DE4133902C2

DE4133902C2 - CMOS-Leistungsverstärker

Info

Publication number: DE4133902C2
Application number: DE4133902A
Authority: DE
Inventors: Bangwon Lee; Ylsung Bae
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1990-11-27
Filing date: 1991-10-10
Publication date: 2002-02-07
Anticipated expiration: 2011-10-11
Also published as: GB2251525A; JPH04351108A; DE4133902A1; JP2685084B2; KR950007836B1; FR2669788A1; KR920011054A; US5177450A; FR2669788B1; GB2251525B; GB9121142D0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen einen CMOS-Leistungsverstärker und speziell einen CMOS-Leistungsver stärker mit Gegentakt-Aufbau, in welchem eine Ausgangsspannung entsprechend der Leistungsquellen-Spannung auch bei niedrigem Arbeits-Gleichstrom und bei niedriger Impedanz-Last erzeugt wird.

Arithmetische Verstärker werden vielfältig zur Verstär kung von Signalen in allen Arten elektrischer Kreise benötigt. Wenn viele solcher arithmetischer Verstärker in einer hoch integrierten Anordnung konzentriert sind, machen sich Leistungs verstärker erforderlich, welche in der Lage sind, bei Lastbe trieb und niedrigem Arbeitsgleichstrom und bei niedrigem Impe danzwert zu arbeiten.

In dem Maße wie die Dichtheit der integrierten Halbleiter- Strukturen ansteigt, werden die mehrfach hochverdichteten Ana log- und Digital-Kreise durch einen einzigen technologischen Ar beitsschritt auf einem einzelnen Chip erzeugt.

Analog-Kreise, die nach den gebräuchlichen CMOS-Produk tionstechniken hergestellt sind, werden in verschiedener Weise angewendet, so als Sprach-Bandpaß-Filter, Analog-Digital-Wand ler oder Digital-Analog-Wandler.

Aus der DE 37 25 323 A1 ist ein Volldifferential-, CMOS-Operations- Leistungsverstärker mit einer Eingangs-Differentialstufe, zwei Verstärkerstufen und zwei Ausgangsstufen bekannt.

Drei Arten von Leistungsverstärkern sind bekannt als die Typen A, B und AB. Bei dem Typ A-Verstärker fließt der Kollek torstrom der Ausgangsstufe kontinuierlich, stellt sich ein gleichmäßiger Fluß von der Stromquelle ein. Wenn eine niedrige Impedanz-Last treibt, müssen die Ausgangstransistoren bei A- Verstärkern einen hohen Leistungs-Nennwert haben, weil sich hohe Strom- und Leistungswerte am Transistor einstellen.

Bei dem herkömmlichen Typ B-Gegentakt-Transistorpaar- Verstärker wird der Stromfluß nicht über die gesamte Ausgangsschwingung aufrechterhalten.

Verstärker vom Typ AB sind Hybride beider Typen A und B. Typ A- und Typ AB-Endstufen besitzen eine Begrenzung ihrer Aus gangs-Spannungswerte, was durch ihren Aufbau begründet ist. Des halb müssen die Transistoren der Endstufen in ihren Kennwerten hoch dimensioniert sein, wenn eine niedrige Impedanz-Last treibt.

Herkömmliche Typ B-Endstufen haben den Vorteil, daß der Ausgangs-Spannungswert höher ist als bei vergleichbaren Typ A- und Typ AB-Endstufen. Aber Typ B-Verstärker haben den Nachteil, daß die Überkreuz-Verzerrung größer und die Kontrolle des Ar beitsgleichstromes schwierig ist.

Diese Nachteile machen die bekannten Typ A, B und AB-Ver stärker ungeeignet für CMOS-Anwendung, welche erfordert, den Ver stärker mit einer niedrigen Impedanz-Last bei niedrigem Arbeits gleichstrom zu betreiben.

Der Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, die oben beschrie benen Nachteile der herkömmlichen Verstärker-Systeme zu besei tigen.

Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst; zweckmäßige Ausgestaltungen enthalten die Ansprüche 2 bis 9.

Die erfindungsgemäße Lösung ergibt einen CMOS-Leistungsverstärker mit einem Gegentakt-Aufbau, welche im stande ist, eine Ausgangs-Leistung analog zur Leistungsquellen- Spannung zu erzeugen, auch wenn eine niedrige Impedanz-Last treibt.

Der CMOS-Leistungsverstärker der vorliegenden Erfindung besitzt eine Differential-Eingangs- Verstärkerstufe zur Verstärkung von Differenz-Eingangssignalen.

Eine Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung erhöht die Verstärkung des Ausgangssignals der Differenz-Eingangs-Verstär kerstufe. Eine Endstufe speist eine Niedrig-Impedanz-Last mit den Ausgangssignalen der Verstärkerstufe mit hohem Verstärkungs grad.

Vorzugsweise schließt die Verstärkerstufe mit hoher Ver stärkung eine erste Verstärkereinheit ein, die einen ersten Teil der Endstufe treibt, wenn die Spannungsdifferenz zwischen zwei Eingängen der Differenz-Eingangs-Verstärkerstufe einen be stimmten Wert übersteigt. Weiterhin treibt ein zweiter Verstärkerteil einen zweiten Teil der Endstufe, wenn die Spannungs differenz zwischen den zwei Eingängen unterhalb eines be stimmten Wertes liegt.

Vorzugsweise schließt die Endstufe einen ersten Aus gangsteil ein, bestehend aus einem ersten Paar von Transisto ren, deren Gates Ausgangssignale der ersten Verstärkereinheit der Verstärkerstufe mit hohem Verstärkungsgrad erhalten, und das wie ein Typ B-Gegentakt-Verstärker arbeitet.

Sodann schließt die Endstufe eine zweite Ausgangsein heit ein, bestehend aus einem zweiten Paar von Transistoren deren Gates ein Ausgangssignal der zweiten Verstärkereinheit der Verstärkerstufe mit hohem Verstärkungsgrad erhalten und die wie ein Gegentaktverstärker vom Typ AB arbeitet. Die Transi storen geben die Ausgangssignale über ihre Drains ab.

Die oben genannten Merkmale der vorliegenden Erfindung und deren Vorteile sollen durch die detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform der beanspruchten Erfindung mit Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläu tert werden.

In den Zeichnungen bedeuten

Fig. 6A bis 6C eine schematische Strukturdarstellung von drei her kömmlichen Leistungsverstärker-Endstufen

Fig. 1 ein Blockschaltbild, welches den CMOS-Leistungs verstärker gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt

Fig. 2 eine schematische Strukturdarstellung, welche die Differenz-Eingangsstufe des Verstärkers gemäß Fig. 1 wiedergibt

Fig. 3 eine schematische Strukturdarstellung, welche die Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung entsprechend der Darstellung nach Fig. 1 enthält

Fig. 4 eine schematische Strukturdarstellung, welche die Endstufe der Anordnung nach Fig. 1 verdeutlicht und

Fig. 5 eine schematische Strukturdarstellung des gesamten Leistungsverstärkers entsprechend der Fig. 1 bis 4.

Die Fig. 6A bis 6C zeigen herkömmliche Endstufen-Kreise.

Im einzelnen zeigt Fig. 6A eine Strukturdarstellung einer herkömmlichen Endstufe vom Typ A; Fig. 6B zeigt eine Struktur darstellung einer herkömmlichen Endstufe des B-Typs und Fig. 6C die Struktur einer herkömmlichen Endstufe des Typs AB.

Die Typ A-Endstufe nach Fig. 6A enthält einen MOS-Tran sistor vom N-Typ MN1, der an seinem Gate das Eingangssignal Vin erhält und dessen Source mit der Stromquelle I1 verbunden ist. Die Typ B-Endstufe nach Fig. 6B enthält zwei CMOS-Tran sistoren, speziell einen MOS-Transistor vom P-Typ MP1 und einen MOS-Transistor vom N-Typ MN2, an deren Gates das Eingangssignal Vin anliegt.

Die Typ AB-Endstufe nach Fig. 6C enthält ein Paar Strom- Umkehr-Transistoren MP2, MP3, ein Paar Transistoren MN3, MN4, die das Eingangssignal Vin über ihre Gates erhalten, und ein Paar Transistoren MP4, MP5, die mit ihren Gates mit dem Drain des Transistors MP3 und mit der Stromquelle I2 verbunden sind.

Bei den oben beschriebenen herkömmlichen Endstufen be grenzen die Endstufe vom Typ A gemäß Fig. 6A und die Endstufe vom Typ AB gemäß Fig. 6C die Ausgangs-Spannungsgröße entspre chend der für solche Anordnungen bekannten Begrenzungseigen schaften. Somit muß für den Fall, daß die Last, welche einen niedrigen Impedanz-Wert besitzt, durch einen Typ A- oder Typ AB-Kreis gespeist wird, der in der Endstufe eingesetzte Tran sistor eine hohe Leistungsaufnahme besitzen.

Demgegenüber hat eine herkömmliche Endstufe vom Typ B gemäß Fig. 6B den Vorteil, daß ihr Ausgangswert höher ist im Vergleich zu den Endstufen der Typen A und AB. Sie hat aber auch zwei Nachteile: die Überkreuz-Verzerrung ist größer und die Kontrolle des Arbeitspunkt-Gleichstromes ist schwierig.

In der US-Patentschrift Nr. 4.480.230 ist zur Überwin dung dieser Nachteile ein CMOS-Leistungsverstärker vom Typ AB veröffentlicht. Bei dem Verstärker nach o. g. US-Patent, der eine hochverstärkende und eine Endstufe gemeinsam enthält, wird die Überkreuz-Verzerrung zu einem wesentlichen Problem.

Diese Nachteile sollen mit der Verstärker-Anordnung nach der vorliegenden Erfindung überwunden werden.

Fig. 1 zeigt einen CMOS-Leistungsverstärker gemäß der vorliegen den Erfindung. Dieser besitzt eine Differenzverstär ker-Eingangsstufe 10 zur Verstärkung des Differenz-Eingangs signals, welches über die Anschlüsse S2, S4 angelegt wird, eine Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 zur Erhöhung der Ver stärkung der von der Stufe 10 verstärkten und über die Leitun gen S11 bis S14 übertragenen Signale, und eine Endstufe 30 zur Speisung einer Last (nicht dargestellt) mit den Ausgangssigna len S21 bis S23 der Stufe 20. Die Verstärkerstufe 20 setzt sich aus einer separaten ersten und zweiten Verstärkereinheit 21, 22 zusammen. Die Verstärkereinheiten 21, 22 erhalten jede Eingangs signale von der Eingangsstufe 10 über die Leitungen S11 bis S14. Die Einheit 21 gibt ihre Ausgangssignale S21, S22 an eine erste Einheit 31 der Endstufe 30 ab. Entsprechend speist die Einheit 22 ihr Ausgangssignal S23 in eine zweite Einheit 32 der End stufe 30. Die Endstufe 30 erzeugt ein Signal am Ausgangsanschluß OUT, das an die Last gelegt ist.

In den Fig. 1 bis 5 sind gleiche Elemente mit den glei chen Bezugszeichen versehen.

Die Fig. 2 bis 4 geben im einzelnen Schaltungselemente und deren Verbindung für die Differenzver stärker-Eingangsstufe 10, die Verstärkerstufe mit hoher Ver stärkung 20 und die Endstufe 30 gemäß Fig. 1 wieder. In jeder der Fig. 2 bis 4 sind die Transistoren, auf die hingewie sen wird, mit Numerierung versehen, beginnend mit den Buchsta ben MP betreffend MOS-Transistoren vom P-Typ.

Die Buchstabenkombination MN bezeichnet einen MOS-Transistor vom N-Typ. Vorzugswei se sind die Stufen 10, 20 und 30 alle in einem einzigen CMOS-IC integriert.

Wie es allgemein bekannt ist, besitzen die MOS-Tran sistoren, die hierfür eingesetzt werden, vier funktionelle Teile, nämlich Gate, Drain, Source und Substrat, erzeugt durch Überlagerung von Materialschichten auf einem Silizium- Substrat. Das Gate ist der Steuer-Eingang, und es beeinflußt den Elektronenfluß zwischen Drain und Source; Drain und Sour ce können wie die zwei Pole eines Schalters gesehen werden.

Bei einem MOS-Transistor vom N-Typ werden Source und Drain miteinander verbunden, wenn eine hohe Spannung oder eine Binär-1 in bezug auf das Substrat am Gate angelegt wird, und der Transistor arbeitet wie ein geschlossener Schalter. Bei einem MOS-Transistor vom P-Typ ist der Schalter geschlos sen oder "on", wenn das Grundsignal oder Binär-0 am Gate an liegt. Der Schalter ist offen oder "off", wenn eine hohe Spannung oder Binär-1 in bezug auf das Substrat an dem Gate angelegt ist.

Bei einem MOS-Transistor wird der Strom zwischen Sour ce und Drain durch eine Spannung, die am Gate anliegt, gesteu ert. Drei unterschiedliche Arbeitszustände oder "Bereiche" sind möglich. In Betrieb wird eine positive Spannung (in be zug auf das Substrat) zwischen Source und Drain angelegt. Mit einer 0 V-Gate-Vorspannung (d. h. wenn die Spannung zwi schen dem Gate und Source Null ist), fließt fast kein Strom zwischen Source und Drain; sie sind gewissermaßen voneinan der isoliert. Im praktischen Betrieb existiert ein sehr nied riger Leckstrom vom Source zum Drain. Somit hört der Drain- Source-Strom auf, wenn die Gate-Spannung niedriger wird als ein Schwellwert, abgesehen vom o. g. Leckstrom.

Mit positiver Gate-Vorspannung, d. h. wenn die Sub strat-Gate-Spannung den Schwellwert übersteigt und größer ist als die Drain-Spannung, fließt ein Drain-Source-Strom. Die Anordnung arbeitet im ungesättigten oder linearen Be reich, in welchem der Stromfluß eine Funktion sowohl der Ga te- als auch der Drain-Spannung ist. Wenn die Gate-Vorspan nung kontinuierlich erhöht wird, wird ein Umkehrpunkt er reicht, bei dem vollständige Leitfähigkeit zwischen Gate und Substrat vorliegt. Physikalisch bedeutet das, daß das Halbleitermaterial, das Gate und Substrat trennt, seine Eigenschaft ändert; diesen Vorgang nennt man Inversion. Das Sy stem arbeitet dann in einem gesättigten Zustand, in welchem der Kanalstrom durch die Gate-Spannungshöhe gesteuert wird, unabhängig von der Drain-Spannung.

Elektrisch arbeitet eine MOS-Anordnung wie ein Spannung-ge steuerter Schalter, der den Strom zwischen Drain und Source leitet, wenn die Gate-Source-Spannung die Schwellspannung übersteigt.

Die Einrichtung kann in drei Bereichen arbeiten: ein "Abschalt-Bereich", in welchem nur ein Strom als Source-Drain- Leckstrom fließt, ein "linearer Bereich", in welchem der Sour ce-Drain-Strom linear mit der Gate-Spannung ansteigt und ein "Sättigungs-Bereich", in welchem eine Umkehr stattfindet und der Drain-Strom unabhängig von der Drain-Spannung ist.

Wie allgemein bekannt, bedarf es keiner Anschlüsse von Außenkomponenten an dem Substrat. Bei allen MOSFET vom P- Typ liegt am Substrat die Spannung V_DD und die MOSFET vom N-Typ sind mit der Spannung V_SS verbunden. In einigen Fäl len (z. B. MN35) ist das Substrat mit dem Source verbunden.

Gemäß Fig. 2 besteht die Differenzverstärker-Eingangs stufe 10 aus einem MOS-Transistor vom P-Typ MP11, dessen Gate eine Vorspannung Vbias erhält und wie eine Stromquelle wirkt, aus einem Paar von Differential-Transistoren MP12, MP13, die beispielsweise die Eingangssignale Vin⁺, Vin^- über die Lei tungen S2, S4 enthalten und aus zwei Paaren von Transistoren MN13, MN14, MN11 und MN12 zur Bildung des benötigten Strom- Signals.

Wie allgemein bekannt ist, stellt der Übertragungsleit wert, welcher den Zusammenhang zwischen Ausgangsstrom und Ein gangsspannung wiedergibt, eine Bewertungsgröße aller MOS-Tran sistoren dar. Somit wird der Übertragungsleitwert zur Messung der Verstärkung der MOS-Einrichtung benötigt und erhält einen unterschiedlichen Wert in Abhängigkeit davon, ob die Einrich tung in linearen oder im Sättigungsbereich arbeitet.

Ebenfalls ist bekannt, daß MOSFET, wie sie in den Ab bildungen gezeigt sind, zu sogenannten Stromumkehr-Paaren zu sammengefaßt werden können. Der Drain-Strom eines MOS-Transistoren ist abhängig von dem Verhältnis von Breite und Länge des Halbleiter-Kanals, durch welchen der Transistor bestimmt ist. Eine Vielzahl von Transistoren kann auf einem einzigen Chip untergebracht sein, wobei jeder das gleiche Breite-Länge- Verhältnis (W/L) besitzt. Von allen Transistoren, welche die gleiche Gate-Source-Schwellspannung V_T besitzen und welche den gleichen Drain-Source-Strom aufweisen sagt man, daß sie die gleiche "Größe" haben.

Vorzugsweise sind die Größen der meisten Transistoren in der erfindungsgemäßen Anordnung etwa gleich groß zueinan der. Dabei insbesondere sind die Größen der FET's MN23, MN35, MP35 etwas geringer, während die Größe des FET MN25 relativ groß ist.

Die MOSFET der vorliegenden Erfindung arbeiten nicht im Schalterbetrieb, sondern als Verstärker. Deshalb sprechen alle MOSFET an, wenn ein bestimmtes äußeres Eingangssignal Vin⁺ und Vin^- anliegt. Andererseits können die FET's MP36 oder MN36 auch schließen, je nachdem, ob der Eingang Null ist oder über bzw. unter einer Arbeits-Schwellspannung O_op liegt.

Stromumkehr-Transistoren werden für die Erfindung be nötigt. Zum Aufbau eines stabilen Differenzverstärker be nötigt man auch eine stabile Stromquelle. Wenn die Charakte ristiken von zwei Transistoren Q₁, Q₂ die gleichen sind, kön nen sie für den gleichen Arbeitsstrom I_o = I_B ausgelegt wer den. Den Effekt, daß I_o = I_B ist, nennt man einen Stromum kehr-Effekt und die Transistoren Q₁, Q₂ werden Stromumkehr- Transistoren genannt. Der Effekt wird in den folgenden Glei chungen verdeutlicht:

I_B = I_B1 + I_B2 + h_FE2 I_B2

I_o = h_FE1 I_B1

Q₁, Q₂ besitzen die gleichen Charakteristika und somit ist

I_B1 = I_B2, h_FE2 = h_FE1

I_B = I_B1 + I_B1 + h_FE1 I_B1 = 2I_B1 + h_FE1 I_B1 = (2 + h_FE1)I_B1

grundsätzlich, h_FE1 << 2, und somit

I_B = h_FE1 I_B1

I_B = I_o

In der Verstärker-Stufe 10 werden die zwei Differenz-Ein gangsignale Vin⁺, Vin^-, welche an den Eingangsanschlüssen S2, S4 anliegen, entsprechend des Übertragungsleitwertes der beiden Paare von Stromumkehr-Transistoren MN11, MN12 und MN13, MN14 und durch das Paar von Differential-Transistoren MP12, MP13 ver stärkt. Sodann werden die verstärkten Signale über die Drains der Stromumkehr-Transistoren MN11 bis MN14 an die Leitungen S11 bis S14 abgegeben.

Unter dieser Bedingung werden die verstärkten Signale an den Anschlüssen S11 bis S14 (abgenommen an den Drains der Tran sistoren MN11 bis MN14) an die bereits vorher erwähnte Verstär kerstufe 20 angelegt.

Die Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 kann in Abhän gigkeit von der Größe des Gleichtaktbereiches (CMR) unterschied lich gestaltet sein. Die Größe des Gleichtaktbereiches CMR wird, durch den einzelnen Anwendungsfall, in dem der Leistungsverstär ker 1 benötigt wird, festgelegt. Die Differenzverstärker-Ein gangsstufe gemäß der beanspruchten Erfindung ist vorzugsweise mit einer großen CMR ausgelegt, vorzugsweise im Bereich von -3,7 V bis 4,0 V.

Die in Fig. 3 beschriebene Verstärkerstufe mit hoher Ver stärkung 20 des Verstärkers 1 besitzt folgenden Aufbau: einen ersten Verstärkerteil 21, einen zweiten Verstärkerteil 22 und Wechselspannungskompensationskapazitäten C21, C22 zur Herstel lung einer stabilen Wechselspannung. Die erste Verstärkerein heit 21 setzt sich zusammen aus Paaren von Transistoren MP21, MP22, MP23, MP24, MP25, MP26, die die Stromumkehr im Zusammenhang mit der Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 bilden und Paaren von Transistoren MN21 bis MN26 zur Verstärkung der an ihre Gates angelegten Signale S11 bis S14, die von der Differenz verstärker-Eingangsstufe 10 stammen. Die Ausgänge S21, S22 der Sektion 21 stammen von den Transistoren MN23, MN25.

Die zweite Verstärkereinheit 22 beinhaltet Paare von Stromumkehr-Transistoren MP27, MP28, MP29, MP30, Paare von Transisto ren MN29, MN30, MN27, MN28 zur Verstärkung der an ihre Gates angelegten Signale S11 bis S14 und ein Paar von Transistoren MP31, MN31 welche über ihre Drains ein Ausgangssignal S23 der Einheit 22 abgeben. Die Wechselstromkompensationskapazitäten C21, C22 sind an den Drains der Transistoren MN23, MN25 angeschlossen.

Entsprechend Fig. 4 setzt sich die Endstufe 30 des Ver stärkers 1 folgendermaßen zusammen: eine erste Endstufenein heit 31, bestehend aus einem Paar von Transistoren MP36, MN36, an deren Gates die Ausgangssignale S21, S22 der ersten Ver stärkereinheit 21 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 anliegen. Die Transistoren, MP36, MN36 wirken wie ein Gegen taktverstärker vom Typ B. Die Endstufe 30 besitzt eine zweite Endstufen einheit 32, die ein Paar von Transistoren, MP35, MN35 einschließt, die über ihre Gates das Ausgangssignal S23 der zweiten Verstär kereinheit 22 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 er halten. Die Transistoren wirken wie ein Gegentaktverstärker vom Typ AB; ein Ausgangssignal OUT wird entsprechend am Drain der Transistoren MP36, MN36 abgegeben.

Für den Betriebsfall, daß die Ausgangs-Spannungssignale OUT der Endstufe 30 klein gehalten werden, werden die Transisto ren MP36, MN36 der ersten Endstufen-Einheit 31 in einem Ab schaltzustand gehalten und der Strom zur Last (nicht dargestellt) wird von den Transistoren MP35, MN35 der zweiten Endstufen-Einheit 32 geliefert. Somit können die Transistoren MP35 und MN35 für den Fall, daß das Ausgangssignal niedrig ist und ein geringer Strom zur Last fließt, mit niedrigen Leistungs-Kennwerten ver sehen sein.

Wenn die Ausgangsspannung OUT ansteigt, schalten die Transistoren, MP36, MN36 der ersten Endstufen-Einheit 31 vom Abschaltzustand in den Einschaltzustand um und der Strom für die Last wird durch die Transistoren MP35, MN35, MP36, MN36 geliefert. Das führt im Gegensatz zu dem Fall, in dem sich das Ausgangssignal zu einem kleineren Wert verändert, im Fall des ansteigenden Wertes zu einem großen Strom durch die Last; dabei wird der meiste Strom durch die Transistoren MP36, MN36 der ersten Endstufen-Einheit 31 geliefert. Das bedeutet, daß der Strom für den Fall, daß das Ausgangssignal zu höheren Wer ten variiert und dann einen Arbeits-Schwellwert übersteigt, von den Transistoren MP35, MP36 in die Last gespeist wird. Währenddessen, wenn das Ausgangssignal kleiner wird, speisen die Transistoren MN35, MN36 den Strom in die Last. Unter die sen Bedingungen stellen die Transistoren MP36, MN36 der er sten Endstufen-Einheit 31 den größten Teil des Speisestromes zur Verfügung.

Fig. 5 enthält eine detaillierte Strukturdarstellung eines Leistungsverstärkers gemäß der vorlie genden Erfindung. Bei deren Erläuterung wird von einem Ideal fall ausgegangen, bei welchem gleichgroße Eingangsspannungs werte Vin⁺, Vin^- an den Eingangsanschlüssen der Transistoren MP12, MP13 der Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 vorliegen. In solchem Falle sind auch die Spannungsgrößen, die an den Gates der Transistoren MN21, MN23 und MN25 anliegen, gleich groß, ebenso die Spannungswerte, die an den Gates der Tran sistoren MN22, MN24, MN26 anliegen.

Demgemäß wird der Spannungswert des Ausgangs S21 der ersten Verstärker-Einheit 21 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20, d. h. die Spannung des Drains des Transi stors MN23, einen DC-Arbeitspunkt fast in der Größenordnung der Leistungsquellen-Spannung Vdd haben. Demgegenüber wird die Spannung am Ausgang S22 der ersten Verstärkerstufe 21, d. h. die Drain-Spannung des Transistors MN25, einen DC-Ar beitspunkt fast in der Höhe der Leistungsquellen-Spannung VDD einnehmen. Das bedeutet, daß die Transistoren MP36, MN36 der Endstufe zugesteuert sind.

Im Fall, daß die Größen, die elektrischen Eigenschaf ten und Kennwerte der Stromumkehr-Transistoren MP21, MP22, MP23 und MP24 gleich sind und daß die Größen und Eigenschaf ten der Transistoren MN21, MN22 und MN24 ebenfalls gleich sind, daß aber die Größe des Transistors MN23 niedriger liegt als die des Transistors MN21, arbeiten die Transistoren MP23 und MP24 in einem ungesättigten Bereich. Das führt dazu, daß sich die Drain-Spannung des Transistors MN23 der Höhe der Lei stungsquellen-Spannung VDD annähert.

Für den Fall, daß die Transistoren MP21, MP22, MP25 und MP26 gleich aufgebaut sind, daß jedoch der Transistor MN25 höhere Kennwer te besitzt als der Transistor MN21 arbeiten die Transistoren MN25, MN26 in einem ungesättigten Bereich, mit dem Ergebnis, daß die Drain-Spannung des Transistors MN25 in die Nähe der Lei stungsquellen-Spannung V_SS gelangt. Demgemäß wird der Wert des DC-Strom-Arbeitspunktes der Transistoren MP36, MN36 der End stufe 30 zu Null.

Für den Fall, daß die Eingangsgröße Vin⁺ um mehr als einen bestimmten festgelegten Spannungswert Oop größer ist, als die Eingangsgröße Vin^-, arbeitet der Transistor MP24 in einem Sättigungsbereich und die Transistoren MP21 bis MP24 und MN21 bis MN24 sorgen für eine hohe Verstärkung dieser Verstär kerstufe. Demzufolge bewegt sich die Drain-Spannung des Tran sistors MN23, d. h. das Ausgangssignal S21 der ersten Verstär kerstufen-Einheit 21, zu einem niedrigeren Spannungswert, der definiert ist durch die Gleichung (Vin⁺ - Vin - Oop) × (Verstär kung der Differenzverstärker-Eingangsstufe 10) × (Verstärkung der hochverstärkenden Verstärkerstufe).

Unter dieser Bedingung bleibt der Transistor MN25 unge sättigt und damit stellt sich die Drain-Spannung des Transi stors MN25, d. h. das Ausgangssignal S22 der Verstärkerstufe 20 auf eine Spannung in der Nähe der Leistungsquellen-Spannung V_SS ein.

Entsprechend bewegt sich die Gate-Spannung des Transi stors MP36 der Endstufe 30 auf einen Spannungswert, welcher einen niedrigen Arbeitsspannungswert darstellt, wenn die Ein gangs-Spannungsdifferenz (Vin⁺ - Vin) der Stufe 10 einen be stimmten Schwellspannungswert (Oop) übersteigt. Deshalb be ginnt der Transistor MP36 den Strom zu liefern, der zum Spei sen einer Last mit niedriger Impedanz erforderlich ist und die Ausgangssignale OUT der Endstufe 30 wachsen an. In diesem Fall liegt die Gate-Spannung des Transistors MN36 der Endstufe 30 in der Nähe der Leistungsquellen-Spannung V_SS, so daß der Tran sistor MN36 in einem Abschalt-Zustand verbleibt.

Andererseits gelangt der Transistor MP36 der Endsufe 30 in einen Abschalt-Zustand, wenn die Eingangs-Spannungsdiffe renz (Vin⁺ - Vin^-)der Differenzverstärker-Eingangsstufe 10 einen bestimmten festgelegten Wert Oop erreicht. Der Strom, der für das Treiben einer Niedrigimpedanz-Last erforderlich ist, wird durch den Transistor MN36 mit dem Ergebnis geliefert, daß das Ausgangssignal OUT der Endstufe 30 abnimmt.

Unter den genannten Bedingungen ist die Spannung an den Gates und Sources der Transistoren MP36 und MN36 äquivalent zu der Leistungsquellen-Spannung und deshalb können die Tran sistoren MP36 und MN36 gering dimensioniert werden.

Es folgt eine deetaillierte Funktionsbeschreibung:
Wenn die Eingangssignale gleich sind, d. h. Vin⁺ - Vin^- = 0, und wenn diese an die Eingangsanschlüsse der FET's MP12, MP13 der Differenzverstärker-Eingangsstufe angelegt sind, dann ist auch die Größe der Drain-Ströme der FET's MP12 und MP13 gleich groß, ebenso die Drain-Ströme von MN11 bis MN14.

MN21 bildet zusammen mit MN11 eine Stromumkehr, ebenso MN22 mit MN12; somit sind die Drain-Ströme der FET's MN21, MN22, MP21, MP22 durch den Stromumkehr-Effekt gleich mit dem Drain-Strom des FET MN11.

Die Dimensionierung des FET MN23 ist geringer als die der FET's MN21, MN22, MN24 und die Größenordnung des Drain- Stromes des FET's MN23 ist kleiner als die des FET MN21. Deshalb liegen die FET's MP23, MP24 (die zusammen mit den FET's MP21, MP22 eine Stromumkehr bilden) in einem ungesättigten Be reich. In dem ungesättigten Bereich ist die Größe der Drain-Source- Spannung V_DS gering und ebenso klein ist der Spannungsabfall der FET's MP23, MP24. Damit wird die Drain- Spannung des FET MN23 fast gleich groß wie die Leistungsquel len-Spannung V_DD.

Demgemäß befinden sich die FET's MN25 und MN26 im un gesättigten Bereich, wenn die Dimension des FET MN25 höher liegt, als die der FET's MN21, MN22 und MN24. Damit ist der Spannungsabfall an den FET's MN25, MN26 klein. Die Drain- Spannung des FET MN25 gelangt in die Nähe der Leistungsquel len-Spannung V_SS und die FET's MP36, MN36 schalten ab.

Die Größe des Drain-Stromes des FET MN31 ist die glei che wie die von MN11, weil die FET's MN29, MN30, MN27, MN28 der zweiten Verstärkerstufe mit den entsprechenden FET's MN11, MN12, MN13 und MN14 Stromumkehrungen bilden. Damit be finden sich die FET's MN35 und MP35 in einem gesättigten Be reich.

Wenn der Wert |Vin⁺ - Vin^-| der Eingangsgrößen klein und unterhalb Oop ist, was nicht den Betrieb der FET's MP36 und MN36 betrifft, arbeitet die erste Verstärkereinheit wie oben erläutert. Die zweite Verstärkereinheit arbeitet unter Be rücksichtigung der FET's MN35, MP35 als eine hochverstärken de Einheit. Wenn sich die Ausgangsspannung der zweiten Ver stärkereinheit zu einer Größe höher als die Arbeitsspannung der FET's MN35, MP35 hinbewegt, wird der Ausgangsstrom für die Last durch das FET MN35 bereitgestellt.

Im Gegensatz dazu wird der Strom für die Last durch das FET MP35 bereitgestellt, wenn sich die Ausgangsspannung der zweiten Verstärkereinheit auf eine Höhe niedriger als die Ar beitsspannung der FET's MN35, MP35 verändert. Somit arbeiten die zweite Verstärkereinheit und die FET's MN35, MP35 wie ein Verstärker vom AB-Typ.

Wenn das Eingangssignal Vin⁺ um mehr als die Spannung Oop größer als das Signal Vin^- ist, dann steigt der Drain- Strom des FET MN11 und ist größer als der des FET MN13. Durch den Stromumkehr-Effekt wächst auch der Drain-Strom des FET MN 21. Dementsprechend steigen die Drain-Ströme von MP21 und MP 22. Es steigen auch die Drain-Ströme der FET's MP23 und MP24, die mit den FET's MP21 und MP22 eine Stromumkehr bilden. Im Ergebnis arbeiten die FET's MP23 und MP24 im Sättigungsbereich.

Ein herkömmlicher Gegentaktverstärker vom B-Typ ist nicht zur einfachen Einhaltung des Gleichstrom-Arbeitspunk tes geeignet. Im Gegensatz dazu ist der Gegentaktverstärker vom B-Typ, versehen mit Transistoren MP36, MN36 in der Endstufe 30 und verbunden mit der ersten Verstärkereinheit 21, in der Lage, jederzeit den Gleichstrom-Arbeitspunkt der Endstufe bei Null einzuhalten.

Bei der vorliegenden Erfindung kann eine Vergrößerung der Überkreuz-Verzerrung vorliegen. Dieses Problem wird jedoch in folgender Weise gelöst: Die Transistoren MP35 und MN35 ver binden die zweite Verstärkereinheit 22 und die zweite Endstufen einheit 32. Diese Transistoren MP35, MN35 der Endstufe 30 und die zweite Verstärkereinheit 22 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20 sind so dimensioniert, daß die Last nur dann gespeist wird, wenn die Spannungsdifferenz zwischen den zwei Eingängen Vin⁺ und Vin^- kleiner als ein Spannungswert Oop ist.

Wenn die Eingangssignale Vin⁺ und Vin^- an den Transi storen MP12, MP13 gleich sind, bleiben die Transistoren MP27 bis MP31 der zweiten Verstärkerstufe 22 im Sättigungsbereich, mit dem Ergebnis, daß eine hohe Ausgangsverstärkung im Ver hältnis zur Spannungsdifferenz zwischen den zwei Eingängen Vin⁺, Vin^- erzeugt wird.

Der Ausgang S23 der zweiten Verstärker-Einheit 22 der Verstärkerstufe mit hoher Verstärkung 20, d. h. die Drains der Transistoren MP31, MN31, sind mit den Gates der Transistoren MP35, MN35 der Endstufe 30 verbunden. Die Transistoren MP35, MN35 verbleiben im Sättigungsbereich, wenn die zwei Eingangssignale Vin⁺, Vin^- der Verstärkerstufe 10 in ihre Größe gleich sind. Deshalb bewegt sich die Ausgangsspannung zu einem über der Arbeitsspannung gelegenen Wert, wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen Vin⁺, Vin^- der Eingangsstufe 10 niedri ger ist als eine bestimmte, als Oop festgelegte, Spannungs größe; der Strom für die Last wird vom Transistor MP35 gelie fert. Andererseits, wenn sich die Ausgangsspannung auf einen niedriger als die Arbeitsspannung gelegenen Wert einstellt, erhält die Last ihren Strom durch den Transistor MN35.

Unter dieser Bedingung geben die Transistoren MP35, MN35 der Endstufe 30 den Strom an die Last ab bis die Tran sistoren MP36, MN36 beginnen zu leiten. Deshalb können die Transistoren MP35, MN35 eine niedrige Dimensionierung, d. h. niedrige Leistung und andere elektrische Parameter, haben.

Auf diese Weise wird die Überkreuz-Verzerrung, die durch die Transistoren MP36, MN36 der Endstufe 30 und die er ste Verstärkereinheit 21 der Hoch-Verstärkerstufe 20 erzeugt war, durch die Transistoren MP35 und MN35 der Endstufe 30 und die zweite Verstärkereinheit 22 der Hoch-Verstärkerstufe 20 wieder beseitigt.

Der Phasenbereich der Bandbreite erhält einen Wert zur De finierung der Stabilität des Verstärkers 1. Wenn ein Verstär ker 1 eine gute AC-Stabilität haben soll, ist festzulegen, daß der Phasenwert 60° überstiegen sein sollte. In Anbetracht des AC-Stabilitätsfaktors bietet die vorliegende Erfindung fol genden Zusammenhang an: Wie in den Fig. 4 und 6 gezeigt ist, sind die Kompensations-Kondensatoren C21, C22 mit den Ausgangsanschlüssen der ersten und zweiten Verstärkereinheit 21, 22 der Hoch-Verstärkerstufe 20 verbunden.

In der beiliegenden Tabelle 1 sind empirisch gemessene Werte von elektrischen Parametern des CMOS-Leistungsverstär kers 1 gemäß der Vorliegenden Erfindung aufgelistet; die Messun gen wurden in einer Schaltungsnachbildung durchgeführt.

Tabelle 1

In der obigen Tabelle wurde die Ausregelzeit ausgehend von 0,1% der endgültigen Größe des Ausgangssignals bestimmt; die positive und die negative Ausregelzeit wurden beispiels weise angegeben.

Gemäß der vorliegenden Erfindung, wie sie oben beschrie ben ist, ist der DC-Stromarbeitspunkt niedrig und eine Ausgangs spannung gleich der speisenden Spannungsgröße kann gerade unter einer Niedrigimpedanz-Last erhalten werden.

Zusammenstellung der verwendeten Bezugszeichen

V_in

Eingang
V_DD

Leistungsquellen-Spannung
V_SS

Speisespannung
V_bias

Vorspannung
MN1 bis MN4 MOS-Transistor vom N-Typ
I1, I2 Stromquelle
OUT Ausgang
MP1 bis MP5 MOS-Transistor vom P-Typ
S2, S4 Anschlüsse, Signale
S11 bis S14 Anschlüsse, Signale
S21 bis S23 Anschlüsse, Signale

1

Leistungsverstärker

10

Differenz-Verstärker

20

Hoch-Verstärkerstufe

21

Verstärkereinheit zu

20

22

Verstärkereinheit zu

20

30

Endstufe

31

Ausgangseinheit zu

30

32

Ausgangseinheit zu

30

MP11 bis MP36 MOS-Transistoren vom P-Typ
MN11 bis MN36 MOS-Transistoren vom N-Typ
C21, C22 Glättungskondensatoren

Claims

1. CMOS-Leistungsverstärker bestehend aus
einer Differential-Eingangsstufe (10), die einen positiven Eingang (Vin⁺), einen nega tiven Eingang (Vin^-) und mehrere erste Ausgangssignale (S11, S12, S13, S14) besitzt
einer hochverstärkenden Verstärkerstufe (20), die mit den ersten Aus gangssignalen (S11 bis S14) der Eingangsstufe (10) verbunden ist und die aus einer ersten (21) und einer zweiten Verstärkereinheit (22) besteht, von denen jede zweite Ausgangssignale (S21, S22, S23) erzeugt und wobei jede Verstärkereinheit (21, 22) so ausgelegt ist, daß ein selektives Treiben der Verstärkereinheiten (21, 22) in Abhängigkeit von den ersten Ausgangssignalen (S11 bis S14) der Differential- Eingangsstufe (10) erfolgt und
einer Endstufe (30), die mit den zweiten Ausgangssignalen (S21 bis S23) der Verstärkerstufe (20) verbunden ist.

2. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das selektive Ansteuern der Verstärkereinheiten (21, 22) in Abhängigkeit von der Spannungsdifferenz zwischen dem positiven (Vin⁺) und dem negativen Eingang (Vin^-) der Eingangsstufe (10) erfolgt und die zweite Verstärker einheit (22) angesteuert wird, wenn die Spannungsdifferenz unterhalb eines festgelegten Wertes (Oop) bleibt und die erste Verstärkereinheit (21) angesteuert wird, wenn die Spannungsdifferenz den festgelegten Wert (Oop) übersteigt.

3. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Verstärkereinheit (21) ein erstes, zweites und drittes Paar von Strom-Umkehrtransistoren (MP21 bis MP26) und ein erstes, zweites und drittes Paar von Verstärkungstransistoren (MN21 bis MN26) aufweist, wobei an den Gates der Verstärkungstransistoren (MN21 bis Mn26) jeweils eines der ersten Ausgangssignale (S11 bis S14) der Eingangsstufe (10) anliegt und die Verstärkungs transistoren (MN21 bis MN26) zweite Ausgangssignale (S21, S22) bereitstellen.

4. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Verstärkereinheit ein viertes und ein fünftes Paar von Strom- Umkehrtransistoren (MP27 bis MP30) und ein viertes und ein fünftes Paar von Verstärkungstransistoren (MN27 bis MN30) enthält, wobei die Gates der Verstärkungstransistoren (MN27 bis MN30) mit jeweils einem der ersten Ausgangssignale (S11 bis S14) verbunden sind und wobei an einem Knoten der die Strom-Umkehrtransistoren mit den Verstärkungstransistoren verbindet, ein drittes Ausgangssignal (S23) bereitgestellt wird.

5. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Endstufe (30) folgendes einschließt:
eine erste Endstufeneinheit (31) mit zwei Transistoren (MP36, MN36), deren Gates jeweils mit einem der zweiten Ausgangssignale (S21, S22) der ersten Verstärker einheit (21) der Verstärkerstufe (20) verbunden sind, wobei die erste Endstufen einheit (31) wie ein Gegentaktverstärker vom B-Typ aufgebaut ist und
eine zweite Endstufeneinheit (32) mit zwei Transistoren (MP35, MN35) deren Gates zusammen mit mindestens einem der zweiten Ausgangssignale (S23), der zweiten Verstärkereinheit (22), der Verstärkerstufe (20) verbunden sind, wobei die zweite Endstufeneinheit (32) wie ein Gegentaktverstärker vom AB-Typ aufgebaut ist und wobei das Ausgangssignal (OUT) der Endstufe (30) von den Drains der Endstufen transistoren (MP35, MN35, MP36, MN36) abgegeben wird.

6. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (MP36, MN36) der ersten Endstufen einheit (31) hinsichtlich des Ausgangssignals (OUT) so ausgelegt sind, daß sie in den Abschaltzustand geraten, wenn das Ausgangssignal (OUT) der Endstufe (30) zu kleinen Werten abfällt.

7. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (MP35, MN35) der zweiten Endstufen einheit (32) ein P- und ein N-Transistor sind,
daß die Transistoren hinsichtlich des Endstufen-Ausgangsstromes so ausgelegt sind,
daß der P Transistor einen Ausgangsstrom abgibt, wenn das Ausgangssignal (OUT) einen bestimmten Arbeitspunkt überschreitet,
daß der N-Transistor einen Ausgangsstrom abgibt, wenn das Ausgangssignal (OUT) einen bestimmten Arbeitspunkt unterschreitet und
daß je nach Abfall des Ausgangssignals (OUT) der Endstufe (30) selektiv die erste Endstufeneinheit (31) und/oder die zweite Endstufeneinheit (32) angesteuert ist.

8. CMOS-Leistungstransistor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (MP36, MN36) der ersten Endstufen einheit (31) und die Transistoren (MP35, MN35) der zweiten Endstufeneinheit (32) so ausgelegt und miteinander verbunden sind, daß bei Erhöhung des Ausgangssignals (OUT) der Endstufe (30) beide Endstufeneinheiten (31, 32) den Ausgangsstrom liefern.

9. CMOS-Leistungsverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (MP36, MN36) der ersten Endstufen einheit (31) ein P- und ein N-Transistor sind,
daß die Transistoren hinsichtlich des Endstufen-Ausgangsstromes so ausgelegt sind,
daß der P-Transistor einen Ausgangsstrom abgibt, wenn das Ausgangssignal (OUT) einen bestimmten Arbeitspunkt überschreitet,
daß der N-Transistor einen Ausgangsstrom abgibt, wenn das Ausgangssignal (OUT) einen bestimmten Arbeitspunkt unterschreitet und
daß je nach Abfall des Ausgangssignals (OUT) der Endstufe (30) selektiv die erste Endstufeneinheit (31) und/oder die zweite Endstufeneinheit (32) angesteuert ist.