DE3423017C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Leistungsverstärker mit Transistoren in CMOS-Format, mit einem Eingangs­ differentialverstärker, der ein verstärktes Ausgangssignal, das der Differenz der an den Eingangsklemmen (V_in+ und V_in-) des Verstärkers angelegten Eingangssignale entspricht, an eine Ausgangsklemme liefert, die mit einer Eingangsklemme eines Verstärkers in Source-Schaltung verbunden ist, und mit einem Ausgangs­ verstärker in Gegentaktschaltung, der zwischen den positiven und negativen Extremwerten einer Energiequelle (V_CC, V_SS) betreibbar ist.

Ein derartiger Leistungsverstärker ist aus der PCT-An­ meldung WO 82/02128 zu entnehmen.

Bei der Entwicklung integrierter Schaltungen haben sich besondere Schwierigkeiten ergeben, wenn elektronische Stromkreise als monolithische Strukturen ausgebildet werden sollten. Beispielsweise sind zwar lineare CMOS-Stromkreise weit verbreitet und vorteilhaft wegen ihres niedrigen Leistungsbedarfs, jedoch lassen sich manche funktionellen Elemente nur schwer auf CMOS-Format bringen oder sind sogar damit überhaupt unvereinbar.

Die bisherigen Grenzen der Anwendbarkeit linearer CMOS-Schaltungen haben lange Zeit die Entwicklung eines leistungsfähigen vollständigen CMOS-Leistungsverstärkers mit großem Dynamikbereich verhindert. Die bisher bekannten CMOS-Leistungsverstärker benutzten Ausfüh­ rungsformen der Ausgangsstufe, die verschiedenen Be­ schränkungen unterlagen. Fig. 1 zeigt drei dieser dem früheren Stand der Technik entsprechenden Ausgangs­ stufen: eine Ausgangsstufe der Klasse A (Fig. 1A), eine Ausgangsstufe der Klasse B (Fig. 1B), und eine Ausgangsstufe der Klasse AB (Fig. 1C).

Die bekannten Ausgangsstufen der Klasse A und der Klasse AB haben eine Ausgangsspannung von nur begrenzter Schwingungsweite und erfordern große Ausgangstreiber­ vorrichtungen, um die großen Strommengen liefern zu können, die notwendig sind, um Lasten niedrigen Widerstandes zu betreiben. Die Schwingungsweite der Aus­ gangsspannung ist begrenzt durch die Schwelle der Aus­ gangstreibervorrichtung und die maximale Spannung, die der Eingang dieser Ausgangstreiber erreichen kann, bevor die internen Vorrichtungen aus dem Sättigungs­ bereich herausgetrieben werden.

Die bekannte Ausgangsstufe der Klasse B kann zwar Ausgangsspannungen mit großer Schwingungsweite treiben, sie unterliegt aber Überkreuzungsverzerrungen (cross­ over distortion) und einen unkontrollierbaren Vorbe­ lastungsgleichstrom am Ausgang der Abtriebsvorrichtungen. Zur Lösung dieser Probleme wurde in der Bipolar­ technik die Anordnung eines Diodenkreises in Reihe mit den beiden Eingängen der Vorrichtungen 13a und 13b vorgesehen. Für die CMOS-Technik kommt aber eine solche Lösung wegen der Schwierigkeit der Ausbildung einer solchen Schaltung in CMOS-Vorrichtungen, welche die notwendigen Eigenschaften von Bipolarvorrichtungen aufweisen, nicht in Betracht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Leistungsverstärker der eingangs genannten Art die Aus­ steuerung mit Schwingungsweiten der Ausgangsspannung vom positiven bis zum negativen Pol einer Speisequelle zu ermöglichen, wenn die Ausgangsspannung an Lasten niedrigen Widerstandes anliegt, und die gesamte Verlust­ leistung des Leistungsverstärkers mit seinen Stufen möglichst niedrig zu halten.

Die Aufgabe wird gelöst mit den Merkmalen des Patent­ anspruchs 1. Vorteilhafte Möglichkeiten zur weiteren Ausgestaltung sind Gegenstand der Ansprüche 2 bis 9.

Eine Eingangsstufe mit hohem Verstärkungsgrad, die einen Differentialverstärker enthält, welcher einen Source- Verstärker antreibt, steuert eine Ausgangsstufe mit der Verstärkung 1 : 1.

Die Ausgangsstufe enthält zwei in Gegentakt­ schaltung angeordnete Verstärker mit der Verstärkung 1 : 1. Jeder Verstärker enthält eine Differentialein­ gangsstufe, deren Ausgang die Gate-Elektrode der Ausgangstreibervorrichtung steuert. Die Drain-Elektrode der Ausgangstreibervorrichtung ist direkt rückgekoppelt an den nicht-invertierenden Eingang der Differentialstufe und bildet einen nicht-inver­ tierenden Verstärker mit der Verstärkung 1 : 1. Der Strompegel der Ausgangsstufe wird im Falle einer Ver­ schiebung zwischen den beiden im Gegentakt arbeitenden Verstärkern geregelt.

Die Gegentaktausgangsstufe schwingt von Pol zu Pol der Speisequelle, wie es von den Pegeln des Ein­ gangssignals gefordert wird, und ist in der Lage, beim Betrieb von Lasten niedrigen Widerstandes große Strommengen zu liefern und zu schlucken bzw. große positive und negative Ströme zu führen. Es ist eine Regelung oder Überwachung von Vorbelastungsgleich­ strom in den Ausgangstreibervorrichtungen vorgesehen, und es wird ein maximaler Wirkungsgrad des Leistungs­ umsatzes für die Last, und zwar für große Schwingungs­ weiten der Ausgangsspannung, erhalten.

Durch die Erfindung wird das Problem der Übergangs­ verzerrung (crossover distortion) gelöst und für eine sehr niedrige Gesamtklirrverzerrung (total harmonic distortion) gesorgt. Die Implementierung gemäß der Erfindung ist in beliebigen CMOS-Prozessen durchführbar. Dazu gehören insbesondere standard­ mäßige oder invertierte CMOS-, Metall-Gate-CMOS-, und Einzel- oder Doppel-Polygate-CMOS-.

Im folgenden ist die Erfindung anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1A bis 1C vereinfacht Schaltschemata bereits bekannter Ausgangsstufen von Leistungsver­ stärkern in CMOS-Technik der Klasse A, der Klasse B, und der Klasse AB;

Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschema eines be­ vorzugten Anwendungsbeispiels eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfindung;

Fig. 3 das Schaltschema der Eingangsstufe eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfindung;

Fig. 4 ein ins einzelne gehende Blockschema der Ausgangsstufe eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfindung; und

Fig. 5 das Schaltschema eines Gegentaktleistungs­ verstärkers in CMOS-Bauweise der Klasse AB gemäß der Erfindung.

Gegenstand der Erfindung ist ein Leistungsverstärker der Klasse AB in CMOS-Bauweise mit großer Schwingungsweite, der in der Lage ist, Schwin­ gungen der Ausgangsspannung vom Minuspol bis zum Pluspol einer speisenden Energiequelle bei Belastungen mit niedrigem Widerstand zu liefern. Weitere mit Vor­ teilen verbundene Merkmale einer solchen Ausführungs­ form sind Überwachung und/oder Regelung des Vorbe­ lastungsgleichstroms in den Ausgangstreibervorrichtungen und die Anordnung einer Ausgangsstufe in Gegen­ taktschaltung, welche die Leistungseffizienz an der Last verbessert.

Bei dem Blockschema des Anwendungsbeispiels nach Fig. 2 eines Leistungsverstärkers gemäß der Erfin­ dung besteht die Schaltung aus einer Eingangsstufe 20 hohen Verstärkungsgrades, die eine Ausgangsstufe 21 mit der Verstärkung 1 : 1 treibt. Die Eingangsstufe 20 ist in Fig. 3 mit mehr Einzelheiten dargestellt.

Die Eingangsstufe 20 umfaßt einen Differential­ verstärker 61, der eine Verstärker 62 in Source- Schaltung antreibt. Der Differentialverstärker 61 kann entweder mit einem großen oder einem kleinen Gleich­ taktbereich (common mode range=CMR) versehen sein, je nach dem Anwendungsfall, für den der Leistungs­ verstärker benutzt werden soll. Bei der exemplarischen Ausführungsform der Erfindung wird der Leistungsverstärker in einer invertierenden Schaltungsanordnung mit der Verstärkung 1 : 1 benutzt. Daher kann eine Differentialstufe mit einem niedrigen CMR, d. h. einem niedrigen Gleichtaktbereich oder einer niedrigen Gleichtaktunterdrückung, benutzt werden. Die Vorteile der Verwendung eines Differentialverstärkers mit niedrigem CMR sind höherer Verstärkungsgrad aufgrund der in Kaskadenschaltung angeordneten Transistoren 26a und 27a sowie eine bessere Energieversorgungsrausch­ abweisung aufgrund der Stromrückkopplungskompen­ sationstechnik.

Die Differentialstufe umfaßt das Differential­ transistorenpaar 26/27, das Kaskadenpaar 26a/27a, das Stromspiegelpaar 23/24 und den als Stromsenke wirkenden Transistor 25. Jede Spannungsdifferenz zwischen den Eingangsklemmen V_in+ und V_in- wird, wie an den Gate-Elektroden der Transistoren 26 bzw. 27 zu sehen, durch das Transistorenpaar 26/27 verstärkt und durch das Stromspiegelpaar 23/24 zu einem einendigen Ausgang an der Drain-Elektrode des Transistors 26a umgewandelt.

Der Ausgang der Differentialstufe 61 treibt einen Verstärker 62 in Source-Schaltung, der die Ausgangsstufe mit einem großen Signaleingang versorgt. Der Verstärker 62 in Source-Schaltung liefert auch annähernd eine Hälfte der gesamten Wechselstrom­ verstärkung der Eingangsstufe und reduziert den Betrag der Kompensationskapazität, die erforderlich ist, um für Wechselstromstabilität zu sorgen.

Die Ausgangsstufe 21, die in Fig. 2 gezeigt ist, besteht aus zwei nicht-invertierenden Gegentaktver­ stärkern mit der Verstärkung 1 : 1, wie sie in Fig. 4 als Verstärker A1 und A2 und Transistoren 36 bzw. 36a gezeigt sind. Jeder Verstärker enthält eine Differen­ tialverstärkereingangsstufe, die ein Ausgangs­ signal ergibt, welches die Gate-Elektrode der Aus­ gangstreibervorrichtung steuert, die aus den Tran­ sistoren 36 und 36a, wie in Fig. 4 gezeigt, besteht. Die Drain-Elektrode des Ausgangstreibers ist direkt an den nicht-invertierenden Eingang des Differential­ verstärkers rückgekoppelt, um einen nicht-invertierenden Verstärker mit der Verstärkung 1 : 1 zu bilden.

Fig. 4 ist ein vereinfachtes Blockschema des vollständigen Leistungsverstärkers; hier ist die Gegen­ taktausgangsstufe besonders klar und verständlich erkennbar. Der Verstärker A1 und der Transistor 36 bilden den Verstärker mit dem Verstärkungsgrad 1 für die positive Halbwelle der schwingenden Ausgangs­ spannung und umgekehrt bilden der Verstärker A2 und der Transistor 36a den Stromkreis für die negative Halbwelle. Die Transistoren 38a, 39 bis 43 bilden ein Rückkopplungsnetzwerk, das den Vorbelastungs­ gleichstrom oder die Gleichstromvoreinstellung in den Ausgangstreibervorrichtungen 36 und 36a im Falle des Auftretens einer Verschiebung oder Versetzung zwischen den Verstärkern A1 und A2 steuert. Der Verstärker 40, ein Differentialverstärker, und die Vorrichtungen 37, 38 und 44 bilden die Eingangsstufe 20 des Leistungsverstärkers.

Der Einfachheit halber soll jetzt nur der die positive Halbwelle der Ausgangsstufe betreffende Stromkreis im einzelnen erörtert werden. Die Arbeits­ weise des Stromkreises für die negative Halbwelle ist eine spiegelbildliche Umkehrung derjenigen des Kreises für die positive Halbwelle. Die in jedem Stromkreis ähnliche Funktionen ausführende Kompo­ nenten sind für den Stromkreis der positiven Halbwelle mit einer Grundbezeichnung (z. B. 31) und für den Kreis der negativen Halbwelle mit einem zusätzlichen Buchstaben "a" (z. B. 31a) versehen, soweit nachstehend keine anderen Angaben gemacht werden.

Eine bevorzugte Ausführungsform gemäß der Erfindung ist in Fig. 5 schematisch dargestellt. Der Grund­ verstärker mit der Verstärkung 1 : 1 zum Steuern der positiven Halbwelle enthält die Transistoren 31 bis 36. Die Transistoren 31 bis 35 sind diejenigen Funktions­ elemente, welche einen Differentialverstärker bilden, dessen Ausgangssignal das Eingangssignal am Transistor 36 ist. Der negative Eingang des Differential­ verstärkers ist mit dem Ausgang der Eingangsstufe 20 und der positive Eingang mit dem Drain des Transistors 36 verbunden.

Der Verstärker mit der Verstärkung 1 : 1, der die negative Halbwelle steuert, besteht aus den Transistoren 31a bis 36a. Die Differentialverstärkerschaltung für die negative Halbwelle arbeitet ähnlich wie diejenige des Kreises für die positive Halbwelle, die vorstehend besprochen wurde, mit Ausnahme davon, daß der negative Eingang zu dem Differentialverstärker hinsichtlich seines Pegels gegenüber demjenigen für den Stromkreis der positiven Halbwelle verschoben ist.

Der Ausgang des Differentialverstärkers für den Kreis der positiven Halbwelle, der aus den Transi­ storen 31 bis 35 besteht, treibt die Gate-Elektrode des Transistors 36 auf einen Pegel, der für den Transistor ausreicht, um einen angemessenen Strom an einen Lastwiderstand zu liefern, der eine Spannung an der Last ergibt, welche gleich ist der an die ne­ gative Klemme des Differentialverstärkers angelegten Spannung. Der in der Ausgangsstufe vorgesehene Diffe­ rentialverstärker hat einen großen Gleichtaktbereich (CMR), der es dem Transistor 36 ermöglicht, der Last große Ströme zuzuführen und doch eine annehmbare körperliche Größe zu haben, die seine Anordnung in einer monolithischen Schaltung zuläßt.

Ein großer CMR wird zustande gebracht, wenn die Transistoren 31 und 32 hohe Schwellenspannungen auf­ weisen. Die hohen Schwellenspannungen treiben den gemeinsamen Source-Knotenpunkt des Differential-Ein­ gangspaares weiter in Richtung auf die Spannung V_SS. Infolgedessen empfängt der Transistor 36 ein größeres Gate-Treibsignal. Eine weitere Steigerung des CMR wird dadurch erhalten, daß das Substrat, auf dem die Transistoren 31 und 32 angeordnet sind, direkt mit V_SS verbunden wird, so daß die Source-Substrat­ spannung diese Transistoren moduliert und der Ver­ stärkungsgrad an dem gemeinsamen Source-Knotenpunkt des Differentialverstärkers entsprechend herabgesetzt wird. Der Modulationseffekt an den Transistoren 31 und 32 bewirkt einen zusätzlichen Gate-Antrieb, der es ermöglicht, daß der Transistor 36 der Last zu­ sätzlichen Strom zuführt.

Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung liefert der Transistor 36 große Strommengen an die Last. Daher ist eine Überwachung oder Steuerung des Vorbelastungsgleichstroms in der Vorrichtung erforder­ lich, um für eine niedrige Verlustleistung zu sorgen. Der Vorbelastungsgleichstrom in dem Transistor 36 verändert sich in Abhängigkeit von den Eingangs­ spannungsverschiebungen der Verstärker A1 und A2, wie sie in Fig. 1 gezeigt, und in Fig. 5 mit ge­ strichelten Linien angedeutet sind.

Wenn die Spannungsversetzungsdifferenz am Eingang der Verstärker A1 und A2 vernachlässigbar ist, wird der Vorbelastungsgleichstrom des Tran­ sistors 36 durch den in dem Differentialverstärker entwickelten Stromspiegel geregelt. Die Transistoren 33 und 34 wirken in dem abgeglichenen Differential­ verstärker als Stromspiegel. Daher sollten die Drains und Gates der Transistoren 33 und 34 beide annähernd dasselbe Potential aufweisen. Da der Transistor 36 mit dem Drain des Transistors 33 verbunden ist, ist das Potential an dem Gate des Transistors 36 das­ selbe wie dasjenige der Transistoren 33 und 34. Durch entsprechendes Bemessen der Größe des Transistors 36 im Vergleich zu den Transistoren 33 und 34 wird der Vorbelastungsgleichstrom ein maßstäbliches Abbild des Stromes in den Transistoren 33 und 34.

Wenn die Versetzungsdifferenz der Eingangsspannung der Verstärker A1 und A2 wesentlich ist, bilden die Transistoren 38a bis 43 eine Rückkopplungs­ schleife zur Stabilisierung des Stroms durch die Transistoren 36 und 36a. Die Rückkopplungsschleife wirkt wie folgt: Angenommen, der Verstärker A1 hat eine solche Versetzung, daß der Transistor 36 übermäßige Strommengen abzugeben beginnt, so wird der Überstrom durch den Transistor 39 abgefühlt und an den durch die Transistoren 38a und 43 gebildeten Source-Folgestromkreis rückgekoppelt. Die Zunahme des den Transistor 38a zugeführten Stromes vergrößert den Spannungsabfall des Source-Folgestromkreises, was ein kleineres Differentialsignal an dem Verstärker A2 und einen kleineren Gate-Antrieb an dem Transistor 36a zur Folge hat. Die Abnahme des Gate-Antriebs an dem Transistor 36a verkleinert den Gleichstrom in den Transistor 36a, und die vollständige Leistungsverstärkerrückkopplung stabilisiert den Strom durch die Transistoren 36 und 36a.

Die Ausgangsspannung hat sich vergrößert, weil der Verstärker für die positive Halbwelle seine beiden Eingänge auf dem gleichen Potential zu halten sucht. Der vollständige Leistungsverstärker stellt eine invertierende Schaltungsanordnung mit dem Ver­ stärkungsgrad 1 dar. Die Verstärkerrückkopplung senkt die Spannung des negativen Eingangs des Verstärkers A1, da sie den Ausgang des vollständigen Leistungsverstärkers in dem Gleichstromvorbelastungszustand auf Null Volt zu halten sucht. Der Transistor 38 überträgt diesen Spannungsabfall am negativen Eingang des Verstärkers A1 über den Transistor 38 auf den Verstärker A2, wodurch die Versetzung am Eingang des Verstärkers A2 ausgeglichen wird. Die Versetzung, die anfänglich durch den Verstärker A1 eingeführt wurde, wird durch die Transistoren 38 und 38a der Source-Folgeschaltung absorbiert.

Da die Stromrückkopplung der Ausgangsstufe nicht den Verstärkungsgrad 1 hat, tritt eine gewisse Stromschwankung in den Transistoren 36 und 36a auf. Bei der als Ausführungsbeispiel gezeigten Ausführungsform der Erfindung erzeugt eine Spannungs­ verschiebung von ±20 mV eine Veränderung des Gleichstroms unabhängig von Temperatur und Prozeß­ schwankungen.

Da der Transistor 36 große Strommengen liefern kann, muß dafür gesorgt werden, daß dieser Transistor während der negativen Halbwelle der Ausgangsspannungsschwingung ausgeschaltet ist. Für große negative Spannungsschwingungen zieht die Drain-Elektrode des Transistors 35 gegen V_SS und schaltet die Stromquelle ab, welche den Diffe­ rentialverstärker A1 vorbelastet. Wenn die Vorbe­ lastung abgeschaltet ist, schwimmt die Gate-Elektrode des Transistors 36 und sucht nach V_SS hin zu ziehen, wobei sie den Transistor 36 einschaltet.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltung wird auch dafür gesorgt, daß der Transistor 36 für große negative Spannungsausschwingungen abgeschaltet bleibt. Wenn der Transistor 35 abschaltet, ziehen die Transistoren 45 und 46 die Gate-Elektroden der Transistoren 36 bzw. 34 nach oben, d. h. in Richtung des positiven Potentials. Im Ergebnis wird der Transistor 36 abgeschaltet, und alle schwimmenden Knotenpunkte in dem Differential­ verstärker werden eliminiert. Ein Schutz gegen das Ausschwingen in der positiven Richtung wird dür den Stromkreis der negativen Halbwelle durch die Transistoren 45a und 46a gebildet, die in ähnlicher Weise arbeiten wie oben für die Schutzschaltung des Kreises für die negative Halbwelle beschrieben.

Um eine Beschädigung eines monolithischen integrierten Schaltkreises mit den Merkmalen der Erfindung durch übermäßig hohen Strom zu verhindern, ist am Ausgang des Leistungsverstärkers ein Kurzschlußschutz vorgesehen. Der Transistor 47 fühlt über den Transistor 36 den Ausgangsstrom ab. Im Falle übermäßig hoher Ausgangsströme löst der durch die Transistoren 47 und 52 gebildete vorgespannte Inverter aus und bringt auf diese Weise den Transistor 50 zur Wirkung. Ist der Transistor 50 zur Wirkung ge­ bracht, so wird die Gate-Elektrode des Transistors 36 nach oben zur positiven Speisespannung V_CC hin gezogen und dadurch der Strom über den Transistor 36 begrenzt.

Die Größe der Phasenverschiebung, die ein Ver­ stärker bei der Frequenz mit dem Verstärkungsgrad 1 (FU) aufweist, ergibt eine Möglichkeit der Bestimmung der Wechstelstromstabilität eines Verstärkers. Um für eine gute Wechselstromstabilität zu sorgen, soll die Phasenverschiebung bei FU regelmäßig gleich 120° oder kleiner sein, wobei 90° bei einem zwei­ poligen System von einem dominierenden Pol und 30° von einem sekundären Pol kommen.

Bei einem Leistungsverstärker gemäß der Erfindung ist Wechselstromstabilität dadurch zu erreichen, daß eine breitbandige Ausgangsstufe vorgesehen ist und an der Eingangsstufe eine Kompensation benutzt wird, um den dominierenden Pol zu schaffen. Die in der Eingangsstufe vorgesehene Kompensation ist eine nach Miller multiplizierte Kapazität C1. Die in der Ausgangsstufe vorgesehene Kompensation ist eine RC-Reihenkompensationsschaltung mit dem Kondensator C2 und dem Transistor 51. Eine ähnliche Wechselstromkompensation ist für den die negative Halbwelle führenden Verstärkerkreis vorgesehen; sie besteht aus dem Kondensator C3 und dem Transistor 51a.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist die Steuer­ schaltung für Leistungsabsenkung (power down control circuit). Die Transistoren 53 bis 58 bilden eine Logik-Funktionsschaltung zur Steuerung der Leistungs­ absenkung, mittels derer der Leistungsverstärker und alle in ihm befindlichen Knotenpunkte abgeschaltet werden können. Eine solche Möglichkeit ist vorteilhaft bei hochintegrierten Schaltkreisen, bei denen die Leistungsverstärkerfunktion entweder nicht erforderlich oder nur in ausgewählten Intervallen erforderlich sein kann, während welcher das Arbeiten des Stromkreises gewünscht wird. In jedem Fall beseitigt die Leistungsabsenkschaltung den Stromfluß aus der Leistungsverstärkerschaltung und spart auf diese Weise Energie. Demgemäß arbeitet ein monolithischer Schaltkreis, bei dem die Erfindung als Bestandteil vorgesehen ist, mit höherem Nutzeffekt, da der Leistungsverstärker nur dann Leistung aufnimmt, wenn er benötigt wird.

Beim Betrieb steuert ein Leistungsabsenksignal von der Klemme 64 den Eingang eines von den Transistoren 57 und 58 gebildeten Inverters. Die Vorspannung V_bias+ wird dann mit der positiven Klemme der Speisespannung V_CC über den Transistor 54 verbunden. Die Gate- Elektrode des Transistors 36 wird über den Transistor 53 gleichfalls mit V_CC verbunden. Die Vorspannung V_bias- wird über den Transistor V_SS verbunden. Die Gate- Elektrode des Transistors 36a wird über den Transistor 56 gleichfalls mit V_SS verbunden. Auf diese Weise wird der Leistungsverstärker abgeschaltet und die Verlustleistung während Betriebsunterbrechungen eliminiert. Im Ergebnis wird der gesamte Betriebsnutz­ effekt erheblich verbessert.

Im folgenden wird ein Beispiel der Leistungsdaten angeführt, die mit einer Ausführungsform gemäß der Erfindung erreicht wurden:

Die Möglichkeiten zur Ausführung und Anwendung der Erfindung beschränken sich nicht auf die hier beispielsweise gemachten Angaben. Es sind vielerlei Ausführungsformen möglich. Beispielsweise kann - obwohl hier eine invertierende Verstärkerschaltung gezeigt ist, bei der kein ankommendes Gleichtaktsignal vorhanden ist - auch eine Verstärkereingangsstufe vorgesehen werden, in der ein Gleichtaktsignal auftritt. Außerdem ist eine Implementierung der Erfindung in jedem Verfahren der CMOS-Technik möglich, insbesondere mit standardmäßigem oder invertiertem CMOS, Metall-Gate-CMOS und Einzel- oder Doppel- Polygate-CMOS.

Claims (9)

1. Leistungsverstärker mit Transistoren in CMOS-Format, mit einem Eingangsdifferentialverstärker (26, 27, 23, 24), der ein verstärktes Ausgangssignal, das der Differenz der an den Eingangsklemmen (V_in+ und V_in-) des Verstärkers angelegten Eingangssignale entspricht, an eine Ausgangsklemme liefert, die mit einer Eingangsklemme (an 44) eines Verstärkers (44, 38, 37) in Source-Schaltung verbunden ist, und mit einem Ausgangsverstärker (36, 36a) in Gegentaktschaltung, der zwischen den positiven und negativen Extremwerten einer Energiequelle (V_CC′, V_SS) betreibbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsdifferentialverstärker (26, 27, 23, 24) und die Source-Schaltung (44, 38, 37) eine Eingangs­ stufe (20) mit hohem Verstärkungsgrad bilden, und daß die Source-Schaltung (44, 38, 37) einen Aus­ gangs-Differentialverstärker (A1, A2) steuert, der mit dem durch zwei Ausgangstransistoren (36 und 36a) in Form komplementärer Metalloxidhalbleiter (CMOS) gebildeten Ausgangsverstärker in Gegentakt-AB-Schaltung verbunden ist, wobei der Ausgangs-Differentialverstärker (A1, A2) und der Ausgangsverstärker (36, 36a) eine Ausgangsstufe (63) mit der Verstärkung 1 : 1 bilden.

2. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Ausbildung in monolithischer Struktur.

3. Leistungsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsstufe (63) zwei Ausgangs-Differen­ tialverstärker (A1 bzw. A2) enthält, welche die Gate-Elektroden der Ausgangstransistoren (36 bzw. 36a) steuern.

4. Leistungsverstärker nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegentaktausgangsverstärker (36, 36a) eine Rückkopplungsschleife aufweist, die eine direkte negative Rückkopplung bildet, die die Arbeitsweise der Ausgangsstufe regelt und einen Verschiebungs- oder Versetzungsstrom in dem Gegentaktausgangsverstärker (36, 36a) verhindert.

5. Leistungsverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegentaktverstärker (36, 36a) der Ausgangsstufe zwei Ausgangstransistoren enthält, von denen der eine einen die positive oder der andere einen die negative Halbwelle führenden Stromkreis bildet.

6. Leistungsverstärker nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine den erstgenannten Ausgangs­ transistor (36) während einer negativen Signalhalbwelle außer Wirkung setzende Einrichtung (35) und eine den zweiten Ausgangstransistor (36a) während einer positiven Signalhalbwelle außer Wirkung setzende Einrichtung (35a).

7. Leistungsverstärker nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (47, 50; 47a, 50a) zum Abfühlen von Überströmen an den Ausgangstransistoren zwecks Verhinderung eines fortge­ setzten Betriebes der Verstärker sowie als Kurz­ schlußschutz.

8. Leistungsverstärker nach Anspruch 1 bis 7, gekennzeichnet durch einen Wechselstromkompen­ sationskondensator (C1) in der Eingangsstufe und ein in Reihenschaltung angeordnetes RC-Kom­ pensationsnetzwerk (C2, 51; C3, 51a) an der Aus­ gangsstufe.

9. Leistungsverstärker nach Anspruch 1 bis 8, gekennzeichnet durch eine auf ein Leistungsab­ senksignal (an der Klemme 64) ansprechende Lei­ stungsabsenkschaltung (53-58) zur Wegnahme von Leistung von dem Leistungsverstärker während ausgewähl­ ter Intervalle des Nichtgebrauchs.