DE2542403A1

DE2542403A1 - Komparatorschaltung

Info

Publication number: DE2542403A1
Application number: DE19752542403
Authority: DE
Inventors: David Keith Morgan
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1974-11-26
Filing date: 1975-09-23
Publication date: 1976-08-12
Also published as: FR2293104B3; FR2293104A1; US4004158A; JPS5165855A; NL7511802A

Description

7853-75/Sch/Elf

RCA 69,047

British Ser.No. 051173

vom 26.November 1974

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Komparatorschaltung

Spannungsvergleichsschaltungen, die sich abschalten lassen und in diesem Zustand nur minimale Leistung verbrauchen, haben viele Anwendungsbereiche. Beispielsweise kann eine solche Schaltung in einer Armbanduhr mit Leuchtdiodenanzeige zur Steuerung der Intensität dieser Anzeige benutzt werden.

Zur Verringerung des Stromverbrauches ist die Anzeige bei einer Leuchtdiodenarmbanduhr normalerweise abgeschaltet. Hill man die Zeit nachschauen, dann betätigt der Träger der Armbanduhr einen Handschalter, und dadurch wird den betreffenden Leuchtdioden Strom für die Lichtemission zugeführt. Die zugeführte Leistung kann in Form von Impulsen einer Polarität und veränderbarer Impulsbreite zugeführt werden· Die Dauer dieser Impulse beeinflußt aber nicht nur die Intensität der Anzeige, sondern auch die Größe des Leistungsverbrauches.

Für den Betrieb einer solchen Armbanduhr ist es erwünscht, daß die Schaltung für die Steuerung der Anzeige bei abgeschalteter Anzeige nur eine minimale Leerlaufenergie verbraucht, damit die Batterien länger halten. Aus denselben Grunde soll auch die

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für die Betätigung der Anzeige benötigten Leistung, also die Dauer der Impulse so kurz sein, wie es für eine befriedigende und gut erkennbare Anzeige notwendig ist. Dies hängt jedoch von den Umgebungslichtverhältnissen ab. Man hat daher Schaltungen entwickelt, welche die Umgebungsbeleuchtung ermitteln und dementsprechend die Impulsdauer beeinflussen.

Eine derartige Fühlschaltung für die Umgebungsbeleuchtung kann einen periodisch arbeitenden Rampenspannungsgenerator aufweisen, der ein lichtempfindliches Widerstandselement als Teil einer die Rampensteigung bestimmenden Zeitkonstantenschaltung enthält. Bei geringer Umgebungsbeleuchtung ist dieser Widerstand groß und die Steigung der Rampenspannung relativ klein. Wenn sich die Lichtintensität vergrößert, dann verringert sich der Wert des lichtempfindlichen Widerstandes, so daß die Rampensteigung anwächst.

Diese Rampenspannung wird einer Spannungsvergleichsschaltung zugeführt, die so vorgespannt ist, daß sie von einer ersten Ausgangsspannung jedesmal, wenn die Eingangssignalspannung einen Bezugsspannungswert V„ übersteigt, in einen zweiten Zustand umschaltet. Derjenige Teil jeder Rampenperiode, innerhalb dessen die Rampenschaltung ihren zweiten Ausgangszustand einnimmt, hängt von der Rampensteigung ab. Der Ausgangs zustand der Vergleichsschaltung läßt sich dann zur Steuerung der Dauer der die Leuchtdiodenanzeige bewirkenden Impulse heranziehen.

Wenn man bei bekannten Vergleichsschaltungen die Eingangsbedingungen verändern will, beispeilsweise durch Änderung des Wertes der Bezugsspannung, dann werden keine Maßnahmen zur automatischen Justierung des Wertes des Vorspannungsstroms zur Opti-^ mierung des Schaltverhaltens hinsichtlich der Verstärkung und der Offsetspannung der Vergleichsschaltung getroffen. Außerdem möchte man JLm allgemeinen die maximale Ausgangsspannungsamplitude erhalten, welche die Vergleichsschaltung ermöglicht. Diese

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Spannungsamplitude ist üblicherweise durch die Spannungsdifferenz zwischen Betriebsspannungsleitung und Bezugsspannungsleitung bestimmt. Im folgenden wird diese Spannungsdifferenz zwischen den beiden Leitungen als volle Digitalamplitude bezeichnet.

Die Erfindung ist nachfolgend anhand einer einzigen Figur, welche eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung darstellt, erläutert.

In der Zeichnung ist ein Stromspiegelverstärker 10 mit einem Eingangspunkt 12, einem Ausgangspunkt 14 und einem gemeinsamen Punkt 16 zu sehen. Zwischen die Punkte 16 und 12 sind in Reihe die Hauptstromstrecken zweier PMOS Transistoren 18 und 20 und eines NMOS Transistors 22 geschaltet. Zwischen den Punkten 14 und 16 liegt die Hauptstromstrecke eines PMOS Transistors 24. Die Gates der Transistoren 24 und 18 sind miteinander und mit der Drainelektrode des Transistors 18 verbunden. Gate- und Drainelektrode des Transistors 22 sind ebenfalls miteinander verbunden. Der Punkt 16 ist an eine nicht dargestellte positive Betriebsspannungsquelle ⁺V__D angeschlossen, während der Punkt über den Anschluß 26 mit einer ebenfalls nicht dargestellten Bezugsspannungsquelle V₃₅ verbunden ist, welche Massepotential haben kann.

Die Spannungsbezugsschaltung 30, die Hauptstromstrecken des PMOS Trandetors 36 und des NMOS Transistors 38 liegen in Reihe zwischen den Anschlüssen 32 und 34. Die Gates dieser Transistoren sind zusaionengeschaltet. Zwischen de» Anschluß 32 und den Zusammenschaltungspunkt der beiden Transistoren 36 und 38 liegen in Reihe zwei Widerstände 42 und 44. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 42 und 44 ist der Ausgangspunkt der Bezugsschaltung und ist mit dem Gate des Translators 20 verbunden. Die Anschlüsse 32 und 34 sind »it nicht dargestellten Betriebs spannungs- bzw. Bezugsspannungsquellen wie V_QD und V_gg verbunden.

In der Spannungsvergleichsschaltung 50 ist die Hatjptstromstrecke eines PMOS Transistors 52 in Reihe mit den einander parallelgeschalteten Hauptstromstrecken von NMOS Transistoren 54,56 und 58 zwischen den Punkt 14 und den Anschluß 26 geschaltet. Die Hauptstromstrecke dhes PMOS Transistors ίθ liegt in Reihe mit den parallelgeschalteten Hauptstromstrecken von NMOS Transistoren 62,64 und 66 zwischen dem Punkt 14 und dem Anschluß 26. Die Gate der Transistoren 54 und 64 und ein zweiter Ausgangspunkt 72 der Vergleichsschaltung sind an den Verbindungspunkt zwischen den Transistoren 60 und 62 angeschlossen, während die Gates der Transistoren 62 und 56 und der erste Ausgangspunkt 70 der Vergleichsschaltung an den Verbindungspunkt zwischen den Transistoren 52 und 54 angeschlossen sind. Das Gate des Transistors 52 ist an den Anschluß 68 angeschlossen, dem ein Eingangssignal V von einer Quelle 69 zugeführt werden kann. Das Gate des Transistors 60 ist an das Gate des Transistors 20 und an den Ausgangspunkt 43 der Spannungsbezugsschaltung 30 angeschlossen.

Ein Gegentakt-Eintakt-Konverter 80 enthält die in Reihe zwischen die Punkte 86 und 88 geschalteten Hauptstromstrecken eines PMOS Transistors 82 und eines NMOS Transistors 84. Diese Punkte sind an eine Betriebsspannungsquelle , etwa V__D , bzw. eine Bezugsspannungsquelle , etwa Vg_g, angeschlossen. Zwischen die Punkte 86 und 88 sind ferner die in Reihe geschalteten Hauptstromstrecken eines PMOS Transistors 90 und eines NMOS Transistors 92 geschaltet. Parallel zur Hauptstromstrecke des Transistors 90 liegt die Hauptstromstrecke eines PMOS Transistors 94. Die Gates der Transistoren 84 und 92 sind an die Ausgangspunkte 70 bzw. 72 der Vergleichsschaltung angeschlossen. Das Gate des Transistors 82 ist mit seiner Drainelektrode und diese wiederum mit dem Gate des Transistors 90 verbunden. An den Verbindungspunkt 97 zwischen den Transistoren 90 und ist ein Inverter 96 angeschlossen, der zu einem Ausgangsan-

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schluß 98 führt.

Eine Steuerschaltung 100 ist über einen Anschluß 102 einer nicht dargestellten Steuerspannungsquelle für Ein- und Ausschaltsignale verbunden. Der Anschluß 102 ist auch mit den zusammengeschalteten Gates der Transistoren 36 und 38 und dem Gate des Transistors 94 verbunden. Ferner ist ein Inverter 104 an den Anschluß 102 angeschlossen, dessen Ausgang mit den Gates der Transistoren 58 und 66 verbunden ist.

Zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung sei zunächst angenommen, daß eine Spannung, etwa die Spannung V₅₃ , entsprechend einem Abschaltbefehl an den Anschluß 102 gelegt ist. Diese Spannung schaltet den Transistor 36 ein und den Transistor 38 ab, so daß der Bezugsspannungspunkt 43 an die Spannung V_QD gelegt wird und die Transistoren 20 und 60 in Sperrichtung vorspannt. Bei abgeschaltetem Transistor 20 ist der Stroraspiegelverstärker 10 ebenfalls gesperrt, so daß der Spiegelausgangsstrom am Punkt 14 den Wert 0 hat. Der Inverter 104 kehrt den Abschaltbefehl in eine demgegenüber positive Spannung um, welche die Transistoren 58 und 66 einschaltet, so daß die Ausgangspunkte 70 und 72 der Vergleichsschaltung auf das Potential V__s am Punkt 26 geklemmt werden. Diese Spannung V_gg spannt die Transistoren 84 und 92 in Sperrichtung , um sicherzustellen, daß der Strom durch den Konverter 80 den Wert null hat. Jedoch macht die niedrige Spannung am Punkt 102 den Transistor 94 leitend und koppelt auf diese Weise den Konverterausgangspunkt 97 an den Betriebsspannungspunkt 86; dadurch wird sichergestellt, daß der Konverterausgangspunkt 97 während der Sperrzeit auf einer definierten Spannung (in diesem Beispiel V_DD) gehalten wird, anstatt potentialfrei zu sein. Ein solcher potentialfreier Schaltungspunkt kann nämlich unerwünschte Ströme in den mit ihm verbundenen Schaltungen verursachen. Während der Sperrzeit fließt somit durch die dargestellte Schaltung kein Strom, und es wird daher auch keine Leistung verbraucht.

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Eine relativ positive Spannung, beispielsweise V_DQ, am Punkt 102 bringt die Vergleichsschaltung in ihren EinschaItzustand. Die Transistoren 38, 20 und 60 werden leitend, während die Transistoren 36,58,66 und 94 gesperrt werden, und dabei einen normalen Schaltungsbetrieb zulassen. Bei der nachfolgenden Erläuterung wird die Vergleichsschaltung als eingeschaltet angesehen, wenn nichts anderes gesagt ist.

Wenn die Vergleichsschaltung in Betrieb ist, liegen die Widerstände 42 und 44 über den eingeschalteten Transistor 38 zwischen den Punkten 32 und 34. Die am Punkt 43 anliegende Bezugsspannung hängt von der zwischen den Punkten 32 und 34 liegenden Spannung ebenso wie vom Verhältnis der Widerstände 42 und 44 und der Impedanz der Hauptstromstrecke des Transistors 38 ab. Der Punkt 43 ist mit den Gate der MOS Transistoren 60 und 20 verbunden. Da die Impedanz am Gate eines MOS Transistors sehr hoch ist und den Spannungsteiler aus den Widerständen 42 und praktisch nicht belastet, können diese Widerstände sehr hochohmig sein, beispielsweise im Bereich von 100 kOhm liegen. Diese hohen Widerstände sorgen für nur einen minimalen Stromfluß zwischen den Punkten 32 und 34, so daß in der Spannungsbezugsschaltung nur sehr wenig Leistung umgesetzt wird.

Die Impedanz des leitenden Kanals des Transistors 38 wird für den eingeschalteten Transistor sehr viel geringer als die Impedanz des Widerstandes 44 gewählt, so daß die Spannung V_R durch die Beziehung

^RAA

V as V ( —

^VR ^VY ^K

R₄₄ + R₄₂

bestimmt wird, wobei V_y die Spannung zwischen den Punkten 32 und 34, und R₄₄ und R₄₂ die Werte der Widerstände 44 bzw. 42 sind und Spannung V₃₃ mit null Volt angenommen ist.

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Der Transistor 20 ist als Quellenfolger geschaltet, für den der Transistor 18 als Lastimpedanz dient. Die am Transistor abfallende Spannung wird ebenso wie der ihn durchfließende Strom durch die am Gate des Transistors 20 liegende Spannung bestimmt. Für eine bestimmte Spannung V_R hat die Hauptstromstrecke des Transistors 18 eine bestimmte Impedanz. Diese Impedanz/ und in geringerem Ausmaß auch die Hauptstromstrecken der Transistoren 20 und 22, bestimmen ebenso wie die Spannung V_ den Eingangsstrom des Stromspiegels 10.

Die am Transistor 22 abfallende Spannung, die gleich seiner Schwellenspannung ist, verringert die für den Transistor 20 zur Verfügung stehende Betriebsspannung und reduziert damit den Spannungsabfall an seiner Drain-Source-Strecke. Dadurch wird die Impedanz dieser Hauptstromstrecke des Transistors 20 im Vergleich zum Transistor 18 auf einen relativ niedrigen Wert begrenzt.

Im Ausgang des Stromspiegels 10 liegt die Hauptstromstrecke des Transistors 24. Der durch diesen fließende Ausgangsstrom ist proportional zu dem den Transistor 18 durchfließenden Eingangsstrom, wobei das Verhältnis von den relativen Abmessungen der Transistoren 24 und 18 abhängt. Im vorliegenden Beispiel sind die Eingangs- und Ausgangsströme gleich, obwohl auch andere Verhältnisse zwischen Eingangs- und Ausgangsstrom gewählt werden können.

Der Ausgangsstrom des Stromspiegels 10 wird als Vorspannungsstrom dem Punkt 14 der Vergleichsschaltung 50 zugeführt. Dieser Strom teilt sich zwischen den Transistoren 52 und 60 in Abhängigkeit von den Leitungszuständen der Vergleichstransistoren auf, An das Gate des Transistors 60 wird die Bezugsspannung V_ angelegt, während an das Gate des Transistors 52 die Spannung ν_χ von der Spannungsquelle 69 angelegt wird. Die relativen Werte dieser beiden Spannungen V_R und ν_χ bestimmen die LeitungsztAände der Vergleichstransistören.

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Die Transistoren 56 und 64 sind als Lastimpedanzen für die Transistoren 52 bzw. 60 geschaltet. Der Transistor 56 bildet zusammen mit dem Transistor 62 einen ersten Stromspiegelverstärker, während der Transistor 64 zusammen mit dem Transistor 54 einen zweiten Stromspiegelverstärker bildet. Jeder dieser Stromspiegelverstärker bewirkt eine Rückkopplung in der Vergleichsschaltung während der Umschaltintervalle, so daß die Schaltgeschwindigkeit und die Differentialausgangsspannung der Vergleichsschaltung vergrössert werden.

Es sei nun angenommen, daß die Eingangsspannung ν_χ kleiner als V_R ist. Diese Spannung kann beispielsweise die eingangs erwähnte Rampenspannung sein, die in der Abfühlschaltung für die Umgebungsbeleuchtung verwendet wird, obgleich die Betriebsweise der Vergleichsschaltung nicht auf eine Eingangsspannung mit dieser speziellen Kurvenform beschränkt ist. In diesem Zustand leitet der Transistor 52 stärker als der Transistor 60. Diese beiden Transistoren sind von der gleichen Größe, und daher fließt der größte Teil des in den Punkt 14 fließenden Vorspannungsstromes durch den Transistor 52. Infolge des starken Leitens des Transistors 52 ist die Gatespannung des Transistors 56 relativ positiv gegenüber der Gatespannung des Transistors 64. Demzufolge ist die Spannung am Ausgangspunkt 70 der Vergleichsschaltung positiver als die Spannung am Punkt 72. Die positive Spannung am Gate des Transistors 56 sucht den Strom in diesem zu vergrößern. Dadurch sinkt die Impedanz der Hauptstromstrecke des dem Transistor 56 zugeordneten Stromspiegeltransistors 62, der im entgegengesetzten Zweig der Vergleichsschaltung liegt. Da dieser Transistor stärker leitet,verringert sich die Spannung am Punkt 72 weiter, da sie durch den Transistor 62 auf die Spannung V_ee am Punkt 26 gezogen wird. So sucht die Kreuzkopplung oder positive Rückkopplung zwischen den Zweigen der Vergleichsschaltung den Potentialunterschied zwischen den Vergleichsschaltungspunkten zu vergrößern.

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Wenn die Spannung V_v gleich der Spannung V_ wird, dann teilt sich der Vorspannungsstrom praktisch gleichmässig auf die Transistoren 52 und 60 auf. Die Spannungsdifferenz zwischen den Punkten 70 und 72 wird zu null. Die tatsächlich zwischen diesen Punkten herrschende Spannungsdifferenz hängt von dem Grad der Übereinstimmung der Transistoren 52 und 60, 56 und 62 und 54 und 64 ab.

Ist die Spannung ν_χ größer als V_R/ dann leitet der Transistor stärker als der Transistor 52. Die Spannung am Punkt 70 ist pesitiver als die Spannung am Punkt 70. Die Kreuzkopplung zwischen den Zweigen der Vergleichsschaltung sucht diese Differenz zu vergrößern. In diesem Fall setzt die Spannung am Punkt 72 die Impedanz der Hauptstromstrecke des den Transistor 64 zugeordneten Stromspiegeltransistors 54 herab. Daher wird die Spannung am Punkt 70 weiter verringert, bis sie sich dem Wert der Spannung am Punkt 26 nähert.

Zusammenfassend läßt sich sagen, daß die Spannung am Punkt 70 positiver als die Spannung am Punkt 72 ist, wenn die Spannung ν_χ kleiner als V_R ist. Die positive Rückkopplung zwischen den Zweigen der Vergleichsschaltung sucht diese Spannungsdifferenz durch weiteres Absenken der Spannung am Punkt 72 zu vergrößern. Ist ν_χ größer als V_R, dann ist die Spannung am Punkt 72 positiver als die Spannung am Punkt 70 und die positive Rückkopplung sucht diese Spannungsdifferenz durch weitere Verringerung der Spannung am Punkt 70 zu vergrößern.

Erreicht die Spannung ν_χ den Wert V_R, dann nähern sich die Spannungen an den Punkten 70 und 72 einander. Wegen der Kreuzkopplung sind die Spannungen an diesen Punkten jedoch nur für ein/sehr kleinen Bereich von Eingangsspannungswerten gleich.

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Die Kreuzkopplung innerhalb der Vergleichsschaltung 50 bringt auf diese Weise eine Reihe von Vorteilen. Die Spannungsdifferenz zwischen den Ausgangspunkten wird vergrößert, so daß man leichter einen Ausgangsspannungsbereich erhält, welcher an die volle Digitalamplitude herankommt, wenn die Ausgangspunkte der Vergleichsschaltung an die Ausgangsschaltung angeschlossen sind, wie dies nachfolgend noch beschrieben wird. Dies bedeutet eine Vergrößerung der Verstärkung dieser Vergleichsschaltung. Ein zweiter Vorteil der Kreuzkopplung liegt in der Vergrößerung der Umschaltgeschwindigkeit der Vergleichsschaltung. Ein zusätzlicher Vorteil der Kreuzkopplung liegt noch in einer Verringerung der Offsetspannung zwischen ν_χ und V_R zum Zeitpunkt des Umschaltens.

Die Ausgangsspannung der Vergleichsschaltung wird einen Gegentakt-Eintakt-Konverter 80 zugeführt, der das zwischen den Punkten 70 und 72 auftretende Differenzsignal in ein einfaches Signal gegenüber Masse am Punkt 97 umwandelt. Im hier beschriebenen Beispiel haben die Konvertertransistoren 84 und 92 und die Transistoren 56 und 64 der Vergleichsschaltung dieselben Abmessungen. Die Transistoren 56 und 84 bilden einen Stromspiegelverstärker, während die Transistoren 64 und 92 einen zusätzlichen Stromspiegel bilden. Ferner bilden die Transistoren 82 und 90 einen dritten Stromspiegelverstärker. Der in den Punkt 70 der Vergleichsschaltung fliessende Strom wird durch den Transistor 84 in einen durch die Transistoren 82 und 84 fliessenden Konverterstrom gespiegelt. Dieser Strom wird wiederum durch den Transistor 90 in einen zum Konverterausgangsanschluß 97 fließenden Strom gespiegelt. Gleichzeitig wird der in den Punkt 72 der Vergleichsschaltung fließende Strom durch den Transistor 92 in einen zusätzlichen am Schaltungspunkt 97 fliessenden Strom gespiegelt. Wenn der den Transistor 52 der Vergleichsschaltung durchfließende Strom größer als der den Transistor 60 durchfließende Strom ist, dann ist der den Konverter-

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tränsistor 84 durchfließende Strom größer als der den Transistor 92 durchfließende Strom. Als Folge davon leiten die Transistoren 82 und 90 stark, und wegen des starken Leitens des Transistors 9O erreicht die Spannung am Punkt 97 den Wert der am Punkt 86 liegenden Spannung (V_DD).

Ist der durch den Vergleichsschaltungstransistor 60 fließende Strom größer als der durch den Transistor 52 fließende Strom, dann leitet der Transistor 92 stärker als die Transistoren 84, 82 und 90. Wegen des starken Leitens des Transistors 92 erreicht die Spannung am Punkt 97 die am Punkt 88 herrschende Spannung (V₀₀). Wegen der Kreuzkopplung innerhalb der Vergleichsschaltung neigt der Transistor 90 des Konverters 80 zum vilen Einschalten, während der Transistor 92 voll gesperrt ist und umgekehrt. Daher wird im Ausgang des Konverters im Ruhezustand keine Leistung verbraucht. Der Inverter 96 ist zwar für den Betrieb der Vergleichsschaltung 80 nicht unbedngt notwendig, jedoch empfiehlt sich seine Verwendung. Die Umschaltgeschwindigkeit der Spannung am Punkt 97 hängt teilweise von den an diesem Punkt herrschenden Kapazitätsverhältnissen ab. Man sucht die Wirkung von an den Ausgangsanschluß 98 angeschlossenen Lastelementen durch eine Isolierung des Punktes 97 minimal zu halten, beispielsweise durch eine Trennschaltung wie der Inverter 96.

Es seien nun weitere Eigenschaften der Schaltung betrachtet. In der bisherigen Diskussion wurde gesagt, daß der Ausgangsstrom des Stromspiegels 10 vom Spannungsabfall am Transistor 18 abhängt. Dieser Spannungsabfall wird durch die Spannung V_R am Gate des Transistors 20 bestimmt. Der Vorspannungsstrom für die Vergleichsschaltung muß hinsichtlich zweier wesentlicher Erfordernisse bestimmt werden. Ist er zu klein, dann kann die Verstärkung und Bandbreite der Vergleichsschaltung verringert werden, so daß die Umschaltgeschwindigkeit ebenfalls geringer wird. Ist er für eine bestimmte Bezugsspannung zu groß ,dann

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kann nicht der gesamte VorspannungsstroHt durch den Transistor 60 fließen, wenn die Spannung ν_χ größer als V_R ist.

Der überschüssige Strom fließt durch die den Transistor 52 enthaltende Strecke und kann Fehler hinsichtlich des Schaltpunktes der Vergleichsschaltung verursachen. Die Ausgangsspannung der Vergleichsschaltung soll möglichst ihren Zustand beim kleinstmöglichen Unterschied zwischen den Spannungen ν_χ und V„ ändern. Bei einer richtig vorgespannten Vergleichsschaltung liegt dieser als Offsetspannung bezeichnete Unterschied in der Größenordnung von 50 mV. Ist der Vorsprung zu groß, dann vergrößert sich auch dieser Spannungsunterschied. Zusätzlich kann ein zu großer Vorstrom Hysteresefehler im Schaltverhalten der Vergleichsschaltung bewirken.

In einem bekannten Falle wird die Vergleichsschaltung mit einem Stromwert vorgespannt, der im Hinblick auf eine bestimmte Vorspannung V_R bemessen ist. Will man diese Vorspannung ändern, wobei sich auch die Eingangsspannung ν_χ ändert, die zum Umschalten der Vergleichsschaltung notwendig ist, dann eignet sich dieser Vorsprung aus den oben erwähnten Gründen nicht mehr. Bei der hier beschriebenen Schaltung nach der Erfindung wird jedoch der Vorsprung automatisch kompensiert, wenn die Spannung V_n geändert wird.

Wird die Spannung V_ beispielsweise vergrößert, indem das Spannungsteilerverhältnis zwischen den Widerständen 42 und verändert wird, dann wird der Transistor 60 näher an sein Sperrgebiet vorgespannt und kann daher nur weniger Strom leiten. In diesem Falle ist es erwünscht, den Ausgangsstrom des Stromspiegelverstärkers 10 herabzusetzen._v Ein Ansteigen der Spannung V_R läßt den Spannungsabfall am Widerstand 18 absinken. Dadurch wird wiederum die Gatespannung am Transistor 24 und damit auch der Ausgangsstrom des Stromspiegelverstärkers 10

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verringert, so daß sich die gewünschte Verringerung des Vorstromes ergibt.

Entsprechend soll bei einer Verringerung der Spannung V_R der Vorstrom vergrößert werden/ da der Transistor 60 diesen zusätzlichen Strom leiten kann. Die verringerte Spannung V_R erhöht den Spannungsabfall am Transistor 18 und damit die Gatespannung des Transistors 24 und damit auch den Ausgangsstrom des Stromspiegelverstärkers um den gewünschten Betrag. Als Ergebnis bleibt die Vergleichsschaltung 50 auf dem gewünschten Pegel vorgespannt.

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Claims

Patentansprüche

1.) Vergleichsspannung mit einer einen Ausgangsanschluß aufweisenden Stromquelle, einem ersten und einem zweiten Halbleiterbauelement, die je mit einem Ende ihrer Stromleitungsstrecke mit dem AusgangsanschIuß verbunden sind, mit einer Schaltung zur Zuführung eines Bezugssignals an die Steuerelektrode des ersten Halbleiterbauelementes und mit einer Schaltung zur Zuführung eines mit dem Bezugssignal zu vergleichenden Eingangssignals an die Steuerelektrode des zweiten Halbleiterbauelementes, dadurch gekennzeichnet, daß an die Stromquelle (24) eine auf das Bezugssignal (V_R) ansprechende zusätzliche Schaltung (20) zur Steuerung der Größe des von der Stromquelle gelieferten Stromes in Abhängigkeit von der Größe des Bezugssignals angeschlossen ist.

2.) Vergleichsschaltung nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet , daß die Stromquelle die Ausgangsschaltung (24) eines an sich bekannten Stromspiegelverstärkers (24,18) ist und daß die zusätzliche Schaltung ein in den Eingangskreis des Stromspiegelverstärkers eingeschaltetes veränderbares Impedanzelement (20) ist, dessen Impedanz durch das Bezugssignal (Vp) bestimmt wird.

3.) Vergleichsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß das veränderbare Impedanzelernent ein drittes Halbleiterbauelement (20) ist, dessen Stromleitungsstrecke den Eingangsstrom des Stromspiegelverstärkers (24,18) führt und dessen Steuerelektrode eine durch das Bezugssignal (V_R) bestimmte Spannung zugeführt wird.

4.) Vergleichsschaltung nach Anspruch l, dadurch gekennzeichnet , daß die Stromquelle einen ersten Transistor (24) enthält, dessen Stromleitungsstrecke zwischen

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den Ausgangsanschluß (14) und einen ersten Betriebsspannungsanschluß (16) geschaltet ist, und daß die zusätzliche Schaltung einen zweiten und einen dritten Transistor (2O_fl8) enthält, deren Stromleitungsstrecken in dieser Reihenfolge zwischen einen zweiten Betriebsspannungsanschluß (26) und dem ersten Betriebsspannungsanschluß (16) geschaltet sind, daß die Steuerelektrode des dritten Transistors (18) mit der Steuerelektrode des ersten Transistors (24) und einem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten und dritten Transistor verbunden ist, und daß der Steuerelektrode des zweiten Transistors (20) das Bezugssignal (V_R) zugeführt wird.

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