DE69127050T2

DE69127050T2 - Abtast- und Halteschaltung

Info

Publication number: DE69127050T2
Application number: DE69127050T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Tanimoto; Myles H Wakayama
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1990-10-30
Filing date: 1991-10-30
Publication date: 1998-01-22
Anticipated expiration: 2011-10-31
Also published as: EP0484129A3; US5243235A; EP0484129B1; JPH0512897A; EP0484129A2; KR950012937B1; DE69127050D1; JP3103154B2; KR920009034A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Abtast- und Halteschaltung.
Es sind verschiedene Arten von Abtast- und Halteschaltungen bekannt. Unter diesen Schaltungen kann die "Diodenbrücken-Abtast- und Halteschaltung" mit hoher Geschwindigkeit und hoher Genauigkeit arbeiten.
Gemäß Fig. 12 umfaßt die herkömmliche Diodenbrücken- Abtast- und Halteschaltung eine(n) Eingangsanschluß bzw. -klemme 505, eine(n) Ausgangsanschluß bzw. -klemme 506, drei Konstantstromquellenkreise 508 - 510, zwei als Schalttransistoren eingesetzte Transistoren 511 und 512 und eine Diodenbrückenschaltung, die ihrerseits vier Dioden 501 - 504 umfaßt. Der (gemeinsame) Knotenpunkt der ersten und zweiten Dioden 501 bzw. 502 ist an die Eingangsklemme 505, der Knotenpunkt der zweiten und dritten Dioden 503 und 504 an die Ausgangsklemme 506 angeschlossen. Der Knotenpunkt von erster und dritter Diode 501 bzw. 503 ist mit der ersten Konstantstromquelle 508 und auch mit dem Kollektor des ersten Schalttransistors 511 verbunden. Der Knotenpunkt von zweiter und vierter Diode 502 bzw. 504 ist mit dem zweiten Konstantstromquellen kreis 509 und auch mit dem Kollektor des zweiten Schalttransistors 512 verbunden. Die Emitter der beiden Schalttransistoren 511 und 512 sind an den Konstantstromquellenkreis 510 angeschlossen. Zwei Taktsignale 513 und 514, die um 1800 zueinander außer Phase sind, werden an den Basiselektroden der Transistoren 511 bzw. 512 einge speist. Die Transistoren 511 und 512 werden dadurch mit entgegengesetzten Phasen betrieben, so daß die Abtastund Halteschaltung in zwei Moden oder Betriebsarten, d.h. einem Abtastmodus und einem Haltemodus, arbeiten kann.
Wenn die Taktsignale die ersten und zweiten Transistoren 511 bzw. 512 zum Sperren bringen bzw. durchschalten, wird die Abtast- und Halteschaltung in den Abtastmodus gesetzt. Genauer gesagt: sobald die ersten und zweiten Transistoren 511 bzw. 512 sperren bzw. durchschalten, fließt der vom dritten Konstantstromquellenkreis 510 zugespeiste Strom Ibias über den zweiten Schalttransistor 512, wodurch alle Dioden 501 - 504 vorgespannt (biasing) werden. Wenn das Signal an der Eingangsklemme 505 in bezug auf die Zeit konstant ist, fließt der Strom Ibias/2 vom ersten Konstantstromquellenkreis 508 gleich groß geteilt zwischen den ersten und zweiten Dioden 501 bzw. 502 sowie den dritten und vierten Dioden 503 bzw. 504, so daß (der Strom) Ibias/4 durch jede der Dioden 501 - 504 fließt. Dieser Strom wird mit dem vom zweiten Konstantstromquellenkreis 509 zugepeisten Strom Ibias/2 kombiniert, so daß er gleich dem Strom Ibias wird, der von der Stromquelle 510 über den Transistor 512 gezogen wird. Infolgedessen fließt kein Ausgangsstrom "Is" zur Ausgangsklemme 506, und das Potential an dem mit der Ausgangsklemme 506 verbundenen Kondensator 507 ändert sich nicht. Weiterhin ist oder wird aufgrund des Spannungsabfalls über die Dioden 502 und 504 die Spannung an der Ausgangsklemme 506 gleich der Spannung an der Eingangsklemme 505, wobei die Dioden 501 und 503 aufgrund ihrer gleichen Vorspannströme gleich sind (are equal).
Wenn die Spannung an die Eingangsklemme 505 mit einer ausreichenden Größe oder Geschwindigkeit in bezug auf die Zeit erhöht wird, vergrößert der Strom von der Eingangssignalquelle den Strom über die zweite Diode 502 auf mehr als Ibias/2, und er verringert gleichermaßen den Strom über die erste Diode 501 auf weniger als Ibias/2 um bzw. auf die Hälfte der von der Eingangssignalquelle zugespeisten Größe. Da der über den zweiten Schalttransistor 512 fließende Strom gleich Ibias und der von der Stromquelle 509 zugespeiste bzw. gelieferte Strom gleich Ibias/2 sind, muß die Summe der über die Dioden 501 und 504 fließenden Ströme gleich Ibias/2 sein. Da auf ähnliche Weise kein Strom vom Transistor 511 abgezogen, d.h. aufgenommen wird und der von der Stromquelle 508 gelieferte Strom gleich Ibias/2 ist, muß wiederum die Summe der über die Dioden 502 und 503 fließenden Ströme gleich Ibias/2 sein. Wenn sich der über die zweite Diode 502 fließende Strom vergrößert, muß sich daher der Strom durch bzw. über die Diode 504 im gleichen Ausmaß verringern, wie sich der Strom über die Diode 502 vergrößert. Wenn sich der Strom über die Diode 501 verringert, muß sich auf gleiche Weise der Strom über die Diode 503 im gleichen Ausmaß vergrößern, wie sich der Strom über die Diode 501 verringert. Die resultierende Differenz "Is" im Strom zwischen den Dioden 503 und 504 lädt den Kondensator 507 auf, bis dessen Spannung, die der Ausgangsklemme 506, derjenigen der Eingangsklemme 505 gleich ist. An diesem Punkt werden die Spannungsabfälle über die Dioden 501 und 504 gleich (groß), und ihre Stromdifferenz wird zu Null; mithin wird "15" zu Null, und die Schaltung erreicht einen stabilen Zustand.
Wenn auf ähnliche Weise die Spannung an der Eingangsklemme 505 zeitabhängig mit einer ausreichenden Rate verringert wird, verringert der von der Eingangssignalquelle aufgenommene Strom den Strom über die zweite Diode 502 auf weniger als Ibias/2, und er vergrößert gleichermaßen den Strom über die erste Diode 501 auf mehr als Ibias/2 um bzw. auf die Hälfte der von der Eingangssignalquelle aufgenommenen Größe oder Menge. Wie vorher erwähnt, müssen die Summe der über die Dioden 501 und 504 fließenden Ströme gleich Ibias/2 und die Summe der über die Dioden 502 und 503 fließenden Ströme gleich Ibias/2 sein. Wenn der über die zweite Diode 502 fließende Strom abnimmt, muß sich der über die Diode 504 fließende Strom im gleichen Ausmaß, in welchem sich der Strom über die Diode 502 verringert, vergrößern. Wenn sich der Strom über die Diode 501 vergrößert, muß sich ebenfalls der Strom über die Diode 503 im gleichen Ausmaß verringern, in welchem der Strom über die Diode 501 zunimmt. Durch die resultierende Differenz "Is" im Strom zwischen den Dioden 503 und 504 wird der Kondensator 507 entladen, bis dessen Spannung, die (an der) Ausgangsklemme 506, derjenigen der Eingangsklemme 505 gleich ist. Wiederum ist der Spannungsabfall über die Dioden 501 - 504 jeweils gleich, und deren Differenz in den Strömen wird zu Null, so daß "Is" zu Null wird und die Schaltung einen stabilen Zustand erreicht.
Es ist wichtig darauf hinzuweisen, daß der Lade-/- Entladestrom "Is" dem in den und aus dem Eingangsklemmenknotenpunkt 505 fließenden Eingangssignalquellenstrom gleich ist. Ferner fließt das Maximum "Is", wenn die Dioden 501 und 504 bei einem ansteigenden Eingangssignal sperren oder wenn die Dioden 502 und 503 bei einem abfallenden Eingangssignal sperren. Da im Fall eines ansteigenden Eingangssignals die Diode 501 sperrt, fließt der gesamte von der Stromquelle 508 gelieferte Strom in die Diode 503. Da die Diode 504 sperrt, wird der Strom über die Diode 503 zu "Is", so daß die maximale Größe, die "Is" erreichen kann, Ibias/2 ist. Bei einem abfallenden Eingangssignal ist gleichermaßen die maximale Größe, die "Is" für Entladung erreichen kann, ebenfalls Ibias/2.
Wie sich aus obigen Ausführungen ergibt, wird dann, wenn die ersten und zweiten Transistoren 511 bzw. 512 zum Sperren gebracht bzw. durchgeschaltet werden, die Abtastund Halteschaltung in den Abtastmodus gesetzt. Wenn umgekehrt die ersten und zweiten Transistoren 511 bzw. 512 durchschalten bzw. sperren, werden die ersten bis vierten Dioden 501 - 504 zum Sperren gebracht (turned of f), wodurch im wesentlichen die Eingangsklemme 505 von der Ausgangsklemme 506 getrennt wird und das Potential des Kondensators 507 erhalten bleibt. In diesem Fall ist die Abtast- und Halteschaltung in den Haltemodus gesetzt.
Die herkömmliche Diodenbrücken-Abtast- und Halteschaltung ist jedoch mit den folgenden Mängeln behaftet.
Zum ersten ist ihre (Ausgangsspannungs-)Anstiegsgeschwindigkeit (slew rate) unzureichend, weil sie durch den Vorspannstrom Ibias/2 der Schaltdioden begrenzt ist. Der den Dioden zugespeiste Vorspannstrom ist gewöhnlich klein, um den Leistungsverbrauch der Abtast- und Halteschaltung zu verringern und, was noch wichtiger ist, die Gleichspannung-Abtastsockelvorspannungen bzw. -offsets (DC sample pedestal offsets) der Abtast- und Halteschaltung zu verkleinern.
Zum zweiten ändert sich die Eingangsimpedanz der Abtast- und Halteschaltung drastisch, wenn die Betriebsart vom Abtastmodus aus den Haltemodus und umgekehrt geschaltet bzw. gewechselt wird. Dies ist deshalb der Fall, weil in der Brückenschaltung die Eingangsdioden 501 und 502, die im Abtastmodus durchgeschaltet (EIN) sind, im Haltemodus abgeschaltet (AUS) sind, d.h. offener Stromkreis. Zur Verringerung des Einflusses der sich ändernden Eingangsimpedanz wird häufig ein Eingangspufferkreis der Diodenbrückenschaltung vorgeschaltet. Dieser Pufferkreis erhöht jedoch Leistungsbedarf und Störsignal oder Rauschen der Schaltung.
Die herkömmliche Diodenbrücken-Abtast- und Halteschaltung krankt mithin an zwei Mängeln, nämlich Isolier(vermutlich: unzureichende) (Ausgangsspannungs-)Anstiegsgeschwindigkeit und drastisch variierende Eingangsimpedanz.
Eine Abtast- und Halteschaltung, bei der erste und zweite Anschlüsse bzw. Klemmen, denen Treiberströme zum Ein- und Ausschalten einer Diodenbrücke zugespeist werden, über Kondensatoren verbunden sind, ist aus der EP- A3-0 084 259 bekannt.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer Abtast- und Halteschaltung, die hohe (Ausgangsspannungs-)Anstiegsgeschwindigkeit und konstante Eingangsimpedanz gewährleistet, ohne den Vorspannstrom der Schaltdioden und damit weder den Leistungsbedarf noch den Gleichspannungs- und Abtastsockeloffset zu vergrößern.
Gegenstand der Erfindung ist gemäß Anspruch 1 eine Abtast- und Halteschaltung, umfassend: mindestens einen Kondensator und eine Diodenschaltungseinheit in Form einer Brückenstruktur, wobei die Abtast- und Halteschaltung ferner umfaßt: eine Stromspiegelschaltungseinheit zum Generieren eines Referenzstroms entsprechend der Anstiegsgeschwindigkeit eines Eingangssignals und mindestens eines Ausgangsstroms gleich dem Referenzstrom, und die Diodenschaltungseinheit mit der Stromspiegelschaltungseinheit und dem Kondensator zum Aufladen des Kondensators mit dem von der stromspiegelschaltungseinheit erzeugten Ausgangsstrom verbunden ist, um das Eingangssignal abzutasten und die Ladung im Kondensator bei oder nach Abschluß des Aufladens des Kondensators zu halten.
Vorzugsweise umfaßt die Abtast- und Halteschaltung: eine Diodenschaltung mit in Reihe geschalteten ersten bis vierten Dioden; einen Eingangskreis, der an der einen Seite mit dem Knotenpunkt der ersten und dritten Dioden und an der anderen Seite mit dem Knotenpunkt der zweiten und vierten Dioden verbunden ist; einen Ausgangskreis, der mit mindestens einem von zwei Knotenpunkten verbunden ist, von denen der erste der Knotenpunkt von erster und zweiter Diode und der zweite der Knotenpunkt von dritter und vierte Diode ist; eine Stromspiegelschaltung, bei welcher eine Stromspiegelausgangsklemme mit dem Knotenpunkt von erster und dritter Diode und die andere Stromspiegelausgangsklemme mit dem Knotenpunkt von zweiter und vierter Diode verbunden sind; sowie einen an die Ausgangsklemme angeschlossenen Kondensator, wobei die Stromspiegelschaltung die Stromspiegelausgangsklemme mit einem Ausgangsstrom speist, welcher einem Eingangsstromsignal proportional ist.
Wahlweise kann die Abtast- und Halteschaltung umfassen: einen Diodenkreis mit in Reihe geschalteten ersten bis vierten Dioden; einen Eingangskreis, der an der einen Seite mit dem Knotenpunkt der ersten und dritten Dioden und an der anderen Seite mit dem Knotenpunkt der zweiten und vierten Dioden verbunden ist; erste und zweite Ausgangsklemmen, die an den Knotenpunkt von erster und zweiter Diode bzw. an den Knotenpunkt von dritter und vierter Diode angeschlossen sind; eine Stromspiegelschaltung, bei welcher eine Stromspiegelausgangsklemme mit dem Knotenpunkt von erster und dritter Diode und die andere Stromspiegelausgangsklemme mit dem Knotenpunkt von zweiter und vierter Diode verbunden sind; sowie erste und zweite Kondensatoren, die mit erster bzw. zweiter Ausgangsklemme verbunden sind, wobei erste und zweite Ausgangsklemme abwechselnd ein Ausgangssignal liefern.
Bei der Abtast- und Halteschaltung gemäß der ersten Alternative wird ein in bezug auf die Zeit bzw. zeitlich der Eingangsspannung gleiches Ausgangsspannungssignal im Abtastmodus der Ausgangsklemme zugespeist. Die Verwendung eines Stromspiegels zum Vorspannen der ersten bis vierten Dioden stellt auch eine wirksame Möglichkeit dar, sich schnell ändernde Eingangssignale zu detektieren, und erhöht automatisch den Stromvorspannungspegel der Dioden, um die Lade- und Entladezeit des Kondensators stark zu verkürzen und damit die Geschwindigkeit der Abtast- und Halteschaltung im Abtastmodus erheblich zu erhöhen. Eine Verkürzung der Lade- und Entladezeit des Kondensators ist für die Ausgangssignalgenauigkeit im Hochgeschwindigkeits-Abtastmodusbetrieb wichtig. Ferner ist ein Eingangskreis integriert zum Ansteuern der ersten bis vierten Dioden, um eine konstante, an der Eingangsklemme erscheinende oder "gesehene" Eingangsimpedanz aufrechtzuerhalten.
Die Abtast- und Halteschaltung gemäß der zweiten Alternative bietet die gleichen Vorteile wie die erste Alternative und sieht zusätzlich zur ersten Ausgangsklemme und zum ersten Kondensator eine zweite Ausgangsklemme mit einem zweiten Kondensator vor, wobei die beiden Ausgangsklemmen und die beiden Kondensatoren in abwechselnden Moden arbeiten. Während sich erste Ausgangsklemme und erster Kondensator im Haltemodus befinden, befinden sich zweite Ausgangsklemme und zweiter Kondensator im Haltemodus. Auf diese Weise liefert mindestens eine der Ausgangsklemmen stets ein Ausgangssignal, so daß Daten kontinuierlich aus der Abtast- und Halteschaltung ausgelesen werden können.
Ein besseres Verständnis dieser Erfindung ergibt sich aus der folgenden genauen Beschreibung anhand der beigefügten Zeichnungen, in denen zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer Abtast- und Halteschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
Fig. 2 ein Ersatzschaltbild, das für die Abtast und Halteschaltung gilt, wenn deren erste und zweite Ausgangsklemmen in den Abtastmodus bzw. in den Haltemodus gesetzt sind,
Fig. 3 ein Ersatzschaltbild, das für die Abtast- und Halteschaltung gilt, wenn deren erste und zweite Ausgangsklemmen in den Abtastmodus bzw. in den Haltemodus gesetzt sind,
Fig. 4A ein Schaltbild einer Abtast- und Halteschaltung gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 4B eine Querschnittansicht der Halbleiteranordnung, die in die Schaltung nach Fig. 4A integriert ist und die eine Diode und einen Schalttransistor aufweist,
Fig. 5 ein Schaltbild der in die Abtast- und Halteschaltungen nach den Fig. 1 bis 4A integrierten Stromspiegelschaltung,
Fig. 6 ein Schaltbild einer in Kaskode geschalteten Stromspiegelschaltung, die anstelle der Schaltung nach Fig. 5 bei der Abtast- und Halteschaltung gemäß Fig. 1 verwendet werden kann,
Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Abtast- und Halteanordnung mit der Abtast- und Halteschaltung gemäß der Erfindung,
Fig. 8 ein Schaltbild des bei der Anordnung nach Fig. 8 verwendeten Multiplexers,
Fig. 9 ein Schaltbild des in der Anordnung nach Fig. 7 angeordneten (integrierten) MOS Pufferkreises,
Fig. 10 ein Schaltbild des bei der Anordnung nach Fig. 7 verwendeten Ausgangspuffers,
Fig. 11 ein Schaltbild einer Abtast- und Halteanordnung, welche die erfindungsgemäße Abtast- und Halteschaltung aufweist und welche zwei Datenposten gleichzeitig halten kann, und
Fig. 12 ein Schaltbild einer herkömmlichen Abtast- und Halteschaltung.
Fig. 1 zeigt eine Abtast- und Halteschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Gemäß Fig. 1 sind vier Dioden 101 - 104 in Reihe geschaltet, so daß sie eine Schleife oder einen Schaltkreis bilden. In diesem Schaltkreis bilden die Dioden 101 und 102 ein Paar, während die Dioden 103 und 104 ein anderes Paar bilden. Diese Diodenpaare dienen zur Realisierung einer Abtastoperation und einer Halteoperation.
Der Knotenpunkt 105 der Dioden 101 und 103 ist an den Emitter eines npn-Transistors 109 angeschlossen, der seinerseits mit einer Abtasteingangsklemme 111 verbunden ist. Der Knotenpunkt 106 der Dioden 102 und 104 ist an dem Emitter eines npn-Transistors 110 angeschlossen, der seinerseits mit der Abtasteingangsklemme 111 verbunden ist. Die Transistoren 109 und 110 bilden eine Eingangsstufe der Abtast- und Halteschaltung.
Der Knotenpunkt 107 der Dioden 101 und 102 ist mit einer ersten Halteausgangsklemme 112 verbunden. Ein an die Klemme 112 angeschlossener Kondensator 113 dient als Haltekondensator. Der Knotenpunkt 108 der Dioden 103 und 104 ist an eine zweite Halteausgangsklemme 114 angeschlossen. Ein an die zweite Halteausgangsklemme 114 angekoppelter Kondensator 115 fungiert als ein Haltekondensator.
Wie aus Fig. 1 hervorgeht, weist die Abtast- und Halteschaltung eine Stromspiegelschaltung 116 auf, die ihrerseits eine Referenzstromeingangsklemme 117 und zwei Ausgangsklemmen 118 und 119 aufweist. Die Eingangsklemme 117 ist mit den Kollektoren der Transistoren 109 und 110 verbunden. Die erste Ausgangsklemme 118 ist mit dem Knotenpunkt 105 der Dioden 101 und 103 verbunden. Die zweite Ausgangsklemme 119 ist an den Knotenpunkt 116 der Dioden 102 und 104 angeschlossen.
Die Abtast- und Halteschaltung umfaßt ferner npn- Transistoren 120 und 121, zwei Takteingangsklemmen 122 und 123 sowie einen Konstantstromquellenkreis 124. Die Transistoren 120 und 121 arbeiten zueinander differentiell bzw. differenzmäßig. Die Transistoren 120 und 121 sind an der Basis mit den Takteingangsklemmen 122 bzw. 123 verbunden. Zwei außer Phase (zueinander) befindliche Taktsignale werden den Takteingangsklemmen 122 und 123 zugespeist. Die Transistoren 120 und 121 sind am Kollektor an die Diodenknotenpunkte 105 bzw. 106 angeschlossen und am Emitter mit dem Konstantstromquellenkreis 124 verbunden. Der Stromkreis 124 dient zum Vorspannen beider Transistoren 120 und 121.
Wenn im Betrieb an die erste Takteingangsklemme 122 ein Taktsignal angelegt wird, dessen Potential höher ist als das des an der zweiten Takteingangsklemme 123 liegenden Taktsignals, schaltet der Transistor 120 durch, während der Transistor 121 sperrt. Der vom Konstantstromquellenkreis 124 gelieferte Vorspannstrom Ibias fließt über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 120. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 109 wird dadurch in Vorwärts- bzw. Durchlaßrichtung vorgespannt, und das Diodenpaar 101 und 102 wird ebenfalls in Durchlaßrichtung vorgespannt Da der Transistor 121 sperrt, ist der Transistor 110 in Sperrichtung vorgespannt (resource biased) und er befindet sich daher im Sperrzustand. Ebenso sind die Dioden 103 und 104 in Sperrichtung vorgespannt, und sie befinden sich daher im Sperrzustand. In diesem Zustand entspricht die Abtast- und Halteschaltung der Ersatzschaltung gemäß Fig. 2.
Wenn in der Ersatzschaltung gemäß Fig. 2 ein konstantes Gleichspannungseingangssignal an die Eingangsklemme 111 angelegt wird, fließt ein konstanter Strom Iref in den Kollektor zum Emitter des Transistors 109 (und) zum Knotenpunkt 105. Der erste Ausgang 118 der Stromspiegelschaltung 116 gibt einen Strom Iout1 ab, der ebenfalls in den Knotenpunkt 105 fließt. Der zweite Ausgang 119 der Stromspiegelschaltung 116 liefert einen Strom Iout2, der über das Diodenpaar 102 und 101 ebenfalls in den Knotenpunkt 105 fließt. Der Strom Ibias fließt aus dem Knotenpunkt 105 über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 120, bestimmt durch den Kreis 124. Gemäß der Definition einer Stromspiegelschaltung sind die Ausgangsströme Iout1 und Iout2 der Stromspiegelschaltung 116 dem Eingangsstrom Iref gleich. Daher gilt: Iref = Iout1 = Iout2. Wenn die in den Knotenpunkt 105 hinein und aus ihm heraus fließenden Ströme gleichgesetzt werden, Ibias = Iref + Iout1 + Iout2, muß gelten Iref = Iout1 = Iout2 = Ibias/3. In diesem Fall ist der Strom Is1 gleich Null und Ibias/3 gleich. Wenn die Diode 101 und der Transistor 102 so gefertigt sind, daß ihre elektrischen Eigenschaften einander ausreichend gleich sind, sind die Basis-Emitterspannung des Transistors 109 und die Durchschaltvorspannung der Diode 101 gleich, so daß die von der Abtast- und Halteschaltung an der Ausgangsklemme 112 gelieferte Ausgangsspannung der an der Eingangsklemme 111 anliegenden Spannung gleich ist.
Damit für ein zeitabhängig variierendes Eingangssignal die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 112 genau der Eingangsspannung an der Eingangsklemme 111 folgen kann, muß der an die Ausgangsklemme 112 angeschlossene Kondensator 113 durch den Strom Is1 aufgeladen oder entladen werden. Die Geschwindigkeit der Abtast- und Halteschaltung bestimmt sich dadurch, wie schnell der Kondensator 113 aufgeladen oder entladen werden kann, und sie bestimmt sich daher durch die maximale Absolutgröße des Stroms Is1.
Bei einem zeitabhängig ansteigenden Eingangssignal vergrößert sich der über den Transistor 109 fließende Strom über Ibias/3 hinaus, so daß Ire > Ibias/3 gilt. Iout1 und Iout2 der Stromspiegelschaltung 116 steigen ebenfalls über Ibias/3 an, so daß Iref = Iout1 = Iout2 > Ibias/3 gilt. Wenn die Stromspiegelschaltung 116 eine konstante Verstärkung von Eins in bezug auf die Frequenz aufweist, ist der maximale Ladestrom Isl gleich Ibias/2, was der Fall ist, wenn die Diode 101 abschaltet und Ibias vom Transistor 120 gleich der Summe aus dem über den Transistor 109 fließenden Strom Iref und dem Ausgangsstrom Iout1 des ersten Ausgangs 118 der Stromspiegel 116 gleich ist. Der maximale Ladestrom Is1 kann auf Ibias vergrößert werden, wenn die Stromspiegelschaltung 116 eine Gleichspannungsverstärkung von Eins und eine Wechselspannungsverstärkung größer als Eins, die sich mit der Frequenz erhöht, aufweist.
Bei einem zeitabhängig abfallenden Eingangssignal verringert sich der durch den Transistor 109 fließende Strom unter Ibias/3, so daß Iref < Ibias/3 gilt. Infolgedessen verringern sich auch Iout1 und Iout2 der Stromspiegelschaltung 116 unter Ibias/3, so daß Iref = Iout1 = Iout2 < Ibias/3 gilt. Folglich entspricht der Entladestrom Is1 Ibias - (Iref + Iout1 + Ibias/2). Der maximale Entladestrom Is1 ist Ibias, was der Fall ist, wenn der Transistor 109 sperrt und Iref = Iout1 = Iout2 = 0 gilt.
Wenn das Ausgangsspannungssignal (an) der Ausgangsklemme 112 dem Eingangsspannungssignal gleich ist oder wird, kehren die Vorspannströme der Dioden 101 und 102, des Transistors 109 sowie die Ströme Iref, Iout1 und Iout2 der Stromspiegelschaltung 116 auf Ibias/3 zurück, so daß Is1 auf Null geht. Auf diese Weise kann die Abtast- und Halteschaltung für ein gegebenes, zeitabhängig variierendes Eingangssignal bis zu Is1 = ±Ibias an Strom liefern, um den Kondensator 113 aufzuladen und zu entladen, so daß die Ausgangsklemme 112 dem Eingangssignal folgen kann. Die Abtast- und Halteschaltung arbeitet daher im Abtastmodus in bezug auf die Ausgangsklemme 112.
Bezüglich der Ausgangsklemme 114 sind oder werden die beiden Dioden 103 und 104 in Sperrichtung vorgespannt, so daß der Knotenpunkt 108 im wesentlichen offen geschaltet (open circuited) ist und die im Kondensator 115 gespeicherte Ladung beibehalten wird, um eine konstante Spannung an der Ausgangsklemme 114 zu halten. Die Abtast- und Halteschaltung arbeitet daher im Haltemodus in bezug auf die Ausgangsklemme 114.
Wenn das an die erste Takteingangsklemme 122 angelegte Taktsignal niedriger ist als das an der zweiten Takteingangsklemme 123 liegende Taktsignal, sind die Transistoren 120 und 121 gesperrt bzw. durchgeschaltet. Sodann fließt der vorn Konstantstromquellenkreis 124 gelieferte Vorspannstrom Ibias über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 121. Als Ergebnis werden der Transistor 110 und das Diodenpaar 103 und 104 in Vorwärts- bzw. Durchschaltrichtung vorgespannt Der Transistor 109 ist oder wird in Sperrichtung vorgespannt und sperrt, weil der Transistor 120 zu diesem Zeitpunkt im Sperrzustand ist. Die Dioden 101 und 102 sind ebenfalls entsprechend (cruse) vorgespannt und daher im Sperrzustand. In diesem Zustand bildet die Abtast- und Halteschaltung die Ersatzschaltung gemäß Fig. 3.
Wenn in der Ersatzschaltung gemäß Fig. 3 ein konstantes Gleichspannungseingangssignal an die Eingangsklemme 111 angelegt wird, fließt ein konstanter Strom Iref in den Kollektor zum Emitter des Transistors 110 (und) zum Knotenpunkt 106. Der zweite Ausgang 119 der Stromspiegelschaltung 116 gibt einen Strom Iout2 aus, der ebenfalls in den Knotenpunkt 106 fließt. Der erste Ausgang 118 der Stromspiegelschaltung 116 liefert einen Strom Iout1, der über das Diodenpaar 103 und 104 ebenfalls in den Knotenpunkt 106 fließt. Der Strom Ibias fließt vom Knotenpunkt 106 über Kollektor/Emitter des Transistors 121, bestimmt durch den Schaltkreis 124. Gemäß der Definition einer Stromspiegelschaltung sind die Ausgangsströme Iout1 und Iout2 der Stromspiegelschaltung 116 dem Eingangsstrom Iref gleich. Daher gilt Iref = Iout1 = Iout2. Wenn die in den Knotenpunkt 106 hinein und aus ihm heraus fließenden Ströme gleichgesetzt werden, Ibias = Iref + Iout1 + Iout2, muß gelten Iref = Iout1 = Iout2 = Ibias/3. In diesem Fall ist der Strom 152 gleich Null, und die über die Diode 104 und den Transistor 110 fließenden Ströme sind beide gleich Ibias/3. Wenn die Diode 104 und der Transistor 110 so gefertigt sind, daß ihre elektrischen Eigenschaften einander ausreichend gleich sind, sind die Basis-Emitterspannung des Transistors 110 und die Durchschaltvorspannung der Diode 104 gleich, so daß die von der Abtast- und Halteschaltung an der Ausgangsklemme 114 gelieferte Ausgangsspannnung der an der Eingangsklemme 111 anliegenden Spannung gleich ist.
Damit bei einem zeitabhängig variierenden Eingangssignal die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 114 der Eingangsspannung an der Eingangsklemme 111 genau folgen kann, muß der an die Ausgangsklemme 114 angeschlossene Kondensator 115 durch den Strom 152 aufgeladen oder entladen werden. Die Geschwindigkeit der Abtast- und Halteschaltung bestimmt sich dadurch, wie schnell der Konden sator 115 aufgeladen oder entladen werden kann, und wird daher durch die maximale Absolutgröße des Stroms 152 bestimmt.
Bei einem zeitabhängig ansteigenden Eingangssignal vergrößert sich der über den Transistor 110 fließende Strom über Ibias/3, so daß Iref > Ibias/3 gilt. Daher erhöhen sich Iout1 und Iout2 der Stromspiegelschaltung 116 ebenfalls über Ibias/3 hinaus, so daß Iref = Iout1 = Iout2 > Ibias/3 gilt. Wenn die Stromspiegelschaltung 116 eine konstante Verstärkung (gain) von Eins in bezug auf die Frequenz aufweist, ist der maximale Ladestrom 152 gleich Ibias/2, was dann der Fall ist, wenn die Diode 104 abschaltet und Ibias vom Transistor 121 gleich der Summe des über den Transistor 110 fließenden Stroms Iref und des Ausgangsstroms Iout1 des zweiten Ausgangs 119 der Stromspiegelschaltung 116 gleich ist. Dieser maximale Ladestrom 152 kann auf Ibias vergrößert oder erhöht werden, wenn die Stromspiegelschaltung 116 eine Gleichspannungs verstärkung von Eins und eine Wechselspannungsverstärkung größer als Eins, die sich mit der Frequenz erhöht, aufweist.
Bei einem sich zeitabhängig verkleinernden Eingangssignal fällt der über den Transistor 110 fließende Strom unter Ibias/3 ab, so daß Iref < Ibias/3 gilt. Daher fallen Iout1 und Iout2 der Stromspiegelschaltung 116 ebenfalls unter Ibias/3 ab, so daß Iref = Iout1 = Iout2 < Ibias/3 gilt. Der Entladestrom Isl ist daher Ibias - (Iref + Iout1 + Iout2). Der maximale Ladestrom 152 ist gleich Ibias, was der Fall ist, wenn der Transistor 110 abschaltet bzw. sperrt und Iref = Iout1 = Iout2 = 0 gilt.
Wenn das Ausgangsspannungssignal (an) der Ausgangsklemme 114 dem Eingangsspannungssignal gleich ist, kehren die Vorspannströme der Dioden 104 und 103 sowie des Transistors 110 und auch die Ströme Iref, Iout1 und Iout2 der Stromspiegelschaltung 116 auf Ibias/3 zurück, so daß 152 auf Null geht. Auf diese Weise vermag die Abtast- und Halteschaltung für ein gegebenes, zeitabhängig variierendes Eingangssignal bis zu Is2 = ±Ibias an Strom zum Laden und Entladen des Kondensators 116 zu liefern, so daß die Ausgangsklemme 114 dem Eingangssignal zu folgen vermag. Die Abtast- und Halteschaltung arbeitet daher in bezug auf die Ausgangsklemme 114 im Abtastmodus.
Bezüglich der Ausgangsklemme 112 werden oder sind die beiden Dioden 102 und 101 in Sperrichtung vorgespannt, so daß der Knotenpunkt 107 im wesentlichen offen (geschaltet) ist und die im Kondensator 113 gespeicherte Ladung erhalten bleibt, so daß an der Ausgangsklemme 112 eine konstante Spannung gehalten wird. Die Abtast- und Halteschaltung arbeitet daher in bezug auf die Ausgangsklemme 112 im Haltemodus.
Wie oben erläutert, ist die erfindungsgemäße Abtast- und Halteschaltung ausgelegt, in bezug auf eine der Ausgangsklemmen 112 und 114 im Abtastmodus zu arbeiten, während sie bezüglich der anderen Ausgangsklemme im Haltemodus arbeitet. Sie kann somit das Eingangssignal abtasten, dabei aber die von ihr gehaltenen (zwischengespeicherten) Daten ausgeben. Die Abtast- und Halteschaltung kann somit mit hoher Geschwindigkeit Signale abtasten und gehaltene Daten ausgeben. Da ferner die Ausgangsströme der in der Abtast- und Halteschaltung integrierten Strornspiegelschaltung entsprechend den Eingangssignalerfordernissen ansteigen, weist die Abtast- und Halteschaltung eine wesentlich erhöhte Anstiegsgeschwindigkeit auf.
Die Ausgangsklemmen 118 und 119 des Stromspiegels 116 können durch zwei Konstantstromquellenkreise ersetzt werden, und die Kollektoren der Eingangstransistoren 109 und 110 können an eine zweckmäßige Stromversorgung angeschlossen sein oder werden. Wenn dabei die Abtast- und Halteschaltung im Abtastmodus in bezug auf die Ausgangsklemme 112 betrieben wird, entspricht der maximale verfügbare Strom, der den Kondensator 113 auflädt oder entlädt, Ibias/3, d.h. dem durch die Dioden 101 und 102 fließenden überlagerten bzw. anhaltenden (standing) Strom. Bei der in Fig. 1 gezeigten Abtast- und Halteschaltung steigen dagegen aufgrund der Stromspiegelschaltung 116 Ströme (Iref, Iout1 und Iout2) nach Maßgabe der Erfordernisse oder Anforderungen an, die durch das an der Eingangsklemme 111 anliegende Eingangssignal vorgegeben sind. Der Strom Is1, der das Potential des Kondensators 113 und der Ausgangsklemme 112 ändert, vergrößert sich daher in Abhängigkeit von der Anstiegsgeschwindigkeit des an der Eingangsklemme 111 eingegebenen Signals. Die Anstiegsgeschwindigkeit der Abtast- und Halteschaltung ist daher unabhängig vom Vorspannstrom der Dioden 101 bis 104 hoch. Hieraus folgt, daß der Vorspannstrom für die Dioden 101 bis 104 reduziert werden kann. Folglich kann der Leistungsbedarf der Abtast- und Halteschaltung herabgesetzt sein. Ferner kann auch der Gleichspannungsoffset der Schaltung, der aus der Impedanzfehlanpassung aufgrund der parasitären Widerstände oder Kapazitäten der Dioden 101 bis 104 resultiert, verringert sein. Als Ergebnis ist die Abtastgenauigkeit der Abtast- und Halteschaltung verbessert.
Die mit den Knotenpunkten 105 und 106 verbundenen parasitären Kapazitäten beeinflussen sehr stark die Leistungscharakteristika oder -kennlinien der Abtast- und Halteschaltung. Wenn diese parasitären Kapazitäten groß sind, tragen sie zur Größe der Kapazität bei, die für schnelle Änderung von Eingangssignalen eingestellt (slewed) werden muß. Diese parasitären Kapazitäten vergrößern auch den Abtastfehler, d.h. sie verringern die Genauigkeit des Abtast- und Haltevorgangs. Der durch die parasitären Kapazitäten hervorgerufene negative Effekt kann durch Vergrößerung der Kapazitätswerte der Kondensatoren 113 und 115 verringert werden; hierdurch wird jedoch auch die Geschwindigkeit der Abtast- und Halteschaltung im Abtastmodus herabgesetzt. Im Hinblick darauf ist es wichtig, die parasitären Kapazitäten an den Knotenpunkten 105 und 106 möglichst zu reduzieren.
Im allgemeinen ist der größte Teil der parasitären Kapazitäten an den Knotenpunkten 105 und 106 vom Substrat-Kollektor-Übergang des an die Knotenpunkte 105 und 106 angeschlossenen bipolaren Elements abhängig. Durch Verkleinerung dieser Übergangsgröße können die parasitären Kapazitäten an den Knotenpunkten 105 und 106 verkleinert werden. Genauer gesagt: gemäß Fig. 4A weisen die Transistoren 103 und 120 einen gemeinsamen Kollektoran schluß auf, so daß diese Elemente zu einer einzigen Anordnung mit einer gemeinsamen, in einem Substrat geformten Kollektorzone, wie in Fig. 48 gezeigt, kombiniert werden können. Die einzelnen Basiszonen sind in der Kollektorzone ausgebildet, während die Emitter in den jeweiligen Basiszonen geformt sind. Die Basiszone des Transistors 103 ist zur gemeinsamen Kollektorzone kurzgeschlossen, so daß der Transistor 103 als eine Diode 103 fungiert, deren Anode und Kathode die gemeinsame Kollektorzone bzw. die Emitterzone des genannten einen Transistors sind. Basis und Kollektor des Transistors 120 sind nicht kurzgeschlossen.
Zwischen den Transistoren 103 und 120 ist keine Isolations- bzw. Trennzone geformt. Die Gesamt-Übergangsfläche zwischen Substrat- und Kollektorzone ist kleiner als in dem Fall, in welchem separate Trennzonen zwischen den Transistoren 103 und 120 vorgesehen sind. Infolgedessen sind die zwischen dem Substrat und dem Kollektor bestehenden parasitären Kapazitäten verkleinert, so daß Abtastgeschwindigkeit und -genauigkeit der Abtast- und Halteschaltung erhöht sind.
Die Eingangsimpedanz der Abtast- und Halteschaltung an der Eingangsklemme 111 wird durch einen Transistor bestimmt, der in jedem Modus sperrt und parallel zu einem Transistor liegt, der durch den vom Konstantstromquellenkreis 124 zugespeisten Strom Ibias/3 vorgespannt ist oder wird. Infolgedessen ändert sich die Eingangsimpedanz nicht, wenn der Arbeitsmodus der Schaltung vom Abtastmodus auf den Haltemodus oder umgekehrt umgeschaltet wird. Genauer gesagt: bezüglich der Ausgangsklemme 112 wird die Eingangsimpedanz durch den im Sperrzustand befindlichen Eingangstransistor 110 und den Eingangstransistor 109 bestimmt, der im Abtastmodusbetrieb für Durchschalten bei Ibias/3 vorgespannt ist. Im Haltemodusbetrieb wird die Eingangsimpedanz durch den sperrenden Eingangstransistor 109 und durch den bei Ibias/3 zum Durchschalten vorgespannten Eingangstransistor 110 bestimmt. Da die Eingangstransistoren 109 und 110 eine identische Spezifikation aufweisen, ändert sich die Eingangsimpedanz nicht, wenn der Betriebsmodus bzw. die Betriebsart vom Abtastmodus auf den Haltemodus oder umgekehrt umgeschaltet wird.
Fig. 5 veranschaulicht den in die Abtast- und Halteschaltung gemäß Fig. 1 integrierten Strornspiegel 116. Die Schaltung 116 enthält drei MOS-Transistoren M1, M2 und M3, einen Widerstand R, eine Eingangsklemme 117 und zwei Ausgangsklemmen 118 und 119. Der MOS-Transistor M1 dient als ein Eingangselement, während die MOS-Transistoren M2 und M3 als Ausgangselemente fungieren. Der Widerstand R verbindet die Gateelektrode des Transistors M1 mit den Gateelektroden der Transistoren M2 und M3. Der Widerstandswert des Widerstands R und die parasitäre Kapazität des Transistors M1 sowie ein Kondensator CZ definieren eine Zeitkonstante. Aufgrund dieser Zeitkonstante besitzt die Stromspiegelschaltung eine Verstärkung, die sich mit der Eingangssignalfrequenz erhöht; bei Gleichspannung ist die Verstärkung gleich Eins.
Die Wechselspannungsverstärkung AIAC bestimmt sich wie folgt:
AIAC = {R Gm}
Darin bedeutet: Gm ist gleich Gegenwirkleitwert der Transistoren M1, M2 und M3.
Fig. 6 veranschaulicht eine Stromspiegelschaltung, die anstelle der Schaltung 116 in der Abtast- und Halteschaltung gemäß Fig. 1 eingesetzt werden kann. Diese Stromspiegelschaltung umfaßt drei Paare von MOS-Transistoren, eine Eingangsklemme 117, zwei Ausgangsklemmen 118 und 119, einen bipolaren Transistor Q1, zwei MCS-Transistoren M4 und M5, zwei Widerstände R und R&sub0;, einen Kondensator C&sub0; und eine Vorspannungsklemme 200.
Die Klemmen 117, 118 und 119 sind mit ihren Gegenstücken gemäß Fig. 5 identisch. Das erste Paar von Transistoren M1a und M1b, das zweite Paar von MCS-Transistoren M2a und M2b sowie das dritte Paar von MCS-Transistoren M3a und M3b entsprechen den in Fig. 5 gezeigten MCS- Transistoren M1, M2 und M3. Die Transistoren jedes Paars sind in Kaskode geschaltet, um die Leistungscharakteristik der Strornspiegelschaltung zu verbessern. Die Vorspannungsklemme 200, der bipolare Transistor Q1, die MCS- Transistoren M4, M5, der Kondensator C&sub0; und der Widerstand R&sub0; sind erforderlich, um die Kaskadenstrukturen zweckmäßig vorzuspannen Die Klemme 200 ist nötig, um zu den MCS-Transistoren M1b, M2b und M3b eine Vorspannung hinzuzufügen. Der Kondensator C&sub0; bewirkt einen Wechselspannungskurzschluß zwischen der Einheitsklemme 117 und den Gateelektroden der Ausgangs-MCS-Transistoren M2a und M3a, um dadurch das Hochfrequenzansprechen bzw. den Hochfrequenzgang zu verbessern. Der Widerstand R&sub0; sperrt den Durchgang des Eingangssignals zu den Vorspannungs-MCS Transistoren M1a und M4, festgelegt durch die Zeitkonstante, die durch die Kapazität CZ und den Widerstand R definiert ist. Obgleich sie strukturell unterschiedlich ist, weist die Stromspiegelschaltung eine Wechselspannungsverstärkung von größer als Eins und eine Gleichspannungsverstärkung gleich Eins auf, ähnlich wie die Stromspiegelschaltung 116.
Fig. 7 zeigt eine Abtast- und Halteanordnung mit einer Abtast- und Halteschaltung 100 gemäß der Erfindung. Die Anordnung umfaßt ferner eine Eingangsklemme 601, einen Anschluß bzw. eine Klemme 605, eine Ausgangsklemme 606, einen Multiplexer (MUX) 700, einen Zwischenpuffer (MCS-Puffer) 800 und einen Ausgangspuffer 900. Der Multiplexer 700 wählt das an der Eingangsklemme 601 anliegende Signal oder das an der Ausgangsklemme 606 anliegende Signal und legt das gewählte Signal an die Klemme 605 an. Die Abtast- und Halteschaltung 100 nimmt das vom Multiplexer 700 abgegebene Signal ab. Der Zwischenpuffer 800 empfängt das von der Abtast- und Halteschaltung 100 ausgegebene Signal 112 und liefert dieses zum Ausgangspuffer 900. Der Ausgangspuffer 900 empfängt das vom Puffer 800 abgegebene Signal und liefert dieses zur Ausgangsklemme 606.
Die Abtast- und Halteschaltung umfaßt ferner periphere Schaltungen, d.h. einen Taktpuffer 609, eine S/H- Treiberschaltung 608, eine MUX-Treiberschaltung 607, einen Offsetkorrekturverstärker 612 und eine Vorspannungsschaltung 613. Der Taktpuffer 609 liefert die von externen Taktsignalgeneratoren 610 und 611 gelieferten Taktsignale zur S/H-Treiberschaltung 608 zum Umschalten des Betriebsmodus der in die Abtast- und Halteschaltung 100 integrierten SIH-Schaltung 111. Die MUX-Treiberschaltung 607 liefert ein Schaltsignal zum Multiplexer 700 in Abhängigkeit von dem von der S/H-Treiberschaltung 608 ausgegebenen Treibersignal. Der Versatzkorrekturverstärker 612 korrigiert den Gleichspannungsversatz bzw. -offset, der durch den MCS-Puffer 800 und den Ausgangspuffer 900 hervorgerufen wird. Die Vorspannungsschaltung 613 ist ausgelegt zum Anlegen einer Vorspannung an andere Bauelemente, welche Vorspannung frei ist vorn Einfluß der Umgebungs temperatur.
Fig. 8 veranschaulicht den bei der Anordnung nach Fig. 7 verwendeten Multiplexer 700. Gemäß Fig. 8 umfaßt der Multiplexer 700 drei differentielle Paare bzw. Differenzpaare von npn-Transistoren. Das erste differentielle Paar aus npn-Transistoren Q5 und Q6 und das zweite differentielle Paar aus npn-Transistoren Q7 und Q8 sind an die Stromspiegelschaltung (d.h. die Last) angeschlossen. Das dritte Paar besteht aus npn-Transistoren Q9 und Q10. Der Kollektor des Transistors Q9 ist mit dem Emitterknotenpunkt der Transistoren Q5 und Q6 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q10 ist an den Emitterknotenpunkt der Transistoren Q7a und Q8 angeschlossen. Im Betrieb werden die an den Eingangsklemmen 601 und 602 eingegebenen Signale abwechselnd gewählt und zur Ausgangsklemme 605 ausgegeben, und zwar entsprechend den beiden differentiellen Signalen bzw. Differenzsignalen, die an Schaltsignaleingangsklemmen 603 und 604 eingegeben sind, um den Betriebsmodus der Abtast- und Halteschaltung 110 umzuschalten. Genauer gesagt: wenn ein Schalt- oder auch Umschaltsignal an der Schaltsignaleingangsklemme 603 eingegeben wird, schaltet der Transistor Q9 durch, um die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 vorzuspannen und damit die Transistoren Q5 und Q6 durchzuschalten. Die Stromspiegelschaltung empfängt einen Referenzstrom REF vom Kollektor des Transistors Q5 und liefert einen Ausgangsstrom CUT der gleichen Größe wie der Strom REF zum Vorspannen des Transistors Q6. Ein Ausgangssignal entsprechend dem an der Eingangsklemme 601 eingegebenen Eingangssignal wird somit über die Ausgangsklemme 605 der S/H-Schaltung 111 zugespeist.
Fig. 9 zeigt den in die Anordnung nach Fig. 7 integrierten MCS-Puffer 800. Der MCS-Puffer 800 umfaßt eine Eingangsklemme 801, eine Ausgangsklemme 802, eine Bootstrapsignaleingangsklemme 803 sowie vier MCS-Transistoren MUB1, MUB2, MUB3 und QUB1. In Betrieb empfängt der Puffer 800 das an die Hochimpedanz-Eingangsklemme 801 angelegte Signal, und er gibt dieses Signal über die Ausgangsklemme 802 mit niedriger Impedanz bei einer Verstärkung von Eins aus. Der MCS-Puffer 800 ist nötig, um mit hoher Eingangsimpedanz das Ausgangssignal von der Abtast- und Halteschaltung 100 zu empfangen bzw. abzunehmen. Eine Hochimpedanz-Eingangsstufe ist wesentlich, um das als Ladung in den Kondensatoren 113 und 115 in deren jeweiligen Haltemoden gespeicherte Haltesignal beizubehalten. Wenn die Eingangsimpedanz des MCS-Puffers 800 zu niedrig ist, fließt Ladung aus den Kondensatoren 113 und 115 ab, wodurch unter Verschlechterung der Genauigkeit ein Fehler in die gehaltene bzw. Haltegröße eingeführt wird.
Der in Fig. 9 gezeigte MCS-Puffer 800 ist im wesentlichen ein Sourcefolgerkreis, bei dem der MCS-Transistor MUB1 das Element der ersten Stufe darstellt. Die Bootstrapsignaleingangsklemme 803 ist vorgesehen, um das Bootstrapsignal vom Ausgangspuffer 900 abzunehmen. Dieses Bootstrapsignal wird benutzt, um eine konstante Drain- Source-Spannung über das Element MUB1 der ersten Stufe aufrechtzuerhalten zwecks Verringerung von Verzerrung. Weiterhin benutzt man das Bootstrapsignal zum aktiven Vorspannen der Senke (well) des Elements MUB1, um den Volumen- bzw. Körpereffekt zu eliminieren und damit ebenfalls Verzerrung zu verringern.
Der Transistor QUB1 gewährleistet auch eine Anstiegsverbesserungsfunktion für den MCS-Puffer 800. Bei schnell ansteigenden Eingangssignalen an der Eingangsklemme 801 verringert sich der über den MCS-Transistor MUB1 fließende Strom. Diese Stromverringerung erscheint als ein Anstieg im dem über QUB1 fließenden Strom, wodurch der über MUB3 fließende Strom vergrößert wird. Da die Gateelektroden von MUB2 und MUB3 (zusammen) geschaltet sind, tritt der Stromanstieg in MUB3 auch in MUB2 auf. Die Vergrößerung des Stroms von MUB2 liefert zusätzlichen Strom zur Erhöhung der Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 802. Auf ähnliche Weise erhöht sich bei schnell abfallenden Eingangssignalen an der Eingangsklemme 801 der über den MCS-Transistor MUB1 fließende Strom. Diese Stromvergrößerung erscheint als Verringerung des über QUB1 fließenden Stroms, wodurch der über MUB3 fließende Strom und der über MUB2 fließende Strom verringert werden. Aufgrund dieser Verringerung des vom Drainanschluß von MUB2 abgegebenen Stroms kann MUB1 die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 802 schneller herabziehen. Auf diese Weise stellt die Vorspannungsschaltung aus QUB1, MUB2 und MUB3 aktiv den zum Ansteuern der Ausgangsklemme 802 verfügbaren Strom ein, und sie erhöht die Geschwindigkeit der MCS-Pufferschaltung 800.
Fig. 10 zeigt den in der Anordnung gemäß Fig. 7 verwendeten Ausgangspuffer 900. Gemäß Fig. 10 umfaßt der Ausgangspuffer 900 eine Eingangsklemme 901, eine Bootstrapsignalausgangsklemme 902, eine Ausgangsklemme 903 und den bipolaren Transistor 904. Die an die Eingangsklemme 901 angelegte Signalspannung wird von der Ausgangsklemme 903 bei niedriger Impedanz mit einem Gewinn bzw. einer Verstärkung von etwa Eins ausgegeben. Der Puffer 900 ist im wesentlichen ein Darlington-Emitterfolger. Letzerer kennzeichnet sich durch eine Ausgangsstufe mit einer Rückkopplung, welche den Ausgangspuffer 900 beim Ansteuern von niedrige Impedanz besitzenden Lasten mit hoher Geschwindigkeit linearisiert. Die Bootstrapsignalausgangsklemme 902 ist vorgesehen, um den vorher beschriebenen MCS-Puffer 800 ein Bootstrapsignal zuzuspeisen.
Der Multiplexer 700 dient dazu, die Abtast- und Halteschaltung 100 vor übermäßig großen Eingangssignalschwingungen zu schützen, wenn die Schaltung 100 im Haltemodus arbeitet. Genauer gesagt: im Haltemodus wird das Haltesignal oder gehaltene Signal an der Ausgangsklemme 112 am Kondensator 113 ausgelesen an der Ausgangsklemme 903 des Ausgangs des Ausgangspuffers 900 an der zweiten Eingangsklemme 602 zum Multiplexer 700 und zur Eingangsklemme 111 der Abtast- und Halteschaltung 100 rückgekoppelt, um damit das an den ersten Eingang 601 zum Multiplexer 700 anliegende Eingangssignal zu blockieren bzw. zu sperren. Diese Technik verbessert Durchschaltzurückweisung im Haltemodus und reduziert auch Abtast-Sockeloffset. Wenn jedoch sichergestellt werden kann, daß die Eingangssignalschwingung zur Abtast- und Halteschaltung 100 mittels einer Klammerschaltung oder dergl. ausreichend klein gehalten werden kann, wird der Multiplexer 700 unnötig.
Gemäß Fig. 7 weist die Abtast- und Halteschaltung 100 nur eine Ausgangsklemme 112 auf. Andererseits kann die Schaltung 100 gemäß Fig. 11 auch zwei Ausgangsklemmen 112 und 114 aufweisen. In diesem Fall sind zwei MCS-Puffer 800a und 800b, die jeweils zum MCS-Puffer 800 (Fig. 9) identisch sind, an die Ausgangsklemmen 112 bzw. 114 angeschlossen, und zwei Ausgangspuffer 900a und 900b, die jeweils zum Ausgangspuffer 900 (Fig. 10) identisch sind, sind an die MCS-Puffer 800a bzw. 800b angeschlossen. Die Abtast- und Halteanordnung gemäß Fig. 11 kann somit zwei Halteausgänge 606a und 606b aufweisen. In diesem Fall sind die Basiselektroden der Transistoren 109 und 110 der Abtast- und Halteschaltung gemäß Fig. 1, die als Schaltung 100 der Abtast- und Halteanordnung gemäß Fig. 11 verwendet wird, voneinander getrennt (abgeschlossen) und mit Eingangsklemmen 111a und 111b verbunden. Letztere sind an die Multiplexer 700a bzw. 700b angeschlossen.
Die obige Abtast- und Halteanordnung mit zwei Abtast- und Halteschaltungsleitungen kann das Eingangssignal doppelt so schnell abtasten wie die Abtast- und Halteanordnung gemäß Fig. 7, weil die beiden Abtast- und Halteschaltungsleitungen oder -reihen abwechselnd die Abtast- und Haltemoden ausführen.
Wie sich aus obigen Ausführungen ergibt, kann eine Abtast- und Halteschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung unabhängig vom Vorspannstrom der Schaltdioden eine hohe Anstiegsgeschwindigkeit aufweisen. Demzufolge ist der Vorspannstrom für die Dioden klein. Der Leistungsbedarf der Abtast- und Halteschaltung kann daher herabgesetzt sein, und die Gleichspannungs- und Abtast-Sockeloffsets der Schaltung können ebenfalls verringert sein.
Bei der erfindungsgemäßen Abtast- und Halteschaltung wird weiterhin das Eingangssignal am bzw. beim gleichen Lastzustand von zwei parallelen Transistoren angelegt, ob sich die Schaltung nun im Abtastmodus oder im Haltemodus befindet. Daher bleibt die Eingangsimpedanz unverändert, wenn die Betriebsart der Abtastmodus oder der Haltemodus ist.
Darüber hinaus weist eine andere Abtast- und Halteschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zwei Ausgangskanäle auf. Sie kann somit ein Eingangssignal doppelt so schnell abtasten wie die herkömmliche Diodenbrücken- Abtast- und Halteschaltung. Diese Schaltung gewährleistet ebenfalls die Vorteile einer hohen Anstiegsgeschwindigkeit bei reduziertem Leistungsbedarf sowie niedrige Gleichspannungs- und Abtast-Sockeloffsets und eine konstante Eingangsimpedanz unabhängig von der Betriebsart, Abtast- und Haltemodus.

Claims

1. Abtast- und Halteschaltung, umfassend:

mindestens einen Kondensator (113, 115) und

eine Diodenschaltungseinheit (101 - 104) in Form einer Brückenstruktur, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtast- und Halteschaltung ferner umfaßt:

eine Stromspiegelschaltungseinheit (116) zum Generieren eines Referenzstroms entsprechend der Anstiegsgeschwindigkeit eines Eingangssignals und mindestens eines Ausgangsstroms gleich dem Referenzstrom, und daß die Diodenschaltungseinheit mit der Stromspiegelschaltungseinheit (116) und dem Kondensator (113, 114) zum Abnehmen des Ausgangsstroms und Aufladen des Kondensators mit dem von der Stromspiegelschaltungseinheit (116) erzeugten Ausgangsstrom verbunden ist, um das Eingangssignal abzutasten und die Ladung im Kondensator bei oder nach Abschluß des Aufladens des Kondensators (113, 114) zu halten.

2. Abtast- und Halteschaltung nach Anspruch 1, wobei die Diodenschaltungseinheit erste bis vierte, in Reihe geschaltete Dioden (101 - 104) aufweist und wobei die Abtast- und Halteschaltung umfaßt:

eine Eingangskreiseinheit (109 - 111), die ein Eingangssignal eines vorbestimmten Pegeis abnimmt und an einen ersten Knotenpunkt (105) von erster und dritter Diode sowie einen zweiten Knotenpunkt (106) von zweiter und vierter Diode angeschlossen ist,

eine Ausgangsanschlußkreiseinheit mit einem Ausgangsanschluß (112 oder 114) oder zwei Ausgangsanschlüssen (112 und 114), wobei der Ausgangsanschluß (112 oder 114) mit einem dritten Knotenpunkt (107) von erster und zweiter Diode oder einem vierten Knotenpunkt (108) von dritter und vierter Diode verbunden ist und die beiden Ausgangsanschlüsse (112 und 114) an den dritten Knotenpunkt (107) bzw. den vierten Knotenpunkt (108) angeschlossen sind,

wobei der mindestens eine Kondensator (113, 115) mit der Ausgangsanschlußeinheit verbunden ist und zum Abtasten und Halten des Eingangssignals benutzt wird und

die Stromspiegelschaltung (116) einen mit der Eingangskreiseinheit verbundenen ersten Anschluß (117), einen mit dem ersten Knotenpunkt (105) verbundenen zweiten Anschluß (118) und einen mit dem zweiten Knotenpunkt (106) verbundenen dritten Anschluß (119) aufweist, um einen Referenzstrom zum ersten Anschluß (117) und einen dem Referenzstrom gleichen Ausgangsstrom zu den zweiten und dritten Anschlüssen (118, 119) auszugeben, wobei der Referenzstrom der Anstiegsgeschwindigkeit des Eingangssignals entspricht.

3. Abtast- und Halteschaltung nach Anspruch 2, ferner gekennzeichnet durch einen ersten Schalttransistor (120) und einen zweiten Schalttransistor (121), die mit erstem Knotenpunkt (105) bzw. zweitem Knotenpunkt (106) verbunden sind, und eine durch einen der ersten und zweiten Schalttransistoren (120, 121) mit einem der ersten und zweiten Knotenpunkte (105, 106) verbindbare Konstantstromeinheit (124) zum Zuspeisen eines konstanten Stroms zu einem der ersten und zweiten Schalttransistoren (120, 121), wobei das Aufladen oder Entladen des Kondensators nach Maßgabe der Beziehung zwischen dem konstanten Strom und der Summe aus Referenzstrom und Ausgangsstrom durchgeführt wird.

4. Abtast- und Halteschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der dritten und vierten Dioden einen in Diodenschaltung vorliegenden (diode-connected) Transistor (103, 104) mit einem Kollektor, der auch der Kollektor eines der ersten und zweiten Schalttransistoren ist, aufweist.

5. Abtast- und Halteschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung (116) kaskodengeschaltete Stromspiegel umfaßt.

6. Abtast- und Halteschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangskreiseinheit mindestens einen an den ersten Anschluß der Stromspiegelschaltung angeschlossenen Transistor (109, 110) zum Zuspeisen des Referenzstroms von der Stromspiegelschaltung entsprechend der Anstiegsgeschwindigkeit des Eingangssignals aufweist.

7. Abtast- und Halteschaltung nach Anspruch 1, wobei die Diodenschaltungseinheit eine Anzahl von in Reihe geschalteten Dioden (101 - 104) umfaßt, die (der) mindestens eine Kapazität bzw. Kondensator (113, 155) zwischen mindestens einen der Knotenpunkte (107, 108) der Dioden und eine Masse geschaltet ist und wobei die Abtast- und Halteschaltung ferner umfaßt:

erste und zweite Eingangsstufentransistoren (109, 110) zum Leiten (flowing) von Strömen entsprechend der Anstiegsgeschwindigkeit des durch die Stromspiegeischaltungseinheit (116) generierten Eingangssignals, wobei der Emitteranschluß des ersten Eingangsstufentransistors (109) mit einem ersten Stromübergangs- bzw. -verbindungsknotenpunkt (105) der Diodenschaltungseinheit (101 - 104) und der Emitteranschluß des zweiten Eingangsstufentransistors (110) mit einem zweiten Stromübergangsknotenpunkt (106) der Diodenschaltungseinheit (101 - 104) verbunden sind, eine Konstantstromquellenschaltung (124) zum Zuspeisen eines Gleichspannung-Vorspannstroms zum ersten Stromübergangsknotenpunkt (105) und zum zweiten Stromübergangsknotenpunkt (106) sowie

eine Differentialschaltung mit einem ersten, zwischen den ersten Stromübergangsknotenpunkt (105) und die Konstantstromquellenschaltung (124) geschalteten Schalttransistor (120) sowie einem zweiten, zwischen den zweiten Stromübergangsknotenpunkt (106) und die Konstantstromquellenschaltung (124) geschalteten Schalttransistor (121), wobei die Stromspiegelschaltung (116) einen mit dem Kollektoranschluß der ersten und zweiten Eingangsstufentransistoren (109, 110) verbundenen Referenzstromeingangsanschluß (117) einen an den ersten Stromübergangsknotenpunkt (105) angeschlossenen ersten Stromausgangsanschluß (118) und einen mit dem zweiten Stromübergangsknotenpunkt (106) der Diodenschaltung verbundenen zweiten Stromausgangsanschluß (119) aufweist.

8. Abtast- und Halteschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung von einem Wechselspannungseingangssignal eine größere Verstärkung als von einem Gleichspannungseingangs signal erzeugt bzw. bewirkt.

9. Abtast- und Halteschaltung nach Anspruch 7, wobei die Diodenschaltung umfaßt:

erste und zweite Diodenschaltungen mit jeweils einer Anzahl von in Reihe geschalteten Dioden (101, 102; 103, 104) und wobei die Abtast- und Halteschaltung ferner umfaßt:

eine zwischen eine Masse und einen Knotenpunkt (107) der die erste Diodenschaltung bildenden Dioden (101, 102) geschaltete erste Haltekapazität (113),

eine zwischen Masse und einen Knotenpunkt (108) der die zweite Diodenschaltung bildenden Dioden (103, 104) geschaltete zweite Haltekapazität (115),

wobei die Konstantstromquellenschaltung (124) einen Gleichspannung-Vorspannstrom zum ersten Stromknotenpunkt (105), dem die Ausgangsströme der ersten Diodenschaltung (101, 102) und des ersten Eingangsstufentransistors (109) zugespeist werden, und auch zum zweiten Stromknotenpunkt (106) zuspeist, dem die Ausgangsströme der zweiten Diodenschaltung (103, 104) und des zweiten Eingangsstufentransistors (110) zugespeist werden, und

der erste Stromausgangsanschluß (118) der Stromspiegelschaltung (116) mit dem ersten Stromknoten punkt (106) und dem Eingangsanschluß der zweiten Diodenschaltung (103, 104) verbunden und der zweite Stromausgangsanschluß (119) der Stromspiegelschaltung (116) mit dem zweiten Stromknotenpunkt (106) und dem Eingangsanschluß der ersten Diodenschaltung (101, 102) verbunden sind.

10. Abtast- und Halte (schaltungs) anordnung, umfassend:

eine Abtast- und Halteschaltung nach Anspruch 1,

eine an mindestens eine der Ausgangseinheiten (112) der Abtast- und Halteschaltung (100) angeschlossene MCS-Puffereinheit (800) und

eine mit dem Ausgang des MCS-Puffers verbundene Ausgangspuffereinheit (900).

11. Abtast- und Halteanordnung nach Anspruch 10, ferner gekennzeichnet durch

einen Taktpuffer (609) zum Ausgeben eines internen Taktsignals in Abhängigkeit von einem externen Taktsignal,

eine Ansteuer- und Treiberschaltung (608) zum Umschalten der Betriebsart der Abtast- und Halteschaltung (100) vom Abtastmodus auf den Haltemodus und umgekehrt in Abhängigkeit von dem vom Taktpuffer ausgegebenen internen Taktsignal,

einen mit dem Eingang der Abtast- und Halteschaltung (100) verbundenen Multiplexer (700),

eine Multiplexeransteuerschaltung (607) zum Zuspeisen eines Umschaltsignals zum Multiplexer (700) in Abhängigkeit von einem von der Treiberschaltung (608) ausgegebenen Ansteuer- oder Treibersignal sowie

einen Abweichungskorrekturverstärker (612) zum Korrigieren von im MCS-Puffer (800) und im Ausgangs puffer (900) erzeugten bzw. entstehenden Abweichungen bzw. Offsets.

12. Abtast- und Halteanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtast- und Halteschaltung erste und zweite Kondensatoren (113, 115) sowie erste und zweite, mit erstem bzw. zweitem Kondensator verbundene Ausgangseinheiten (112, 114) aufweist,

der MOS-Puffer erste und zweite MOS-Puffer (800a, 800b) aufweist, die mit erster bzw. zweiter Ausgangseinheit verbunden sind, und

die Ausgangspuffereinheit erste und zweite Ausgangspuffer (900a, 900b) aufweist, die mit den Ausgängen von erstem bzw. zweitem MOS-Puffer verbunden sind.