DE3051096C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Verstärker nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die Erfindung betrifft die CMOS-Schaltungstechnik und ihre Anwendung auf die hochintegrierten Schaltungen. Allgemein bezieht sich der Begriff CMOS auf die Kombination eines n-Kanal-Feldeffekttransistors mit einem p-Kanal-Feldeffekttransistor zur Schaffung einer Grundschaltung eines Inverters. Bei digitalen Anwendungen ist nur einer dieser Transistoren zu jedem beliebigen Zeitpunkt durchgeschaltet, außer beim Übergang zwischen zwei logischen Zuständen. Somit sind die durch Schaltvorgänge hervorgerufenen Ströme und die verbrauchte Leistung sehr niedrig. Die Grundschaltung des invertierenden Gatters kann mit anderen Gattern kombiniert werden, um die herkömmlichen logischen Funktionen zu schaffen.

Wenn dies auch nicht oft getan wird, so kann aber auch das invertierende Gatter als Linearverstärker eingesetzt werden. Ist das Verhältnis der Breiten- zur Längenabmessung des p- und n-Kanal-Feldeffekttransistors in einem bestimmten Verhältnis ausgelegt, so daß der Übergang am Gatter bei einem Potential von etwa V _CC /2 geschieht, so zeigt dieses Gatter eine starke Verstärkung, wenn es eine Vorspannung in Höhe von V _CC /2 erhält und eine lineare Ausgangskennlinie über einen hinreichend großen Bereich.

So ist bereits eine umkehrende Verstärkerschaltung bekannt, die folgende Bestandteile umfaßt:

• - ein erstes, komplementäres Feldeffekttransistorpaar, dessen Source-/Drain-Elektrodenkreise in Reihe zwischen einem positiven und einem negativen Stromversorgungsanschluß gelegt sind, die an eine Betriebsspannungsquelle gelegt sind, wobei die Gate-Elektroden des ersten, komplementären Feldeffekttransistorpaares zur Bildung des Eingangsanschlusses der genannten Verstärkerschaltung miteinander verbunden sind;
• - einen ersten, bipolaren Transistor, der in Emitterfolgerschaltung vorliegt, dessen Kollektor also mit dem positiven Stromversorgungsanschluß, dessen Basis mit dem Verbindungspunkt der Drain-Elektroden des ersten, komplementären Feldeffekttransistorpaares verbunden sind, und dessen Emitter den Ausgangsanschluß des Verstärkers bildet;
• - eine Stromquellenschaltung zwischen dem Emitter des ersten, bipolaren Transistors und dem negativen Stromversorgungsanschluß (GB-PS 14 62 445).

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine derartige Schaltungsanordnung zu einer Abtast- und Halteschaltung weiterzubilden.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Die Erfindung wird nachstehend beispielsweise und anhand der Zeichnungen ausführlich erläutert. Es zeigt

Fig. 1A, B vorbekannte Kombinationen von digitalen und linearen Schaltungselementen, mit Feldeffekttransistoren und bipolaren Transistoren,

Fig. 2 die Grundschaltung des A-Verstärkers nach der Erfindung unter Einsatz von bipolaren und Feldeffekttransistoren,

Fig. 3 die Schaltung eines zweistufigen A-Verstärkers nach der Erfindung, mit Wechselspannungskopplung sowie Zerhackerbetrieb, zur Gleichspannungsverstärkung,

Fig. 4 eine schaubildliche Darstellung mit senkrechtem Schnitt durch ein Halbleiterplättchen der Auslegung der einzelnen Transistoren in integrierter Anordnung,

Fig. 5 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Verstärkers in einer Halteschaltungskonfiguration.

Fig. 1A und B zeigen vorbekannte digitale und lineare Schaltungskombinationen. Eine Grundschaltung eines umkehrenden Gatters ist in Fig. 1A dargestellt, die in digitale CMOS-Schaltungen einbezogen werden kann. Die dargestellte Schaltung ist zum Ansteuern von Elektroluminiszenz- Dioden-Lichtdarstellungsvorrichtungen vorgesehen, die ein erhebliches Stromabgabevermögen erfordern. Zur Lieferung des erforderlichen Stromes nur unter Verwendung von CMOS-Umkehrstufen würde man sehr große Transistoren benötigen. In der dargestellten Schaltung werden dem Eingangsanschluß 10 logische Signale zugeführt, um den erforderlichen Ansteuerungsstrom am Ausgangsanschluß 11 zu erzeugen. V _CC wird am positiven Stromversorgungsanschluß 12 zugeführt, der negative Stromversorgungsanschluß liegt bei 13 auf Massepotential. Ein p-Kanal-Feldeffekttransistor 5 in Verbindung mit einem n-Kanal-Feldeffekttransistor 6 bildet eine herkömmliche CMOS- Umkehrstufe, deren Ausgang mit der Basis eines bipolaren Transistors 8 verbunden ist. Der Kollektor des bipolaren Transistors 8 ist auf die Speisespannung V _CC gelegt, dies ist praktisch das CMOS-Substrat, welches alle integrierten Schaltungselemente enthält. Der Emitter bildet den Ausgangsanschluß, so daß praktisch eine Emitter-Folgeanordnung verwendet wird. Ein n-Kanal-Feldeffekttransistor 7 wirkt als die Ausgangslast, die klein ausgeführt sein kann, weil die Stromabführungsforderungen am Ausgang nur gering sind.

Befindet sich der Anschluß 10 auf niedrigem Potential, so sind die Transistoren 6 und 7 gesperrt. Dann gibt der Transistor 5 Strom an die Basis des Transistors 8 ab. Der beim Anschluß 11 abgeführte Strom ist der um den Stromverstärkungsfaktor β des Transistors 8 vergrößerte Strom, der von dem Transistor 5 geliefert wurde. Da dieser Stromverstärkungsfaktor β groß sein kann, kann der Transistor 5 recht klein ausgeführt sein.

Ist das Potential am Anschluß 10 hoch, so ist der Transistor 5 gesperrt, während die Transistoren 6 und 7 durchgeschaltet sind. Dies bringt Basis und Emitter des Transistors 8 nahe an das Massepotential und sperrt sie. Praktisch ist der einzige fließende Strom beim Transistor 7, dann der Kollektor- Emitter-Leckstrom im Transistor 8. Dieser ist normalerweise sehr niedrig.

In Fig. 1B ist eine lineare Verstärkeranordnung dargestellt. Ein p-Kanal-Feldeffekttransistor 9 und ein n-Kanal-Feldeffekttransistor 14 bilden eine Umkehrstufe, die die Basis eines Emitterfolgertransistors 15 ansteuert. Ein Emitterwiderstand 16 bildet die Emitterlast, und ein Gegenkopplungswiderstand 18 bildet einen Gegenkopplungsweg vom Ausgangsanschluß 11 zurück zu den Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren 9 und 14. Ein Vorwiderstand 17 verbindet die eingangsseitigen Gate-Elektroden mit dem Eingangsanschluß 10. Wird eine Spannungsquelle an den Anschluß 10 gelegt, so bilden die Widerstände 18 und 17 einen Spannungsteiler, der die Gegenkopplung steuert und damit die Spannungsverstärkung der Schaltung. Bei offenem Eingangsanschluß oder bei Ansteuerung mit einer Stromquelle ist die Verstärkung der Schaltung gleich Eins. Das Hauptproblem dieser linear umkehrenden Verstärkerschaltung liegt darin, daß die Verstärkung durch die Ansteuerschaltung festgelegt wird und die Vorspannung steuerbar ist.

Fig. 2 zeigt die Grundschaltung des Erfindungsgegenstandes. Ein p-Kanal-Feldeffekttransistor 20 und ein n-Kanal-Feldeffekttransistor 21 bilden eine herkömmliche CMOS-Umkehrstufe, die zur Ansteuerung an die Basis eines bipolaren Transistors 22 gelegt ist. Ein n-Kanal-Feldeffekttransistors 23 wirkt als Last für den Feldeffekttransistor 22, und an seiner Gate-Elektrode ist eine Vorspannung gelegt, die den Betrieb als A-Verstärker ergibt.

Da die Schwellwertspannung von CMOS-Feldeffekttransistoren eine abhängige ist, die durch den Feststellungsprozeß festgelegt wird, ist die für A-Verstärkerbetrieb erforderliche Vorspannung keine vorbestimmbare Konstante. Nach Fig. 2 stellt die Schaltung innerhalb der gestrichelten Umrandung bei 26 eine Vorspannungserzeugungsschaltung dar zur Entwicklung der erforderlichen Vorspannung, und zwar unabhängig von den Variablen des Herstellungsprozesses.

P-Kanal- und n-Kanal-Feldeffekttransistoren 30 und 31 bilden eine CMOS-Umkehrstufe, die mit der Basis eines bipolaren Transistors 32 verbunden ist. Diese Bauelemente sind dienlich wie die Transistoren 20, 21 und 22 geschaltet. Jedoch ist der Eingang der Umkehrstufe direkt mit dem Emitter des Transistors 32 verbunden. Somit ist der Verstärkerausgang mit seinem Eingang verbunden, und das bringt die Schaltung bis auf ihren Ansprech- oder Kipp-Punkt. Da der Ansprechpunkt in der Mitte der linearen Übertragungscharakteristik dieser Schaltung liegt, so prägt dies den A-Verstärkerbetrieb auf. Ein Emitterwiderstand 33 ist zwischen den Emitter des Transistors 32 und Massepotential geschaltet und dient somit als Emitterlast. Der im Emitterwiderstand 33 fließende Strom entwickelt am Verbindungspunkt 34 eine Spannung, die dazu dient, den Transistor 23 durchzuschalten und in Abhängigkeit von der für das Durchschalten des Transistors 31 erforderlichen Spannung festgelegt wird. Somit folgt die Vorspannung automatisch jeder Schwellwertspannungsänderung der Feldeffekttransistoren nach, die bei der Herstellung eintreten kann.

Die Transistoren 20 und 21 sind dafür ausgelegt, hochverstärkenden Betrieb zu ergeben und einen Betriebsstrom zu ziehen, der im Vergleich zum Basisstrom des Transistors 22 groß ist.

Der Transistor 23 hat ein größeres Breiten-/Längen- Abmessungsverhältnis als der Transistor 21, um einen Emitterstrom für den Transistor 22 zu ziehen, der im Vergleich zu den durch die Transistoren 20 und 21 fließenden Strom groß ist. Vorzugsweise wird der Transistor 23 im Sättigungsbereich betrieben, so daß die Spannungsverstärkung des Transistors 22 nahe bei Eins liegt.

In der praktischen Ausführung kann die Vorspannungserzeugungsschaltung 26 mit einem wesentlich niedrigeren Strom als die mit Vorspannung zu versehende A-Verstärkerstufe arbeiten. Der Strom wird praktisch durch den Wert des Emitterwiderstandes 33 festgelegt. Dies bedeutet auch, daß die Transistoren 30 und 31 kleiner als die entsprechenden Transistoren 20 und 21 in dem Verstärker gemacht werden können. Da außerdem der Verbindungspunkt 34 ein Punkt niedriger Impedanz infolge der niedrigen Ausgangsimpedanz des Transistors 32 ist, kann die Vorspannungserzeugungsschaltung zum Betrieb mehrerer A-Verstärker gleichzeitig, ohne Rückwirkung zwischen diesen Verstärkern, verwendet werden.

CMOS-Umkehrstufen allein sind als Verstärker brauchbar, und die Transistoren können derart ausgelegt werden, daß sie sehr brauchbare Verstärkungswerte ergeben. Es ist jedoch festgestellt worden, daß das Produkt aus der Verstärkung und der Bandbreite solcher Schaltungen eine grundsätzliche Begrenzung hat. Es scheint, daß diese Begrenzung auf der Kapazität zwischen der Drain- und der Gate-Elektrode der verwendeten Feldeffekttransistoren beruht. Es ist zu sehen, daß die Gate-/Drain-Elektrodenkapazität beider Feldeffekttransistoren parallelgeschaltet und zwischen die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse gelegt ist. Um eine Verstärkung zu ergeben, muß diese Kapazität aufgeladen und entladen werden, um eine Verstärkung des Signals zu erbringen. Dies ergibt praktisch eine Millersche Kapazität, die aus der herkömmlichen Verstärkerkonstruktion wohl vertraut ist. Bei herkömmlichen gewöhnlichen Verstärkern wird das Produkt aus der Verstärkung und der Bandbreite durch Erhöhung des Betriebsstromes verbessert. Somit kann die Millersche Kapazität schneller aufgeladen werden. Unglücklicherweise bedeutet bei einer CMOS-Umkehrstufe eine Stromerhöhung einen breiteren Transistor, und die Millersche Kapazität nimmt proportional mit der Stromabgabe zu, so daß das Produkt aus Verstärkung und Bandbreite im wesentlichen konstant bleibt.

In der Schaltung nach Fig. 2 können die Feldeffekttransistoren 20 und 21 recht klein ausgeführt werden, so daß die Millersche Kapazität niedrig bleibt. Der Transistor 22 liefert eine hohe Stromverstärkung für die nächste Stufe und läßt daher die Schaltung so erscheinen, als hätte sie große Transistoren mit der Kapazität von kleinen Transistoren. Typischerweise hat die erfindungsgemäße Schaltung nach Fig. 2 etwa ein fünfmal so hohes Produkt der Verstärkung und Bandbreite wie eine CMOS-Umkehrstufe, die Transistoren mit demselben Stromabgabevermögen zum Einsatz bringt. Dies verleiht der Schaltung eine fünfmal so große Schaltgeschwindigkeit wie bei einem einfachen CMOS- Inverter.

Fig. 3 zeigt den A-Verstärker nach der Erfindung in einer wechselspannungsgekoppelten, durch Zerhacker stabilisierten Gleichspannungsverstärkeranordnung. Die Gesamtschaltung stellt einen Gleichspannungsvergleicher dar, der das wohlbekannte Prinzip des Ladungsausgleichs zum Einsatz bringt. Der Einsatz der erfindungsgemäßen Verstärkeranordnung in diesem Anwendungsfall erhöht erheblich die Schaltgeschwindigkeit beim Betrieb des Vergleichers.

Die Vorspannungserzeugungsschaltung 26 ist dieselbe, wie in Fig. 2 offenbart. Die innerhalb der gestrichelt gezeichneten Umrandungslinien 19′ und 19′′ dargestellten Verstärker werden beide von der Vorspannungserzeugungsschaltung 26 her betrieben, und jeder stellt einen A-Verstärker nach Fig. 2 dar. Koppelkondensatoren 42 und 43 koppeln wechselspannungsmäßig die beiden Stufen miteinander. Ihre Werte werden größer als die Streukapazitäten zum Massepotential hin gewählt, die sich an den Verstärkereingängen ergeben.

Die Verstärker 19′ und 19′′ besitzen n-Kanal-Feldeffekttransistoren 44 und 45, die jeweils zwischen den Eingangs- und den Ausgangsanschluß geschaltet sind. Diese Transistoren werden mit Taktsignalen aus dem Taktgeberanschluß 46 gespeist. Zwei n-Kanal-Feldeffekttransistoren 47 und 48 verbinden einen Verbindungspunkt 49 mit dem umkehrenden Eingangsanschluß 50 und mit dem nichtumkehrenden Eingangsanschluß 51. Der Transistor 47 wird mit einem Taktsignal gespeist, während der Transistor 48 mit einem komplementären Taktsignal über eine Umkehrstufe 53 gespeist wird. Die Feldeffekttransistoren 44, 45, 47 und 48 stellen daher taktgesteuerte Schalter dar.

Nimmt man an, daß das Potential am Taktgeberanschluß 46 kurzzeitig hoch ist, und daß der Anschluß 50 sich auf einem Bezugsspannungspotential (V _REF ) befindet, so ist zu sehen, daß die Transistoren 44, 45 und 46 durchgeschaltet und der Transistor 48 gesperrt ist. Die Ausgänge der beiden Verstärker 19′ und 19′′ sind mit ihren Eingängen dann verbunden und liegen auf ihren Ansprech- oder Kipp-Punkten. Der Kondensator 42 lädt sich schnell auf die Potentialdifferenz zwischen V _REF und dem Ansprechschwellwert des Verstärkers 19′ auf. Der Kondensator 43 lädt sich schnell auf die Differenz in den Ansprechpunkten oder Schwellwerten der Verstärker 19′ und 19′′ auf.

Bei der nächsten Halbwelle des Taktsignals geht der Anschluß 46 auf niedriges Potential über, somit werden die Transistoren 44, 45 und 47 gesperrt und der Transistor 48 durchgeschaltet. Liegt nun der Eingangsanschluß 51 genau auf V _REF , so bleibt der Ausgangsanschluß bei 52 auf dem Ansprechpunkt des Verstärkers 19′′ stehen. Ist der Eingangsanschluß 51 positiver als V _REF , so geht der Anschluß 52 auf hohes Potential über. Liegt der Anschluß 51 unterhalb von V _REF , so geht der Anschluß 52 auf niedriges Potential über. Man erkennt, daß der Eingangsanschluß 51 einfach zu dem Eingangsanschluß 50 in Beziehung gebracht wird, und die Schaltung sich wie eine einfache Gleichspannungsvergleicherschaltung verhält.

Nimmt man bei der Verstärkeranordnung, wie gezeigt, einen Verstärkungsfaktor von 10³ an (für zwei Verstärker, wie gezeigt), so erzeugt eine Spannungsdifferenz von 1 mV am Eingang eine Spannung von 1 V am Ausgang. Somit, bei Verwendung einer Speisespannung V _CC von 5 V, steuert eine Eingangsspannung von ±2,5 mV den Verstärker voll durch für den Betrieb als digitale Vergleicherschaltung.

Es leuchtet ein, daß die Empfindlichkeit der Vergleicherschaltung durch Hinzufügung weiterer wechselspannungsmäßig gekoppelter, durch Zerhacker stabilisierter Verstärkerstufen gesteigert werden kann. Nach einer anderen Ausführungsform kann ein kippender Abfühlverstärker an den Anschluß 52 gelegt werden.

Die Schaltung nach Fig. 3 kompensiert die Transistoren vollständig gegenüber Offset und Spannungsdrift. Der Taktgeber kann mit verhältnismäßig hoher Frequenz betrieben werden. Die Taktperiode ist dann noch lang genug, damit die hinreichende Stabilität ihrer Ladung beim Ladungsausgleichsvorgang erreichen können.

Fig. 4 zeigt eine Form des Aufbaues einer integrierten Schaltung, die zur Schaffung des Verstärkers 19 nach Fig. 2 verwendet werden kann. Die Schaltung zeigt ein Fragment eines Schaltungsplättchens in einer Teilschnittansicht und in schaubildlicher Darstellung zur Veranschaulichung der Belegung. Der Schnitt kann als durch die Mitte des Aufbaus gelegt angesehen werden, so daß die Belegung die Hälfte eines symmetrischen Aufbaus darstellt. Die Zeichnung ist nicht maßstabsgetreu. Die Abmessungen sind zur Darstellung des Prinzips übertrieben gezeichnet worden. Praktisch wird der herkömmliche CMOS-Aufbau verwendet, wie er dem Fachmann wohlvertraut ist. Für die bessere Übersichtlichkeit sind die Oxidschichten und die Metallisierung entfernt worden. Die metallischen Anschlüsse sind schematisch dargestellt, um die Schaltung zu veranschaulichen.

Das Substrat 60 ist ein Plättchen aus leicht dotiertem Silizium vom n-Leitungstyp. Eine n⁺-Diffusion 61 schafft eine ohmsche Substratverbindung und wird als Schutzring verwendet, der jedes der aktiven Verstärkerelemente 20 bis 23 umgibt. Der Transistor 20 schließt eine Source-Elektrode 62 ein, die mit +V _CC verbunden ist, sowie eine Gate- Elektrode 63, die mit dem Eingangsanschluß 24, und eine Drain-Elektrode 64, die mit den Transistoren 21 und 22, wie dargestellt, verbunden ist. Der Transistor 21 schließt eine Source-Elektrode 65 ein, die mit Massepotential verbunden ist, und eine zugeordnete p-Wanne 66 über einen ohmschen p⁺-Kontaktierungsring 67, eine Gate-Elektrode 69, die mit dem Eingangsanschluß 24 verbunden ist, und eine Drain-Elektrode 70, die mit der Drain- Elektrode des Transistors 20 verbunden ist. Der bipolare Transistor 22 schließt eine p-Basis 71 ein, die über einen ohmschen p⁺-Kontaktierungsring 72 mit der Drain-Elektrode des Transistors 21 verbunden ist, und einen n⁺-Emitter 73, der den Ausgangsanschluß des Verstärkers bei 25 bildet. Der Kollektor des bipolaren Transistors 22 ist kein getrenntes Bauelement, sondern bildet den Bereich des Substrats 60, der der Basis 271 gegenüberliegt. Der Feldeffekttransistor 23 schließt eine n⁺-Source-Elektrode 74 ein, die mit einem p⁺-Kontaktierungsring 75 verbunden ist, was eine ohmsche Verbindung mit der p-Wanne 76 ergibt. Dabei sind beide auf Massepotential gelegt, sowie eine Gate-Elektrode, die mit einem Verbindungspunkt 34 für den Vorspannungsabschluß verbunden ist, und eine n⁺-Drain-Elektrode 78, die mit dem Emitter 73 des Transistors 22 verbunden ist.

Ausführungsbeispiel

Die Schaltung nach Fig. 2 wurde unter Verwendung der herkömmlichen CMOS-Schaltungsform unter Einsatz der Abmessungen nach der nachfolgenden Tabelle ausgeführt. Abmessungen sind die Breiten/ Längenverhältnisse der jeweiligen Kanalzone, ausgedrückt in Mil.

Die Schaltung wurde mit einer Spannung von 5 V als Speisespannung V _CC betrieben. Der typische Vorspannungswert am Verbindungspunkt 34 lag bei etwa 1,2 V. Der Ansprechpunkt für den Verstärker 19 lag typisch bei 1,7 V, und die Basis des bipolaren Transistors 22 lag typischerweise bei etwa 2,4 V. Der durch den Emitter des bipolaren Transistors fließende Strom betrug ungefähr 250 Mikroampere, und der in den Transistoren 20 und 21 fließende Strom lag bei ungefähr 32 Mikroampere. Der Basisstrom im bipolaren Transistor 22 betrug ungefähr 5 Mikroampere, und zeigte damit einen Stromverstärkungsfaktor β dieser Schaltung von ungefähr 50. Diese Betriebswerte zeigen deutlich die Vorspannungsbedingungen für A-Verstärkerbetrieb an. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers betrug ungefähr 30, und er zeigte ein Produkt aus Bandbreite und Verstärkung, das mehr als fünfmal so groß ist, wie das Produkt einer CMOS-Umkehrstufe, die mit demselben Strom wie der Transistor 22 arbeitet.

Fig. 5 zeigt den erfindungsgemäßen Verstärker, wie er in einer Halteschaltungskonfiguration verwendet wird. Ein Eingangsanschluß 80 ist über ein Übertragungsgatter 81 mit dem n- und p-Kanal- Feldeffekttransistor 82 und 83, mit den Gate-Elektroden von n- und p-Kanal-Feldeffekttransistoren 84 und 85 verbunden, die eine Umkehrstufe bilden. Der gemeinsame Drain-Elektrodenanschluß der Transistoren 84 und 85 steuert die Basis eines Emitterfolgertransistors 86 an. Ein n-Kanal-Feldeffekttransistor 87 wirkt als die Last des Emitterfolgers, dessen Basis mit der Vorspannungsquelle verbunden ist, und zwar einer Vorspannungserzeugungsschaltung 26 nach Fig. 2 oder 3, für den A-Verstärkerbetrieb. Der Emitter des bipolaren Transistors 86 steuert die Gate-Elektroden des n-Kanal- und p-Kanal-Feldeffekttransistors 88 und 89 an, die als eine zweite Umkehrstufe arbeiten, deren Ausgang den Ausgangsanschluß 90 ansteuert. Beide Umkehrstufen mit den Transistoren 84, 85, 88 und 89 bringen Verstärkerelemente mit kleiner Oberfläche zum Einsatz. Die beiden Umkehrstufen sind durch den Emitterfolgertransistor 86 voneinander isoliert, so daß Betrieb mit sehr hoher Geschwindigkeit möglich ist. Der Verstärkungsfaktor vom Anschluß 80 (unter der Annahme, daß das Übertragungsgatter 81 durchgeschaltet ist) bis zum Anschluß 90 kann ohne weiteres bis zu 2,5×10³ betragen. Dies bedeutet, daß ein Signal von ±1 mV am Eingangsanschluß 80 den Ausgangsanschluß 90 voll durchsteuert bei einer Spannungsversorgung mit 5 V.

Ein zweites Übertragungsgatter 91, zusammengesetzt aus einem n-Kanal- und einem p-Kanal-Feldeffekttransistor 92 und 93, ist zwischen dem Ausgangsanschluß und die Gate-Elektroden der Transistoren 84 und 85 geschaltet. Übertragungsgatter werden vom Gattersteueranschluß 94 her durchgeschaltet, wobei eine Umkehrstufe 95 das komplementäre Signal liefert, das für die Umschaltung erforderlich ist. Befindet sich der Anschluß 94 auf hohem Potential, so ist das Übertragungsgatter 81 gesperrt und das Übertragungsgatter 91 durchgeschaltet. In diesem Zustand wird das Ausgangssignal vom Anschluß 90 zu den Gate-Elektroden der Transistoren 84 und 85 derart zurückgekoppelt, daß die Schaltung in diesem Zustand gehalten wird. Wenn nun also das Übertragungsgatter 91 durchgeschaltet wird, so wird die Schaltung zurückgekoppelt. Lag die Eingangsspannung etwas über dem Ansprechpunkt des Verstärkers, so schaltet das Ausgangssignal schnell auf den Wert +V _CC der Stromversorgung um. Lag das Eingangssignal geringfügig unterhalb des Ansprechpunktes, so schaltet das Ausgangssignal schnell auf Massepotential um. Praktisch verwandeln die Kippzustände den Verstärker in einen hochempfindlichen Abfühlverstärker, der zwei stabile Ausgangszustände besitzt.

Befindet sich der Anschluß 94 auf niedrigem Potential, so wird das Übertragungsgatter 81 durchgeschaltet, und das Übertragungsgatter 91 wird gesperrt. Das Eingangssignal am Anschluß 80 wird dann in die erste Umkehrstufe gespeist, und der Ausgang folgt der Eingangsspannung zumindest soweit, bis eine Begrenzung eintritt. Dies ist der Abfühlzustand der Halteschaltung. Die Halteschaltung nimmt dann einen Zustand an, der durch die Spannung am Eingang in dem Moment festgelegt wird, wenn das Signal am Anschluß 94 vom niedrigen zum hohen Potentialwert oder vom Abfühlbetrieb zum Haltebetrieb übergeht. In der praktischen Ausführung ist der Ausgangsanschluß 52 des taktgesteuerten Vergleichers nach Fig. 3 mit dem Anschluß 80 nach Fig. 5 verbunden, und damit wird der Anschluß 90 nach Fig. 5 zum Ausgang des Vergleichers. Eine solche Kombination kann eine Eingangsempfindlichkeit in der Größenordnung von einigen Mikrovolt besitzen.

Die Erfindung ist beschrieben worden, und eine Ausführungsform wurde dargestellt. Eine zweckmäßige Struktur ist offenbart, und ein Ausführungsbeispiel gegeben worden, das die Leistung einer praktisch ausgeführten Schaltung zeigt. Aus den vorhergehenden Ausführungen kann der Fachmann entnehmen, weitere alternative und äquivalente Schaltungen zu entwickeln innerhalb des Rahmens dieser Erfindung. Dementsprechend ist beabsichtigt, daß der Rahmen der Erfindung nur durch die Ansprüche begrenzt werden soll.

Claims (8)

1. Verstärker mit einer umkehrenden Verstärkerschaltung, geeignet zur Herstellung unter Verwendung der komplementären Metall/Oxid/Halbleiter- oder CMOS- Schaltungstechnik, bei dem die Verstärkerschaltung die folgenden Bestandteile umfaßt:

• - ein erstes, komplementäres Feldeffekttransistorpaar (20, 21), dessen Source-/Drain-Elektrodenkreise in Reihe zwischen einem positiven und einem negativen Stromversorgungsanschluß (12, 13) gelegt sind, die an eine Betriebsspannungsquelle (V _CC ) anschließbar sind, wobei die Gate-Elektroden des ersten, komplementären Feldeffekttransistorpaares (20, 21) zur Bildung des Eingangsanschlusses (24) der genannten Verstärkerschaltung (19) miteinander verbunden sind,
• - einen ersten, bipolaren Transistor (22), dessen Kollektor mit dem positiven Stromversorgungsanschluß (12), dessen Basis mit dem Verbindungspunkt der Drain-Elektroden des ersten, komplementären Feldeffekttransistorpaares (20, 21) verbunden sind, und dessen Emitter den Ausgangsanschluß (25) des Verstärkers (19) bildet,
• - eine Stromquellenschaltung zwischen dem Emitter des ersten, bipolaren Transistors und dem negativen Stromversorgungsanschluß,

gekennzeichnet durch

• - einen n-Kanal-Feldeffekttransistor (23), dessen Source- und Drain-Elektrode zwischen den Emitter des ersten, bipolaren Transistors (22) und den negativen Stromversorgungsanschluß (13) geschaltet sind, sowie mit einer Gate-Elektrode,
• - eine Vorspannungserzeugungsschaltung (26) zur Aufschaltung einer Vorspannung auf die Gate- Elektrode des n-Kanal-Feldeffekttransistors (23), derart, daß der Verstärker (19) für A-Betrieb vorgespannt ist,
• - ein drittes, komplementäres Transistorpaar (88, 89), dessen Source-/Drain- Elektrodenkreise in Reihe zwischen die Stromversorgungsanschlüsse (12, 13) geschaltet sind und die Gate-Elektroden des dritten Feldeffekttransistorpaares (88, 89) zusammen auf den Emitter des bipolaren Transistors (86) geschaltet sind zur Schaffung eines Spannungsfolgers, der einen Eingang an den Gate-Elektroden des ersten Transistorpaares und einen Ausgang an den zusammengeschalteten Drain-Elektroden des zweiten Transistorpaares aufweist, sowie Schaltungsmittel, um den Eingang des Spannungsfolgers periodisch mit seinem Ausgang zur Schaffung einer taktgesteuerten Halteschaltung zu verbinden.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Breite des Kanals des n-Kanal-Feldeffekttransistors (23) wesentlich größer als die Breite der Kanäle des ersten, komplementären Feldeffekttransistorpaares (20, 21) ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Vorspannungserzeugungsschaltung (26) die folgenden Bestandteile umfaßt:

• - ein zweites, komplementäres Feldeffekttransistorpaar (30, 31), dessen Source-/Drain-Elektrodenkreise in Reihe zwischen den Stromversorgungsanschlüssen (12, 13) und deren Gate-Elektroden miteinander verbunden sind;
• - ein zweiter, bipolarer Transistor (32), dessen Kollektor mit dem positiven Stromversorgungsanschluß (12), dessen Basis mit den Drain-Elektroden des zweiten, komplementären Feldeffekttransistorpaares (30, 31), und dessen Emitter mit den Gate-Elektroden des letztgenannten Transistorpaares (30, 31) derart verbunden ist, daß der zweite, bipolare Transistor (32) und das zweite, komplementäre Feldeffekttransistorpaar (30, 31) einen bis zu seinem Ansprech- oder Kipp-Punkt bringbaren Verstärker bilden; und
• - einen als Last dienenden Emitterwiderstand (33), der zwischen den Emitter des zweiten, bipolaren Transistors (32) und den negativen Stromversorgungsanschluß (13) geschaltet ist, wobei die Vorspannung an diesem Emitterwiderstand erscheint.

4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Breiten/Längen-Abmessungsverhältnis des zweiten, komplementären Feldeffekttransistorpaares (30, 31) derart ausgelegt ist, daß die Vorspannung höher als der Ansprech- oder Kipp- Punkt des Verstärkers ist.

5. Verstärker nach Anspruch 1, als Halteschaltung arbeitend, dadurch gekennzeichnet, daß die letztgenannten Schaltungsmittel ein erstes Übertragungsgatter (81) umfassen, das durch komplementäre Steuersignale betätigt wird.

6. Verstärker nach Anspruch 5, als Halteschaltung arbeitend, dadurch gekennzeichnet, daß er Schaltungsmittel zur periodischen Abtrennung des Eingangs vom genannten Spannungsfolger aufweist.

7. Verstärker nach Anspruch 6, als Halteschaltung arbeitend, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsmittel ein zweites Übertragungsgatter (93) umfassen, dem komplementäre Steuersignale zuführbar sind, derart, daß das zweite Übertragungsgatter (93) durchschaltet, wenn das erste Gatter (91) gesperrt ist, und das zweite Übertragungsgatter (93) gesperrt ist, wenn das erste Übertragungsgatter (91) durchgeschaltet ist.