DE3008892A1 - Spannungsvergleicher - Google Patents
SpannungsvergleicherInfo
- Publication number
- DE3008892A1 DE3008892A1 DE19803008892 DE3008892A DE3008892A1 DE 3008892 A1 DE3008892 A1 DE 3008892A1 DE 19803008892 DE19803008892 DE 19803008892 DE 3008892 A DE3008892 A DE 3008892A DE 3008892 A1 DE3008892 A1 DE 3008892A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- transistor
- potential
- gate electrode
- signal
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/42—Amplifiers with two or more amplifying elements having their dc paths in series with the load, the control electrode of each element being excited by at least part of the input signal, e.g. so-called totem-pole amplifiers
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/0038—Circuits for comparing several input signals and for indicating the result of this comparison, e.g. equal, different, greater, smaller (comparing pulses or pulse trains according to amplitude)
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
- G01R19/16504—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the components employed
- G01R19/16519—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the components employed using FET's
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
- H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
- H03K5/2472—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using field effect transistors
- H03K5/249—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using field effect transistors using clock signals
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
3008882
ECA 73530 Ks/Ki
U.S. Serial Nb: 18,908
Eiled: March 9, 1979
ECA Corporation
New York, N.Y., V. St. v. A.
New York, N.Y., V. St. v. A.
Die Erfindung bezieht sich auf Vergleicherschaltungen und betrifft
insbesondere Ausführungsformen solcher Schaltungen, die sich auf einem monolithischen "Silizium-auf-Saphir"-Block (sogenannte
SOS-Technik) integrieren lassen.
"Vergleicherschaltungen werden häufig dazu verwendet, Ausgangs—
signale zu erzeugen, welche die relative Amplitude zweier Signalspannungen zueinander anzeigen (z.B. in Servoschleifen),
oder Tim die Beziehung einer bekannten festen Spannung zu einer sich zeitlich ändernden Spannung anzuzeigen, etwa in Analog-Digital-Umsetzern.
Bei der letztgenannten Anwendungsart ist es vielfach erwünscht, eine große Anzahl von Vergleicherschaltungen
auf einem einzigen monolithischen Block zu integrieren, z.B. um 64 Vergleicher für einen 6-Bit-Analog-Digital-Umsetzer
unterzubringen. In solchen Fällen müssen die Vergleicher einerseits eine hohe Empfindlichkeit haben, um die gewünschte Genauigkeit
zu erbringen, andererseits müssen sie aber einfach im Aufbau sein, so daß sie in monolithischer Form integrierbar
sind. Ein solcher Vergleicher ist in der US-Patentschrift 3 676 702 offenbart.
030037/0875
3Q08892
Bei Schaltungen, die in SOS-Technik zu integrieren sind, muß
in Betracht gezogen werden, daß die Substrate der Transistoren elektrisch "schwimmend" sind, was die Betriebskenngrößen
der Transistoren beeinflussen kann. Diese Einflüsse können sich in einer Vergleicher schaltung als vorübergehende Spannungsversetzung
äußern, die zur Begrenzung der Empfindlichkeit der Schaltung führt. Die Effekte vorübergehender Spannungsversetzung
werden bei einer erfindungsgemäßen Schaltung praktisch zum Verschwinden gebracht, indem jedes aktive Bauelement
in der Schaltung unabhängig in wiederkehrender oder periodischer Weise automatisch auf Null abgeglichen wird.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung enthält einen ersten und einen zweiten Kaskodeverstärker mit einem gemeinsamen Ausgangsknoten.
Der erste Kaskodeverstärker enthält einen ersten und einen zweiten N-Kanal-Transistor, deren Kanäle in Reihe
zueinander zwischen ein relativ negatives Betriebspotential und den Ausgangsknoten geschaltet sind. Der zweite Kaskodeverstärker
enthält einen ersten und einen zweiten P-Kanal-Transistor, die in Eeihe zueinander zwischen ein relativ positives
Betriebspotential und den Ausgangsknoten geschaltet sind.
Die Eingangsanschlüsse des ersten und des zweiten Kaskodeverstärkers
sind jeweils über einen Koppelkondensator mit einem gemeinsamen Schaltungsknoten verbunden, an den wahlweise eine
Signalspannung und eine Bezugsspannung gelegt werden. Mit dem
Anlegen der Bezugsspannung wird auf jedes der die Kaskodeverstärker bildenden aktiven Bauelemente eine Vorspannung gegeben,
um die Schaltung elektrisch auf Null zu stellen bzw. abzugleichen.
Durch das Abgleichen des Verstärkers werden die Einflüsse der Spannungsversetzungen an einzelnen Bauelementen zum Verschwinden
gebracht, da der Verstärker, jedesmal wenn die Vorspannung selektieiv angelegt wird, wieder in den annähernd gleichen Zustand
gebracht wird.
- 8 030037/0875
3008882
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen näher erläutert
.
Figur 1 zeigt das Schaltbild einer in MOS-Technik realisierten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
Figur 2 zeigt eine mit Transistoren gebildete Ausfuhrungsform
für die Schalter S1 bis S5 in Figur 1.
Der in der Anordnung nach Figur 1 enthaltene Kaskodeverstärker
10 enthält P-Kanal-Feldeffekttransistoren P1 und P2 und hat einen Eingangsanschluß 6 für Signale und einen Ausgangsanschluß
OUT. Der Transistor PI ist der in Sourceschaltung angeordnete Teil des Kaskodeverstärkers 10, seine S our ce elektrode empfängt
ein relativ positives Yersorgungspotential Vy^, seine Gateelektrode
empfängt das Signalpotential am Anschluß 6, und seine Drainelektrode ist mit einem Anschlußpunkt 5 verbunden. Der
Transistor P2 ist der in Gateschaltung angeordnete Teil des Kaskodeverstärkers 10, seine Sourceelektrode liegt am Anschluß
5 zum Empfang des von der Drainelektrode des Transistors FI
kommenden Signals, und seine Drainelektrode ist mit dem Ausgangsanschluß OUT verbunden.
In ähnlicher Weise enthält der Kaskodeverstärker 20, dessen
Signaleingang bei 9 und dessen Signalausgang am Anschluß OUT liegt, zwei N-Kanal -Feldeffekttrans ist or en Fl und N2. Der Transistor
FI empfängt an seiner S our ce elektrode ein relativ negatives
Versorgungspotential Vgg und stellt den in Sourceschaltung
angeordneten Teil des Kaskodeverstärkers 20 dar. Der Transistor W2 empfängt an seiner Sourceelektrode Signalstrom vom
Transistor Fl und stellt den in Gateschaltung angeordneten Teil des Kaskodeverstärkers 20 dar.
Es sei angenommen, daß der Ausgang der in Figur 1 dargestellten Vergleicherschaltung die Gateelektrode eines weiteren Feldeffekttransistors
ansteuert, der eine praktisch unendlich hohe Last-
- 9 030037/0875
impedanz für den Ausgangsanschluß OUT darstellt. Die Lastimpedanz,
auf die der Kaskodeverstärker 10 arbeitet, ist dann effektiv die Ausgangsimpedanz des Kaskodeverstärkers 20. In ähnlicher
Weise ist die vom Kaskodeverstärker 20 getriebene Lastimpedanz die Ausgangsimpedanz des Kaskodeverstärkers 10. Eine
Kaskodeschaltung von Transistoren führt zu einem Verstärker mit extrem hoher Ausgangsimpedanz. In der Kaskodeschaltung
multipliziert sich die Drain-Source-Reihenimpedanz rdq des in
Sourceschaltung angeordneten Feldeffekttransistors mit der Eigen-Spannungsverstärkung Sm TßB des i-n Gateschaltung angeordneten
Feldeffekttransistors. Die Bandmitten-Ausgangsimpedanz Hq des Kaskodeverstärkers 10 oder 20 ist ungefähr
R0 = rds ^m^dsi + ^ '
wobei die tiefgesetzten Zahlenindizes auf den jeweils gemeinten
Transistor P1 oder P2 im einen Fall bzw. auf den jeweiligen Transistor N1 oder N2 im anderen Fall hinweisen und wobei
g die Transkonduktanz des Feldeffekttransistors ist. Der in Gateschaltung angeordnete Verstärker P2, dessen Stromverstärkung
gleich 1 ist und der auf den Eingangssignalstrom I.* anspricht,
den er an seiner Sourceelektrode von dem in Sourceschaltung angeordneten Verstärker PI empfängt, liefert am Anschluß
OUT eine Ausgangs spannung, die gleich I/i^q ist. Der
von der Drainelektrode des in Sourceschaltung angeordneten Verstärkers P1 gelieferte Signalstrom I,- ist gleich der an
seinem Eingang 6 angelegten Signalspannung V. multipliziert
mit der Transkonduktanz g des Feldeffekttransistors, d.h. 1I = sm1Vin* Das AusSanKssiSnal vom Kaskodeverstärker 10, der
den Kaskodeverstärker 20 als aktive Last benutzt, ist daher gleich gm^jV. Rq>
was eine SpannungsverStärkung von 6ηιΐΓΛσ9 (δη,ΛΓ.Ί + Ό bedeutet. Selbst für kleine integrierte
Bauelemente sind Spannungsverstärkungen im Wert von über
500 erreicht worden.
Der Verstärker 20 bringt für das an die Gateelektrode des Feldeffekttransistors N1 gelegte Signal eine eben.solche
030037/0875 -10-
3008832
- ίο -
Spannungsverstärkung. Legt man an "beide Eingänge 6 und 9 ein
Eingangssignal, dann vereinigen sich die Ausgangssignale der Verstärker 10 und 20 am Ausgangsanschluß des Vergleichers in
additiver Weise.
Der Frequenzgang der in Sourceschaltung angeordneten Verstärker wird durch die Kaskodeschaltung verbessert, da hierdurch
der Miller-Effekt zwischen Gate- und Drainelektrode des jeweiligen
Eingangstransistors P1 bzw. FI gering gehalten wird,
wie es an sich bekannt ist.
Die Erzielung der vorstehend beschriebenen Spannungsverstärkung
basiert darauf, daß jeder der Transistoren in seinen hochverstärkenden stromgesättigten Betriebsbereich vorgespannt
wird. Bedingung für den Transistorbetrieb im Sättigungsbereich ist, daß der Transistor mit einer Gate-Source-Spannung
Yqq betrieben wird, die kleiner oder gleich ist als
die Drain-Source-Spannung V-Qg plus eine Eins ehalt spannung Vm,
d.h. I Vßg I ^ I Vpg + Vm |. In der Anordnung nach Figur 1 sind
Schalter S3, S4 und S5 vorgesehen, mit denen wahlweise das
Drainpotential jedes Transistors an die Gateelektrode des betreffenden Transistors gelegt werden kann. Diese Potentiale
werden von Kondensatoren C3, C2 und 01 an den Gateelektroden
für eine Dauer gespeichert, die mindestens so lang wie die SchaltIntervalle sind. Auf diese Weise wird für jeden Transistor
sichergestellt, daß er die notwendige Gate-Source-Spannung für seinen Betrieb in der Stromsattigung und somit
für seinen hochverstärkenden Betriebszustand erhält.
Da die Kanäle der Transistoren P1, P2, N2 und ΝΊ zueinander
in Serie zwischen den Versorgungspotentialen V^ und Vgß liegen,
sind die Versorgungsströme Iy, und I~ durch die Feldeffekttransistoren
einander gleich. Sind die Transistoren P2 und N2 und auch die Transistoren P1 unlFI elektrisch einander
angepaßt und sind die Schalter S3, S4· und S5 alle geschlossen,
dann ergibt sich am Ausgangsanschluß OUT ein Ausgangspotential vom Wert 1/2(V0J, - Vsg), und dieses Potential wird den
030037/087B -11-
3008832
Gateelektroden von P2 -und Ή2 angelegt und am Kondensator 01
gespeichert. An den Gateelektroden von P1 und N1 liegt ein
Potential, das im Einklang mit einer Gate-Source-Spannung steht, bei welcher der Source-Drain-Strom I^ = I^ durch die
Serienschaltung der Transistoren fließt; dieses Potential wird durch Wahl geometrischer Transistorkenngrößen für die
jeweilige Schaltungskonstruktion eingestellt. Wenn beispielsweise für die beiden Transistoren PI und P2 das jeweilige Verhältnis
w/1 der Kanalbreite w zur Kanallänge 1 gleich ist, dann teilt sich die zwischen OUT und Vj^ herrschende Spannung
zu gleichen Teilen auf die Drain-Source-Strecken der
Transistoren P1 und P2 auf. Wenn das Verhältnis w/1 beim Transistor PI größer ist als beim Transistor P2, dann erscheint
am Anschlußpunkt 5 ein weniger großer Anteil der zwischen
OUT und Vjjp herrschenden Spannung. Die an den Punkten 6 und
9 auftretenden Gate-Gleichspannungen werden an den Kondensatoren C3 bzw. 02 gespeichert.
Es können auch gesonderte Vorspannungselemente verwendet werden,
um das Gleichspannungspotential an den Gateelektroden
von P2 und N2 einzustellen. In diesem Fall wird ein Spannungsteiler
vorgesehen, um ein Potential von z.B. 1/2(V01, - V33)
direkt an die Gateelektroden zu legen, wodurch der Schalter S 5 überflüssig wird.
Mit der Schaltungsanordnung nach Figur 1 ergibt sich ein hochverstärkender
Verstärker, der wegen der geringen Anzahl aktiver Bauelemente zur Integration auf einer relativ kleinen
Siliziumfläche geeignet ist.
Um die Vergleicherfunktion zu realisieren, sind zwei zusätzliche
Schalter S1 und S2 vorgesehen. Diese Schalter dienen dazu, den gemeinsamen Schaltungspunkt 7 wahlweise mit einer
ersten Signalspannung V1 und einer zweiten Signalspannung V2
zu verbinden. Zum Zwecke der Erläuterung sei angenommen, daß die Spannung V2 ein konstantes Bezugspotential ist.
- 12 030037/0875
3QQ8832
Die Schalter S1 bis S5 werden mit einer Frequenz geöffnet und
geschlossen, die mindestens so hoch wie die Signalfrequenz von
V-I und V2 ist. Die Schalter S1, S3, S4- und S5 werden jeweils
gleichzeitig geöffnet und geschlossen. Der Schalter S2 wird geöffnet, wenn der Schalter S1 geschlossen wird, und er wird
geschlossen, wenn der Schalter S1 geöffnet wird. "Vorzugsweise sollte der Umschaltbetrieb, zumindest was die Schalter S1 und
S2 angeht, im Wechsel mit Unterbrechung erfolgen, d.h. bevor der eine Schalter S1 (S2)schließt, sollte der jeweils andere
Schalter S2 (S1) schon offen sein, so daß der Knotenpunkt 7 nicht gleichzeitig an beide Signale V1 tmd V2 angeschlossen
ist.
Bei Beginn jedes Zyklus sind die Schalter S1, S3, S4- und S5
geschlossen, so daß sich in den Verstärkern 10 und 20 ein Ruhestrom 11 = 12 und an den Punkten OUT, 6 und 9 die entsprechenden
Potentiale einstellen können. Gleichzeitig laden sich die Kondensatoren 03 und C2 entsprechend den Potentialdifferenzen
zwischen einerseits den Knotenpunkten 6 und 9 und andererseits V2 auf. Bei konstantem72 wird der Knotenpunkt 7 wieder auf
das Potential V2 neu eingestellt, indem Ladungsänderungen kompensiert werden, die an den Kondensatoren vorher stattgefunden
haben, als das Signalpotential über den vorher geschlossenen Schalter S2 zum Knotenpunkt 7 gelangte, wahrend der Zeitspanne,
in welcher die Schalter S1, S3, S4 und S5 geschlossen sind,
stellt sich die Schaltung effektiv selbst auf Hull ein, ungeachtet der Versorgungspotentiale. In jedem Zyklus stehen die
Vergleicher für eine gegebene Bemessung der Versorgungspotentiale
im selben abgeglichenen Zustand oder Kulipunkt, und die Abgleich- oder Nullstellperiode ist genügend lang, um sicherzustellen,
daß die Kondensatoren C2 und C3 vollständig in Übereinstimmung
mit der zwischen den Kondensatorplatten herrschenden Potentialdifferenz aufgeladen werden.
Anschließend werden die Schalter S1, S3, S4 und S5 geöffnet.
Im Idealfall, wo keine Leckströme durch die Elemente C1, S5, C3, S3, 02 oder S4 fließen, würde der Verstärker die für den
030037/0875
Nullzustand geltenden Ruhewerte der Betriebspotentiale und des
Stroms unendlich lange beibehalten. Anstelle solcher Idealbedingungen wird die Periodendauer der Umschaltung genügend kurz
gemacht, so daß Leckströme unbedeutend werden.
Der Schalter S2 wird nach dem öffnen von S1 geschlossen, und
falls sich der Spannungswert des Signals V1 von der Spannung V2 unterscheidet, ändert sich das Potential am Knotenpunkt 7
gemäß einer Sprungfunktion. Die Spannung V1 wird über die Kondensatoren C3 und C2 auf die Gateelektroden der Transistoren
PI und N1 gekoppelt, woraufhin die Verstärker 10 und 20 am Ausgangsanschluß OUT des Vergleichers ein zusammengesetztes
Ausgangssignal liefern, welches unter der Voraussetzung, daß PI, P2, N1 und N2 einander angepaßte Bauelemente sind, gleich
2smrds ^smrds + ^ ^ ~ V2^ ist# ^sc^ieße^ wird der Schalter
S2 geschlossen und der Zyklus wiederholt.
I1Ur einen Verstärkungsfaktor von 1000 und bei einer Versorgungsspannung
Vjyrj - Vgg von 5 Volt reicht eine Differenz von
+_ 5 Millivolt in (V1-V2) aus, das Potential am Ausgang von
Ύγ,γ. bis Vgg ausschlagen zu lassen. Da Jedoch der Verstärker
im Nullzustand auf ein Potential mitten zwischen Vpp und Vgg
abgeglichen ist, braucht die Differenz V1 - V2 nur +.2,5 Millivolt
zu betragen, um das Ausgangssignal auf Y^ oder Vgg ausschlagen
zu lassen. Durch die zyklische Nullabgleichung der
Schaltung wird also ihre Empfindlichkeit verdoppelt.
Die Schalter S1 und S2 sollten niemals gleichzeitig geschlossen sein, au3hnicht während des Umschaltvorgangs, wie es bei
Betätigung der Schalter durch komplementäre Steuersignale eintreten könnte. Ein gleichzeitiges Geschlossensein könnte nämlich
zur Folge haben, daß sich die Schaltung auf einen 'Übergangspunkt mit einem Wert irgendwo zwischen V2 und V1 abgleicht,
der nicht genügend reproduzierbar ist, um eine gute Spannungsauflösung zu garantieren.
030037/087S
Die vorstehend genannten Vorteile gelten für MOS-Feldeffekttransistorschaltungen,
die in der "beschriebenen Weise angeordnet sind, gleichgültig ob sie in integrierter Bauweise auf
einem Körper einer Hasse (Bulk-Teehnik) oder auf einem SiIizium-auf-Saphir-Block
(SOS-Technik) ausgebildet sind oder ob sie mit diskreten MOS-Transistoren aufgebaut sind. Bei einer
in SOS-Technik realisierten Ausführungsform führt die Fähigkeit, in jedem Zyklus einen Nullabgleich auf denselben Punkt
durchzuführen, und die Verwendung der Reihenschaltung zweier Kaskodeverstärker zwischen den Versorgungspotentialen dazu,
daß die zwischen zwei beliebige Elektroden eines einzelnen Feldeffekttransistors aufgeprägte Spannung geringer wird.
Hierdurch werden vorübergehende SpannungsverSetzungen vermindert.
Jeder der Schalter S1 bis S5 kann durch ein Paar komplementärer
Feldeffekttransistoren realisiert werden, wie es in Figur 2 dargestellt ist. Die Gateelektroden der beiden Transistoren
dieser Anordnung werden durch komplementäre Steuerspannungen angesteuert. Die komplementären SteuerSpannungen
führen zur Auslöschung unerwünschter Einschwingvorgänge, die kapazitiv zwischen Gateelektroaen und Eingangs/Ausgangs-Ehoten
des Schalters gekoppelt werden. Anstelle komplementärer Feldeffektransistorpaare können für die Sehalterelemente auch
einzelne Feldeffekttransistoren verwendet werden, um die Anzahl der Bauelemente und die Größe der Schaltung zu vermindern.
In diesem Fall ist es zweckmäßig, daß der für den Schalter S3 eingesetzte Transistor in seinem Typ komplementär zu
dem für den Schalter S4- eingesetzten Transistor ist und daß
die für die Schalter S1 und S2 eingesetzten Transistoren vom gleichen Typ sind. Eine solche Anordnung führt zur gegenseitigen
Auslöschung unerwünschter Effekte von Einschwingvorgängen, welche durch die an die Transistorschalter gelegten
Steuersignale verursacht und durch Kopplung zwischen den Gateelektroden der Schalttransistoren und ihren jeweiligen Drain-Source-Kreisen
bemerkbar werden können. Bei den Schaltern S3
- 15 030037/0875
und S4 können die Steuerspannungen bewirken, daß Einschwingspannungen
(Schaltstöße) zu den hochohmigen Gateelektroden
der Transistoren PI und N1 gekoppelt werden. Ein auf die Gateelektrode
von N1 gekoppelter, von einem positiven Steuerimpuls
bei S4 herrührender positiver Schaltstoß würde den von FI geleiteten Drain-Source-Strom erhöhen; um diesen Extrastrom
zu liefern und dabei die Schaltung abgeglichen zu halten, sollte ein negativer Schaltstoß auf die Gateelektrode
von P1 gekoppelt werden. Sind die Schalter SJ und S4- komplementäre
Feldeffekttransistoren, die gegenphasige oder komplementäre Steuersignale benötigen, dann ist damit sichergestellt,
daß die begleitenden Schaltstöße die richtige Polarität haben, um den Verstärker in einem abgeglic henen Zustand
zu halten (die Kopplung erfolgt über die eigenen Streuimpedanzen der Bauelemente.) Bei den Schaltern S-I und S2 ist es
so, daß sich der eine (S1) ausschaltet, wenn der andere (S2) eingeschaltet wird. Die das Ausschalten von S1 bewirkende
Steuerspannung mit ihren Schaltstößen wird kompensiert durch
die das Einschalten von S2 bewirkende Steuerspannung mit ihren zugeordneten Schaltstößen, und umgekehrt.
030037/0875
Leerseite
Claims (1)
- r»A f ΕΝΤΛ NWÄLTEDR. DIETER V. BEZOLDDIPL. ING. PETER SCHÜTZDIPL. ING. WOLFGANG HEUSLERMARIA-THERESIA-STRASNE 28POSTFACH 8β()β ββ D-SOOO MUENCHJB]V 86TELEFON Οββ/47βΟΟβ 47ββ1βRCA 73530 Ks/KiU.S. Serial No: 18,908 mMlulü"o"BnFiled: March 9, 1979EGA Corporation
New York, N.Y., V. St. v. A.SpannungsvergleicherPatentansprüche
1./ Vergleicherschaltung, gekennzeichnet durch:a) einen ersten und einen zweiten Feldeffekttransistor (P1 und P2) eines ersten Leitungstyps, die zur Bildung eines ersten Kaskodeverstärkers (10) geschaltet sind, der eine Eingangsklemme (6) und eine Ausgangsklemme (Drain von P2) aufweist;b) einen dritten und einen vierten Feldeffekttransistor (N1 und N2), die von einem zweiten Leitungstyp komplementär zum ersten Leitungstyp sind und zur Bildung eines zweiten Kaskodeverstärkers (20) geschaltet sind, der eine Eingangsklemme (9) "und eine Ausgangsklemme (Drain von N2) aufweist;Ö30037/087S - 2 "POSTSCHECK MÜNCHEN NR. 69148-800 - BANKKONTO HYPOBANK MÜNCHEN (BLZ 70020040) BTO. βθβ< >237378 SWIFT HYPODE MMc) einen Ausgangsknoten (OUT), an welchem ein Ausgangssignal entnehmbar ist;d) eine Verbindung der Ausgangsklemmen des ersten und des zweiten Easkodeverstärkers mit dem Ausgangsknoten;e) eine Vorspannungseinriclitung (S3» S4·, S5) zum wahlweisen Anlegen derartiger Potentiale an die Gateelektroden des ersten und zweiten Transistors und an die Gateelektroden des dritten und vierten Transistors, daß das Potential am Ausgangsknoten einen vorbestimmten Wert zwischen den Grenzen des Bereichs von Ausgang spotential en bekommt;f) eine Koppeleinrichtung mit einer ersten und einer zweiten Anordnung (S1, S2) zum wahlweisen Anlegen eines gemeinsamen Signalpotentials an die Eingangsklemmen des ersten und zweiten Kaskodeverstärkers, wobei dieses Signal unter Ausschluß der Abgleichpotentiale angelegt wird.2. Vergleicherschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,a) daß eine erste und eine zweite Versorgungsklemme (V-rjjj und Vgg) vorgesehen sind, um ein positiveres bzw. ein negativeres Versorgungspotential anzulegen;b) daß der erste (P1), der zweite (P2), der dritte (H2) und der vierte (1T1) Feldeffekttransistor jeweils eine Drain- und eine Sourceelektrode mit einem dazwischenliegenden Stromleitungskanal aufweist und eine Gateelektrode hat;c) daß die Kanäle des ersten und des zweiten Transistors in Reihe zueinander zwischen die erste Versorgungsklemme (Vj)J,) und den Ausgangsknoten (OUT) geschaltet sind, wobei der erste Transistor näher an der ersten Versorgungsklemme liegt;0 3 0037/0871 "3"3008882d) daß die Kanäle des vierten -und des dritten Transistors in Reihe zueinander zwischen die zweite Versorgungski emme (Vgg) und den Ausgangsknoten geschaltet sind, wobei der vierte Transistor näher an der zweiten Versorgungsklemme liegt;e) daß die Vorspannungseinrichtung (S5) gleiche Vorspannungspotentiale an die Gateelektroden des zweiten und des dritten Transistors legt, um diese Transistoren in einem stromgesättigten Bereich zu "betreiben;f) daß mit der Gateelektrode des ersten Transistors (P1) eine erste Potentialspeichereinrichtung (C3) und mit der Gateelektrode des vierten Transistors (ΙΓ1) eine zweite Potentialspeichereinrichtung (C2) verbunden ist, um die an die genannten Gateelektroden gelegten Potentiale aufrechtzuerhalten;g) daß eine erste und eine zweite Einrichtung (S3 und S4-) vorgesehen ist, um wahlweise ein derartiges Vorspannungspotential an die Gateelektrode des ersten Transistors und an die Gateelektrode des vierten Transistors zu legen, daß diese Transistoren in einem Stromsättigungsbereich betrieben werden;h) daß die erste und die zweite Anordnung (S1, S2) der Signalkoppeleinrichtung wahlweise Signalpotential an die Gateelektrode des ersten Transistors und an die Gateelektrode des vierten Transistors legen.Vergleicherschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Potentialspeichereinrichtung einen ersten Kondensator (C3) und die zweite Potentialspeichereinrichtung einen zweiten Kondensator (02) enthält, wobei die erste Seite des ersten Kondensators mit der Gateelektrode des ersten Transistors (PI) und die erste Seite des zweiten Kondensators mit der Gateelektrode des vierten Transistors (N1) verbunden ist, und daß die zweiten Seiten des- 4 030037/087Sersten und des zweiten Kondensators an einen gemeinsamen Schaltungsknoten angeschlossen sind.4. Vergleicherschaltung nach Anspruch 2 oder 3j dadurch gekennzeichnet, daß die Signalkoppeleinrichtung folgendes aufweist:a) eine erste und eine zweite Quelle für Signalpotentiale (71, 72);b) einen ersten Signal schalt er (S2) zum wahlweisen Verbinden der ersten Signalquelle (V1) mit einem Knotenpunkt (7)j der mit den Gateelektroden des ersten (PI) und des vierten (FI) Transistors gekoppelt ist (über C3 bzw. C2);c) einen zweiten Signalschalter (S1) zum wahlweisen Verbinden der zweiten Signalquelle (V2) mit dem besagten Knotenpunkt (7)?und daß der erste Signalschalter (S2) zu anderen Zeiten geschlossen ist als der zweite Signalschalter (S1).5. Vergleicherschaltung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Einrichtung (S3» S4) zum wahlweisen Απ legen von Vorspannungspotential an die Gateelektrode des ersten Transistors (P1) und an die Gateelektrode des vierten Transistors (ΜΊ) eine erste (S3) und eine zweite (S4) Schalteinrichtung aufweist, wobei die erste Schalteinrichtung zum wahlweisen Verbinden der Gateelektrode des ersten Transistors (P1) mit seiner Drainelektrode ausgelegt ist und wobei die zweite Schalteinrichtung zum wahlweisen Verbinden der Gateelektrode des vierten Transistors (N1) mit dessen Drainelektrode ausgelegt ist, und daß eine Einrichtung vorgesehen ist, um die erste und die zweite Schalteinrichtung jeweils gleichzeitig zu öffnen und zu schließen.- 5 Ö30037/087S3008882Vergl eich er schal tung nach .Anspruch 2 oder 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (S5) zum Anlegen gleicher Vorspannungspotentiale an die Gateelektroden des
zweiten (P2) und des dritten (N2) Transistors aus einer
weiteren Schalteinrichtung (S5) besteht, über Vielehe ein Verbindungspunkt zwischen den Gateelektroden des zweiten und des dritten Transistors wahlweise mit dem Ausgangsknoten (OUT) verbunden werden kann, sowie einer dritten
Potentialspeichereinrichtung (01), die zwischen den Verbindungspunkt der Gateelektroden des zweiten und dritten Transistors und einen Punkt mit festem Potential (Masse) geschaltet ist.030037/087B ~ 6 "
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/018,908 US4262221A (en) | 1979-03-09 | 1979-03-09 | Voltage comparator |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3008892A1 true DE3008892A1 (de) | 1980-09-11 |
Family
ID=21790370
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19803008892 Withdrawn DE3008892A1 (de) | 1979-03-09 | 1980-03-07 | Spannungsvergleicher |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4262221A (de) |
JP (1) | JPS55127726A (de) |
KR (1) | KR830001935B1 (de) |
AU (1) | AU527231B2 (de) |
CA (1) | CA1136705A (de) |
DE (1) | DE3008892A1 (de) |
FR (1) | FR2451036A1 (de) |
GB (1) | GB2045563B (de) |
IT (1) | IT1140694B (de) |
Families Citing this family (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4547683A (en) * | 1982-10-18 | 1985-10-15 | Intersil, Inc. | High speed charge balancing comparator |
US4544878A (en) * | 1983-10-04 | 1985-10-01 | At&T Bell Laboratories | Switched current mirror |
US4710724A (en) * | 1986-04-02 | 1987-12-01 | Motorola, Inc. | Differential CMOS comparator for switched capacitor applications |
US4814642A (en) * | 1987-09-10 | 1989-03-21 | Trw Inc. | Switched impedance comparator |
US5113091A (en) * | 1988-05-20 | 1992-05-12 | Texas Instruments Incorporated | Apparatus and method for comparing signals |
US4989003A (en) * | 1989-06-19 | 1991-01-29 | Rca Corporation | Autozeroed set comparator circuitry |
EP0453158A3 (en) * | 1990-04-12 | 1992-04-01 | Hewlett-Packard Company | Switched-current integrator circuit |
GB9014679D0 (en) * | 1990-07-02 | 1990-08-22 | Sarnoff David Res Center | Sequential successive approximation a/d converter |
US5272481A (en) * | 1991-07-02 | 1993-12-21 | David Sarnoff Research Center, Inc. | Successive approximation analog to digital converter employing plural feedback digital to analog converters |
FR2690748A1 (fr) * | 1992-04-30 | 1993-11-05 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit de détection de seuil de tension à très faible consommation. |
US5424663A (en) * | 1993-04-22 | 1995-06-13 | North American Philips Corporation | Integrated high voltage differential sensor using the inverse gain of high voltage transistors |
KR950012079A (ko) * | 1993-10-29 | 1995-05-16 | 발도르프, 옴케 | 집적 비교기 회로 |
US5471208A (en) * | 1994-05-20 | 1995-11-28 | David Sarnoff Research Center, Inc. | Reference ladder auto-calibration circuit for an analog to digital converter |
US20020175716A1 (en) * | 2001-05-25 | 2002-11-28 | Infineon Technologies North America Corp. | Ultra high speed clocked limiting preamplifier |
CN101364783A (zh) * | 2007-08-07 | 2009-02-11 | 鸿富锦精密工业(深圳)有限公司 | 步进马达驱动装置 |
US10574052B2 (en) * | 2017-07-25 | 2020-02-25 | Semiconductor Components Industries, Llc | High voltage clamp with positive and negative protection |
CN117055441B (zh) * | 2023-09-21 | 2024-07-19 | 江苏神州半导体科技有限公司 | 一种用于fpga控制系统中的电压限幅电路 |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3676702A (en) * | 1971-01-04 | 1972-07-11 | Rca Corp | Comparator circuit |
US3870966A (en) * | 1973-06-01 | 1975-03-11 | Rca Corp | Complementary field effect transistor differential amplifier |
US3914702A (en) * | 1973-06-01 | 1975-10-21 | Rca Corp | Complementary field-effect transistor amplifier |
GB1504867A (en) * | 1974-06-05 | 1978-03-22 | Rca Corp | Voltage amplitude multiplying circuits |
US3946327A (en) * | 1974-10-23 | 1976-03-23 | Rca Corporation | Amplifier employing complementary field-effect transistors |
DE2542403A1 (de) * | 1974-11-26 | 1976-08-12 | Rca Corp | Komparatorschaltung |
US4047059A (en) * | 1976-05-24 | 1977-09-06 | Rca Corporation | Comparator circuit |
US4028558A (en) * | 1976-06-21 | 1977-06-07 | International Business Machines Corporation | High accuracy MOS comparator |
US4045747A (en) * | 1976-06-25 | 1977-08-30 | Rca Corporation | Complementary field effect transistor amplifier |
JPS5326175A (en) * | 1976-08-23 | 1978-03-10 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Electronic watch |
US4068182A (en) * | 1977-01-21 | 1978-01-10 | Rca Corporation | Direct-coupled cascade amplifier with automatically adjusted quiescent output signal level |
US4103190A (en) * | 1977-03-25 | 1978-07-25 | Motorola, Inc. | Complementary power saving comparator/inverter circuits |
JPS5915207B2 (ja) * | 1977-08-10 | 1984-04-07 | 株式会社日立製作所 | コンパレ−タ |
US4169233A (en) * | 1978-02-24 | 1979-09-25 | Rockwell International Corporation | High performance CMOS sense amplifier |
-
1979
- 1979-03-09 US US06/018,908 patent/US4262221A/en not_active Expired - Lifetime
-
1980
- 1980-02-27 IT IT20206/80A patent/IT1140694B/it active
- 1980-02-28 CA CA000346651A patent/CA1136705A/en not_active Expired
- 1980-02-29 AU AU56044/80A patent/AU527231B2/en not_active Ceased
- 1980-03-06 JP JP2902180A patent/JPS55127726A/ja active Pending
- 1980-03-06 GB GB8007665A patent/GB2045563B/en not_active Expired
- 1980-03-07 DE DE19803008892 patent/DE3008892A1/de not_active Withdrawn
- 1980-03-07 FR FR8005214A patent/FR2451036A1/fr active Granted
- 1980-03-08 KR KR1019800000966A patent/KR830001935B1/ko active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2451036A1 (fr) | 1980-10-03 |
IT8020206A0 (it) | 1980-02-27 |
KR830002453A (ko) | 1983-05-28 |
GB2045563B (en) | 1983-04-20 |
KR830001935B1 (ko) | 1983-09-23 |
CA1136705A (en) | 1982-11-30 |
JPS55127726A (en) | 1980-10-02 |
FR2451036B1 (de) | 1984-03-09 |
GB2045563A (en) | 1980-10-29 |
US4262221A (en) | 1981-04-14 |
IT1140694B (it) | 1986-10-01 |
AU527231B2 (en) | 1983-02-24 |
AU5604480A (en) | 1980-09-11 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3108515C2 (de) | ||
DE3872275T2 (de) | Cmos-referenzspannungsgeneratoreinrichtung. | |
DE3416268C2 (de) | Stromverstärkungseinrichtung | |
DE3008892A1 (de) | Spannungsvergleicher | |
DE69411406T2 (de) | Stromspeicher | |
DE2641860A1 (de) | Integrierte stromversorgungsschaltung | |
DE2855303C2 (de) | ||
DE3725339A1 (de) | Automatische justierschaltung zum justieren der zeitkonstanten einer filterschaltung | |
EP0300560B1 (de) | Vergleichsschaltung | |
DE2920793C2 (de) | Linearer Gegentakt-B-Verstärker | |
DE2415803C3 (de) | Konstantstromquelle | |
DE3100410A1 (de) | Verstaerker mit offset-spannungskompensation | |
EP0418753A1 (de) | Offsetspannungsabgleichender Operationsverstärker | |
DE3117266A1 (de) | Vorspannungsschaltung fuer einen leistungsverstaerker | |
DE10196233T5 (de) | Nachlauf- und Abschwächungs-Schaltung und Verfahren für DACs mit geschalteten Stromquellen | |
DE3788971T2 (de) | Spannungsvergleichsschaltung. | |
DE3051096C2 (de) | ||
DE2425937A1 (de) | Differenzverstaerkerschaltung | |
DE2430126A1 (de) | Hybride transistorschaltung | |
DE3640368A1 (de) | Spannungsverstaerkerschaltung mit niedrigem offset | |
EP0460263A1 (de) | Lineare CMOS-Ausgangsstufe | |
DE10005044A1 (de) | Hochgeschwindigkeits-Stromspiegelschaltkreis und -verfahren | |
DE2501407B2 (de) | Verstaerker | |
DE69517706T2 (de) | Verstärker | |
DE3331626A1 (de) | Differentialverstaerker |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |