folgendermaßen zusammen: eine erste Endstufeneinheit 31, bestehend aus einem Paar von Transistoren MP36, MN36, an deren Gates die Ausgangssignale S21, S22 der ersten Verstärkereinheit 21 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 anliegen. Die Transistoren MN36, MN36 wirken wie ein Gegentaktverstärker vom Typ B. Die Endstufe 30 besitzt eine zweite Einheit 32, die ein Paar von Transistoren MN35, MN35 einschließt, die über ihre Gates das Ausgangssignal S23 der zweiten Verstärkereinheit 22 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 erhalten. Die Transistoren wirken wie ein Gegentaktverstärker vom Typ AB; ein Ausgangssignal OUT wird beispielsweise am Drain der Transistoren MN36, MN36 abgegeben.

Für den Betriebsfall, daß die Ausgangs-Spannungssignale OUT der Endstufe 30 klein gehalten werden, geraten die Transistoren MN36, MN36 der ersten Endstufen-Einheit 31 in einen Abschaltzustand, und der Strom zur Last (nicht dargestellt) wird von den Transistoren MN35, MN35 der zweiten Endstufen-Einheit 32 geliefert. Somit können die Transistoren MN35 und MN35 für den Fall, daß das Ausgangssignal niedrig ist und ein geringer Strom zur Last fließt, mit niedrigen Leistungs-Kennwerten versehen sein.

Wenn die Ausgangsspannung OUT ansteigt, schalten die Transistoren MN36, MN36 der ersten Endstufen-Einheit 31 vom Abschaltzustand in den Einschaltzustand um, und der Strom für die Last wird durch die Transistoren MN35, MN35, MN36, MN36 geliefert. Das führt im Gegensatz zu dem Fall, in dem sich das Ausgangssignal zu einem kleineren Wert verändert, im Fall des ansteigenden Wertes zu einem großen Strom durch die Last; dabei wird der meiste Strom durch die Transistoren MP36, MN36 der zweiten Endstufen-Einheit 32 geliefert. Das bedeutet, daß der Strom für den Fall, daß das Ausgangssignal zu höheren Werten variiert und dann einen Arbeits-Schwellwert übersteigt, von den Transistoren MP35, MP36 in die Last gespeist wird. Während dessen, wenn das Ausgangssignal kleiner wird, speisen die Transistoren MN35, MN36 den Strom in die Last. Unter diesen Bedingungen stellen die Transistoren MP36, MN36 der ersten Endstufen-Einheit 31 den größten Teil des Speisestromes zur Verfügung.

Fig. 5 enthält eine detaillierte Strukturdarstellung eines beispielhaften Leistungsverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung. Bei deren Erläuterung wird von einem Idealfall ausgegangen, bei welchem gleichgroße Eingangsspannungswerte Vin⁺, Vin⁻ an den Eingangsanschlüssen der Transistoren MP12, MP13 der Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 vorliegen. In solchem Falle sind auch die Spannungsgrößen, die an den Gates der Transistoren MN21, MN23 und MN25 anliegen, gleich groß, ebenso die Spannungswerte, die an den Gates der Transistoren MN22, MN24, MN26 anliegen.

Demgemäß wird der Spannungswert des Ausgangs S21 der ersten Verstärker-Einheit 21 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20, d. h. die Spannung des Drains des Transistors MN23, einen DC-Arbeitspunkt fast in der Größenordnung der Leistungsquellen-Spannung Vdd haben. Demgegenüber wird die Spannung am Ausgang S22 der ersten Verstärkerstufe 21, d. h. die Drain-Spannung des Transistors MN25, einen DC-Arbeitspunkt fast in der Höhe der Leistungsquellen-Spannung VDD einnehmen. Das bedeutet, daß die Transistoren MN36, MN36 der Endstufe zugesteuert sind.

Im Fall, daß die Größen, die elektrischen Eigenschaften und Kennwerte der Stromumkehr-Transistoren MP21, MP22, MP23 und MP24 gleich sind und daß die Größen und Eigenschaften der Transistoren MN21, MN22 und MN24 ebenfalls gleich sind, daß aber die Größe des Transistors MN23 niedriger liegt als die des Transistors MN21, arbeiten die Transistoren MN23 und MP24 in einem ungesättigten Bereich. Das führt dazu, daß sich die Drain-Spannung des Transistors MN23 der Höhe der Leistungsquellen- Spannung VDD annähert.

Für den Fall, daß die Transistoren MP21, MP22, MN26 gleich aufgebaut sind, daß jedoch der Transistor MN25 höhere Kennwerte besitzt als der Transistor MN12, arbeiten die Transistoren MN25, MN26 in einem ungesättigten Bereich, mit dem Ergebnis, daß die Drain-Spannung des Transistors MN25 in die Nähe der Leistungsquellen- Spannung VDD gelangt. Demgemäß wird der Wert des DC-Strom-Arbeitspunktes der Transistoren MP36, MN36 der Endstufe 30 zu Null.

Für den Fall, daß die Eingangsgröße Vin⁺ um mehr als einen bestimmten festgelegten Spannungswert 0_op größer ist als die Eingangsgröße Vin⁻, arbeitet der Transistor MP24 in einem Sättigungsbereich, und die Transistoren MP21 bis MP24 und MN21 bis MN24 sorgen für eine hohe Verstärkung dieser Verstärkerstufe. Demzufolge bewegt sich die Drain-Spannung des Transistors MN23, d. h. das Ausgangssignal S21 der ersten Verstärkerstufen- Einheit 21, zu einem niedrigeren Spannungswert, der definiert ist durch die Gleichung (Vin⁺-Vin-0_op) × (Verstärkung der Differenzverstärker-Eingangsstufe 10) × (Verstärkung der hochverstärkenden Verstärkerstufe).

Unter dieser Bedingung bleibt der Transistor MN25 ungesättigt, und damit stellt sich die Drain-Spannung des Transistors MN25, d. h. das Ausgangssignal S22 der Verstärkerstufe 20 auf eine Spannung in der Nähe der Leistungsquellen-Spannung V_SS ein.

Entsprechend bewegt sich die Gate-Spannung des Transistors MP36 der Endstufe 30 auf einen Spannungswert, welcher einen niedrigen Arbeitsspannungswert darstellt, wenn die Eingangs- Spannungsdifferenz (Vin⁺-Vin) der Stufe 10 einen bestimmten Schwellspannungswert (0_op) übersteigt. Deshalb beginnt der Transistor MP36 den Strom zu liefern, der zum Speisen einer Last mit niedriger Impedanz erforderlich ist, und die Ausgangssignale OUT der Endstufe 30 wachsen an. In diesem Fall liegt die Gate-Spannung des Transistors MN36 der Endstufe 30 in der Nähe der Leistungsquellen-Spannung V_SS, so daß der Transistor MN36 in einem Abschalt-Zustand verbleibt.

Andererseits gelangt der Transistor MP36 der Endstufe 30 in einen Einschalt-Zustand, wenn die Eingangs-Spannungsdifferenz (Vin⁺-Vin⁻) der Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 einen bestimmten festgelegten Wert 0_op erreicht. Der Strom, der für das Treiben einer Niedrigimpedanz-Last erforderlich ist, wird durch den Transistor MN36 mit dem Ergebnis geliefert, daß das Ausgangssignal OUT der Endstufe 30 abnimmt.

Unter den genannten Bedingungen ist die Spannung an den Gates und Sources der Transistoren MP36 und MN36 äquivalent zu der Leistungsquellen-Spannung, und deshalb können die Transistoren MP36 und MN36 gering dimensioniert werden.

Es folgt eine detaillierte Funktionsbeschreibung:
Wenn die Eingangssignale gleich sind, d. h. Vin⁺-Vin=0, und wenn diese an die Eingangsanschlüsse der FET's MP12, MP13 der Differenzverstärker-Eingangsstufe angelegt sind, dann ist auch die Größe der Drain-Ströme der FET's MP12 und MP13 gleich groß, ebenso die Drain-Ströme von MN11 bis MN14.

MN21 bildet zusammen mit MN11 eine Stromumkehr, ebenso MN22 mit MN12; somit sind die Drain-Ströme der FET's MN21, MN22, MP21, MP22 durch den Stromumkehr-Effekt gleich mit dem Drain-Strom des FET's MN11.

Die Dimensionierung des FET's MN23 ist geringer als die der FET's MN21, MN22, MN24, und die Größenordnung des Drain- Stromes des FET's MN23 ist kleiner als die des FET's MN21. Deshalb liegen die FET's MP23, MP24 (die zusammen mit dem FET's MP21, MP22 eine Stromumkehr bilden) in einem ungesättigten Bereich. In dem ungesättigten Bereich ist die Größe der Drains zu der Quellen-Spannung V_DS gering, und ebenso klein ist der Spannungsabfall der FET's MP23, MP24. Damit wird die Drain- Spannung des FET's MN23 fast gleich groß wie die Leistungsquellen- Spannung V_DD.

Demgemäß befinden sich die FET's MN25 und MN26 im ungesättigten Bereich, wenn die Dimension des FET's MN25 höher liegt als die der FET's MN21, MN22 und MN24. Damit ist der Spannungsabfall an den FET's MN25, MN26 klein. Die Drain- Spannung des FET's MN25 gelangt in die Nähe der Leistungsquellen- Spannung V_SS, und die FET's MP36, MN36 schalten ab.

Die Größe des Drain-Stromes des FET's MN31 ist die gleiche wie die von MN11, weil die FET's MN29, MN30, MN27, MN28 der zweiten Verstärkerstufe mit den entsprechenden FET's MN11, MN12, MN13 und MN14 Stromumkehrungen bilden. Damit befinden sich die FET's MN35 und MP35 in einem gesättigten Bereich.

Wenn der Wert |Vin⁺-Vin⁻| der Eingangsgrößen klein und unterhalb 0_op ist, was nicht den Betrieb der FET's MP36 und MN36 betrifft, arbeitet die erste Verstärkereinheit wie oben erläutert. Die zweite Verstärkereinheit arbeitet unter Berücksichtigung der FET's MN35, MP35 als eine hochverstärkende Einheit. Wenn sich die Ausgangsspannung der zweiten Verstärkereinheit zu einer Größe höher als die Arbeitsspannung der FET's MN35, MP35 hinbewegt, wird der Ausgangsstrom für die Last durch das FET MN35 bereitgestellt.

Im Gegensatz dazu wird der Strom für die Last durch das FET MP35 bereitgestellt, wenn sich die Ausgangsspannung der zweiten Verstärkereinheit auf eine Höhe niedriger als die Arbeitsspannung der FET's MN35, MP35 verändert. Somit arbeiten die zweite Verstärkereinheit und die FET's MN35, MP35 wie ein Verstärker vom AB-Typ.

Wenn das Eingangssignal Vin⁺ um mehr als die Spannung 0_op größer als das Signal Vin⁻ ist, dann steigt der Drain- Strom des FET's MN11 und ist größer als das des FET's MN13. Durch den Stromumkehr-Effekt wächst auch der Drain-Strom des FET's MN21. Dementsprechend steigen die Drain-Ströme von MP21 und MP22. Es steigen auch die Drain-Ströme der FET's MP23 und MP24, die mit den FET's MP21 und MP22 eine Stromumkehr bilden. Im Ergebnis arbeiten die FET's MP23 und MP24 im Sättigungsbereich.

Ein herkömmlicher Gegentaktverstärker vom B-Typ ist nicht zur einfachen Einhaltung des Gleichstrom-Arbeitspunktes geeignet. Im Gegensatz dazu ist der Gegentaktverstärker vom B-Typ, versehen mit Transistoren MP36, MN36 in der Endstufe 30 und auch versehen mit der ersten Verstärkereinheit 21, in der Lage, jederzeit den Gleichstrom-Arbeitspunkt der Endstufe bei Null einzuhalten.

Bei der vorliegenden Erfindung kann eine Vergrößerung der Überkreuz-Verzerrung vorliegen. Dieses Problem wird jedoch in folgender Weise gelöst: Die Transistoren MP35 und MN35 verbinden die zweite Verstärkereinheit 22 und die zweite Endstufeneinheit 32. Diese Transistoren MP35, MN35 der Endstufe 30 und die zweite Verstärkereinheit 22 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 sind so dimensioniert, daß die Last nur dann gespeist wird, wenn die Spannungsdifferenz zwischen den zwei Eingängen Vin⁺ und Vin⁻ kleiner als ein Spannungswert 0_op ist.

Wenn die Eingangssignale Vin⁺ und Vin⁻ an den Transistoren MP12, MP13 gleich sind, bleiben die Transistoren MP27 bis MP31 der zweiten Verstärkerstufe 22 im Sättigungsbereich, mit dem Ergebnis, daß eine hohe Ausgangsverstärkung im Verhältnis zur Spannungsdifferenz zwischen den zwei Eingängen Vin⁺, Vin⁻ erzeugt wird.

Der Ausgang S23 der zweiten Verstärker-Einheit 22 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20, d. h. die Drains der Transistoren MP31, MN31, ist mit den Gates der Transistoren MP35, MN35 der Endstufe 30 verbunden. Die Transistoren MP35, MN35 verbleiben im Sättigungsbereich, wenn die zwei Eingangssignale Vin⁺, Vin⁻ der Verstärkerstufe 10 in ihrer Größe gleich sind. Deshalb bewegt sich die Ausgangsspannung zu einem über der Arbeitsspannung gelegenen Wert, wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen Vin⁺, Vin⁻ der Eingangsstufe 10 niedriger ist als eine bestimmte, als 0_op festgelegte, Spannungsgröße; der Strom für die Last wird vom Transistor MP35 geliefert. Andererseits, wenn sich die Ausgangsspannung auf einen niedriger als die Arbeitsspannung gelegenen Wert einstellt, erhält die Last ihren Strom durch den Transistor MN35.

Unter dieser Bedingung geben die Transistoren MP35, MN35 der Endstufe 30 den Strom an die Last ab bis die Transistoren MP36, MN36 beginnen zu leiten. Deshalb können die Transistoren MP35, MN35 eine niedrige Dimensionierung, d. h. niedrige Leistung und andere elektrische Parameter, haben.

Auf diese Weise wird die Überkreuz-Verzerrung, die durch die Transistoren MP36, MN36 der Endstufe 30 und die erste Verstärkereinheit 21 der Hoch-Verstärkerstufe 20 erzeugt war, durch die Transistoren MP35 und MN35 der Endstufe 30 und die zweite Verstärkereinheit 22 der Hoch-Verstärkerstufe 20 wieder beseitigt.

Der Phasenrand der Bandbreite erhält einen Wert zur Definierung der Stabilität des Verstärkers 1. Wenn ein Verstärker 1 eine gute AC-Stabilität haben soll, ist festzulegen, daß der Phasenrand 60° übersteigen sollte. In Anbetracht des AC-Stabilitätsfaktors bietet die vorliegende Erfindung folgenden Zusammenhang an: Wie in den Fig. 4 und 6 gezeigt ist, sind die Kompensations-Kondensatoren C21, C22 mit den Ausgangsanschlüssen der ersten und zweiten Verstärkereinheit 21, 22 der Hoch-Verstärkerstufe 20 verbunden.

In der Tabelle 1 sind empirisch gemessene Werte von elektrischen Parametern des CMOS-Leistungsverstärkers 1 gemäß der vorliegenden Erfindung aufgelistet; die Messungen wurden in einer Kreisnachbildung durchgeführt.

Tabelle 1

In der obigen Tabelle wurde die Ausregelzeit, ausgehend von 0,1% der endgültigen Größe des Ausgangssignals, bestimmt; die positive und die negative Ausregelzeit wurden beispielsweise angegeben.

Gemäß der vorliegenden Erfindung, wie sie oben beschrieben ist, ist der DC-Stromarbeitspunkt niedrig, und eine Ausgangsspannung gleich der speisenden Spannungsgröße kann gerade unter einer Niedrigtemperatur-Last erhalten werden.

Zusammensetzung der verwendeten Bezugszeichen

V_in
Eingang
V_DD	Leistungsquellen-Spannung
V_SS	Speisespannung
V_bias	Vorspannung
MN1 bis MN4	MOS-Transistor vom N-Typ
I1, I2	Stromquelle
OUT	Ausgang
MP1 bis MP5	MOS-Transistor vom P-Typ
S2, S4	Anschlüsse, Signale
S11 bis S14	Anschlüsse, Signale
S21 bis S23	Anschlüsse, Signale
1	Leistungsverstärker
10	Differenz-Verstärker
20	Hoch-Verstärkerstufe
21	Verstärkereinheit zu 20
22	Verstärkereinheit zu 20
30	Endstufe
31	Ausgangseinheit zu 30
32	Ausgangseinheit zu 30
MP11 bis MP36	MOS-Transistoren vom P-Typ
MN11 bis MN36	MOS-Transistoren vom N-Typ
C21, C22	Glättungskondensatoren

Claims

1. CMOS-Leistungsverstärker, gekennzeichnet durch
eine Differential-Eingangsstufe, die einen positiven Eingang, einen negativen Eingang und mehrere erste Ausgangssignale besitzt,
eine hochverstärkende Stufe, funktionell verbunden mit der Vielzahl von ersten Ausgangssignalen der Eingangsstufe, bestehend aus einer ersten Verstärkereinheit und einer zweiten Verstärkereinheit, von denen jede mehrere zweite Ausgangssignale erzeugt, und aus Mitteln zum Korrespondieren mit der Anzahl von ersten Ausgangssignalen und zum selektiven Treiben der ersten oder zweiten Verstärkereinheit und
eine Endstufe, funktionell mit den zweiten Ausgangssignalen verbunden.

2. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel, die auf die ersten Ausgangssignale ansprechen, Mittel zur Reaktion auf eine Spannungsdifferenz zwischen dem positiven und dem negativen Eingang und damit zum Treiben der ersten Verstärkereinheit, wenn die Spannungsdifferenz einen Schwellwert übersteigt, und zum Treiben der zweiten Verstärkereinheit, wenn die Spannungsdifferenz niedriger als der Schwellwert ist, einschließen.

3. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Verstärkereinheit ein erstes, zweites und drittes Paar von Strom-Umkehr-Transistoren und ein erstes, zweites und drittes Paar von Verstärkungstransistoren einschließt, wobei die Gates der Verstärkungstransistoren funktionell mit jeweils einem der ersten Ausgangssignale verbunden sind und die Verstärkungstransistoren eine Vielzahl von dritten Ausgangssignalen bereitstellen.

4. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 3, gekennzeichnet dadurch, daß die zweite Verstärkereinheit zwei Paar Verstärkertransistoren einschließt, wobei die Gates mit jeweils einem der ersten Ausgangssignale verbunden sind und die Drains ein viertes Ausgangssignal erzeugen.

5. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet dadurch, daß die Endstufe folgendes einschließt:
eine erste Ausgangseinheit mit zwei Transistoren, deren Gates mit einer der dritten Ausgangssignale der ersten Verstärkereinheit verbunden sind, wobei die erste Ausgangseinheit wie ein Gegentaktverstärker vom B-Typ aufgebaut ist,
eine zweite Ausgangseinheit mit zwei Transistoren, deren Gates mit einer der vierten Ausgangssignale der zweiten Verstärkereinheit verbunden sind, wobei die zweite Ausgangseinheit wie ein Gegentaktverstärker vom AB-Typ arbeitet,
die Drains der Transistoren der ersten und zweiten Ausgangseinheit geben das Ausgangssignal der Endstufe ab.

6. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltmittel für die Endstufe, die auf die Ausgangssignale reagieren, vorgesehen sind und daß für den Fall, daß das Ausgangssignal abfällt, die erste Ausgangseinheit abschaltet.

7. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei Transistoren der zweiten Ausgangseinheit ein P- und ein N-Transistor sind, daß erste Ausgang- Mittel zur Steuerung durch den Endstufen-Ausgangsstrom vorgesehen sind, wobei der P-Transistor einen geringen Strom abgibt, wenn der Stromarbeitspunkt überschritten wird, daß zweite Ausgang-Mittel zur Steuerung durch den Endstufen-Ausgangsstrom vorgesehen sind, wobei der N-Transistor einen geringen Strom abgibt, wenn der Stromarbeitspunkt unterschritten wird und daß im Fall des Stromabfalls in der Endstufe Abschaltmittel vorgesehen sind, die die ersten oder die zweiten Ausgang- Mittel bereitstellen.

8. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß Hochschaltmittel zur Reaktion auf ein Anwachsen des Endstufen-Ausgangsstromes und zur Bereitstellung des Ausgangs durch die ersten und zweiten Ausgang-Mittel vorgesehen sind.

9. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei Transistoren der ersten Ausgangseinheit ein P- und ein N-Transistor sind, daß dritte Ausgang- Mittel zur Steuerung durch den Endstufen-Ausgangsstrom vorgesehen sind, wobei der P-Transistor einen geringen Strom abgibt, wenn der Stromarbeitspunkt überschritten wird, daß vierte Ausgang-Mittel zur Steuerung durch den Endstufen-Ausgangsstrom vorgesehen sind, wobei der N-Transistor einen geringen Strom abgibt, wenn der Stromarbeitspunkt unterschritten wird und daß im Fall des Stromabfalls in der Endstufe Hochschaltmittel vorgesehen sind, die die dritten oder vierten Ausgang-Mittel bereitstellen.