DE2514462C3 - Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines Spannungspegels - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines SpannungspegelsInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines in einem ersten Potentialbereich
liegenden Eingangssignals in ein in einem davon verschiedenen zweiten Potentialbereich liegendes Ausgangssignal.
Dabei handelt es sich hierbei um eine Schaltungsanordnung, die als Schnittstellenschaltung
Spannungsamplituden logischer Werte eines Systems in unterschiedliche Spannungsamplituden eines anderen
Systems umwandelt.
Eine derartige Schaltung ist beispielsweise aus der US-PS 37 08 689 bekannt.
Solche Schaltungen werden auch als Pufferschaltungen bezeichnet. Beispielsweise werden solche Schnitt-Stellenschaltungen
zwischen emit'srgekoppelten logischen
Schaltkreisen (ECL) oder transistor-transistor-gekoppelten logischen Schaltkreisen (TTL) und Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistorschaltungen
(MOS-FET) eingesetzt. Bei derartigen Schaltungen werden entweder von einer TTL oder ECL-Schaltung kommende
Spannungspegel von 0 bis 1,5 Volt in MOS-Signale mit einer Amplitude von 0 bis etwa 8,5 Volt
umgewandelt.
Will man beispielsweise Leitungen hoher Kapazität in
Will man beispielsweise Leitungen hoher Kapazität in
so heutigen Datenverarbeitungsanlagen mit hoher Arbeitsgeschwindigkeit
ansteuern, dann sind bei großen Signalamplituden beträchtliche Leistungen erforderlich.
Die Verlustleistung ist dabei eine Funktion der Kapazität, der Spannungsamplitude und der Frequenz
(Leistung = C- V2 ■ f). Es ist in der heutigen Technik
ganz allgemein anerkannt, daß die Übertragung eines Signals großer Amplitude in einer Maschine
über beträchtliche Entfernungen nicht zugelassen werden kann. Man hat sich daher dafür entschieden,
Signale mit niedriger Spannungsamplitude zu übertragen, wie sie beispielsweise in bipolaren logischen
Schaltkreisen T3L, ECL, usw.) benutzt werden. Dafür sind jedoch schnell arbeitende Empfangsschaltungen
niedriger Leistung erforderlich.
Es gibt jedoch zahlreiche Anwendungsgebiete, bei denen eine Schnittstellenschaltung zwischen Schaltungen
mit niedrigem Spannungspegel und Schaltungen mit hohem Spannungspegel erforderlich ist. Beispielsweise
arbeiten die neuesten elektronischen Uhren in der Anzeige mit Flüssigkrista'tlen, die bei einer Batteriespannung
von 1,5 bis 3 Volt zum Ansteuern ein Potential von etwa 15 Volt benötigen,
Aufgabe der Erfindung ist es also, eine verbesserte Schnittstellenschaltung mit gegenüber dem Stand der
Technik höherer Schaltgeschwindigkeit zur Umwandlung von Spannungsamplituden logischer Signale zu
schaffen, wie sie typischerweise bei ECL oder "PL-Schaltungcn auftreten, in solche, wie sie bei
Metalloxidsilicium-Feldeffekttransistoren (MOS-FETs) auftreten. Die neue Schnittstellenschaltung soll neben
einer höheren Schaltgeschwindigkeit auch noch im Vergleich mit bisher bekannten Schnittstellenschaltungen
niedrigere Verlustleistung aufweisen.
Diese der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird in einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten
Art dadurch erreicht, daß als Eingangsstufe ein als Emitterfolger geschalteter bipolarer Transistor vorgesehen
ist, an dessen Basiselektrode das Eingangssignal zuführbar ist, daß eine aus komplementären Feldeffekttransistoren
bestehende Ausgangsstufe an einem ersten Bezugspotential zur Erzeugung eines Ausg^ngssignals
angeschlossen ist, wobei die Gate-Elektroden der komplementären Feldeffekttransistoren mit der Kollektorelektrode
des bipolaren Transistors verbunden sind, daß ferner zwischen der Kollektorelektrode des
bipolaren Transistors und dem ersten Bezugspotential ein Widerstandselement eingeschaltet ist und daß
schließlich eine an einem zweiten Bezugspotential angeschlossene umsteuerbare Stromsenke sowohl mit
der Emitterelektrode des bipolaren Transistors als auch der Iriverterstufe in Reihe geschaltet ist, wodurch die
Ausgangsklemme bei leitendem bipolaren Transistor auf dem zweiten Bezugspotential gehalten ist, während
der bipolare Transistor im leitenden Zustand als Emitterfolger arbeitet.
Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen
näher beschrieben. In den Zeichnungen zeigt
F i g. 1 ein Prinzipschaltbild der Schnittstellenschaltung
gemäß der Erfindung,
F i g. 2 ein Impulsdiagramm zur Darstellung der an den verschiedenen Knotenpunkten der in F i g. 1
gezeigten Schaltung auftretenden Signale und F i g:. 3 eine weitere Ausführungsform der Erfindung.
Fig. 1 zeigt die neue Schnittstellenschaltung mit einem bipolaren NPN-Transistor Tl, an dessen Basis
die Eiingangskiemme A angeschlossen ist. Das am Knotenpunkt A liegende Eingangssignal schwankt
zwischen einem ersten Bezugspotential, in diesem Fall Erdpotential und einer zweiten Spannung Vl. Kl ist
dabei «ine im Vergleich mit den noch zu beschreibenden Spannungen relativ niedrige Spannung. Das Eingangssignal
liegt außerdem an der Gate-Elektrode eines P-Kanal-Feldeffekttransistors P2. Die Drain-Elektrode
des Transistors P2 ist am Knotenpunkt B mit dem Kollektor des Transistors Tl verbunden. P2 wirkt als
aktive Last für Ti. Die Source-Elektrcde des Transistors P2 ist an der Klemme D mit einem zweiten
Bezugspotential V3 verbunden. In F i g. 1 ist das Potential V3 eine relativ hohe Signalspannung, wie sie
als Auügangssignal von Feldeffekttransistoren üblicherweise auftritt und liegt bei etwa 0,8 Volt.
Der Ausgangsknotenpunkt B des bipolaren Transistors Tl ist mit den Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren
Pi und /V 2 verbunden. Diese Transistoren sind in einer üblichen ';, jmolementären FET-Inverterstufe
miteinander verbunden, wobei eine Ausgangsklemme Can den miteinander verbundenen Drain-Elektroden
angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Ti ist am Knotenpunkt Edes Feldeffekttransistors Nl
angeschlossen, der außerdem mit der Feldeffekttransistor-Inverterstufe
in Reihe geschaltet ist.
Wie noch genauer zu beschreiben sein wird, führt der
Transistor N i nicht nur den Emitterstrom des bipolaren Transistors 7*1, wenn dieser leitet, sondern verbindet
auch den Ausgangsknotenpunkt Cmit Masse, wenn Ti
gesperrt ist. N1 ist daher eine umsteuerbare Stromsenke,
wobei der über diesen Transistor nach Erde abgeleitete Strom von dem an seiner Gate-Elektrode
liegenden Potential abhängt.
Um das Ansprechverhalten der Schaltung weiter zu verbessern, sind die Transistoren Ni und N 2 so
ausgelegt, daß das Verhältnis der Breite zur Länge des Kanals entsprechend hoch ist, wodurch sich ihre
Steilheit, d. h. ihr Übergangsleitwort erhöht.
Arbeitsweise der Sch»Uung
Die Arbeitsweise der Schnittstellenschaltung läßt sich
am besten anhand des Spannungsdiagramms oder Impulsdiagramms der Fig. 2 in Verbindung mit Fig. 1
erläutern. Damit die Erfindung klar verständlicn wird, sind iv dem Diagramm die typischen Spannungen an
den verschiedenen Knotenpunkten gezeigt. Selbstverständlich ist die vorliegende Erfindung keinesfalls auf
die hier verwendeten Spannungswerte beschränkt.
Wenn das am Knotenpunkt A liegende Potential zum
Zeitpunkt /0 auf Erdpotential (0 Volt) liegt, dann ist der
bipolare Transistor 7*1 gesperrt und der Feldeffekttransistor P2 ist leitend. Mit leitendem Transistor P2 und
gesperrtem bipolaren Transistor Ti ist das am Knotenpunkt B liegende Potential im wesentlichen
gleich dem am Knotenpunkt D liegenden Potential, d. h. gleich V3. In dem Diagramm ist V3 gleich 0,8 Volt.
Dieses Potential reicht aus, die Transistoren N 2 und N i leitend zu machen, während der P-Kanal-Transistor Pl
gesperrt gehalten wird. Damit liegt aber die Ausgangsklemme Cüber den durch die Transistoren Λ/2 und N1
nt.zh Masse (0 Volt) gebildeten Stromkreis mit niedrigem
Widerstand auf Erdpotential.
Wenn das am Knotenpunkt A liegende Signal zum Zeitpunkt fi auf Vi (1,5 Volt) ansteigt, wird der bipolare
Transistor 7"1 eingeschaltet, da diese Spannung die Basis des Transistors Tl so weit vorspannt, daß ein
Strom vom Kollektor nach dem Emitter von Tl fließen kann. Der P-Kanal-Transistor P2 bleibt leitend, da das
Potential Vi nicht hoch genug ist, um P2 zu sperren.
Damit wird aber ein Stromkreis vom Knotenpunkt D über die Transistoren P2 und Tl nach dem
Knotenpunkt E aufgebaut. Das Potential am Knotenpunkt E steigt damit von Erdpotential auf V1 — Vbe
(der Spannungsabfall zwischen Basis und Emitter von Tl)an. Vi - V0C= 0,8VoIt.
Dieses Potential steigt, wie in dem Diagramm zu sehen, sehr schnell an. Daher ist die Spannung am
Knotenpunkt £ zeitweise höher als das Erdpotential am Ausgangsknotenpjnkt C. Da das am Knotenpunkt B
liegende Potential immer noch hoch ist, fließt ein Strom vom Knotenpunkt £zum Knotenpunkt C. Dara-is ergibt
sich eine kleine, aber bedeutungsvolle Verbesserung in der Geschwindigkeit, mit der der Knotenpunkt C vom
Erdpotential auf das Potential V3 gebracht wird. Wenn das am Knotenpunkt B herrschende Potential etwa
7 Volt erreicht hat, dann wird der Transistor Λ/2 wegen
der Verrineerunß der zwischen seiner Gate- nnH
Source-Elektrode liegenden Spannung und seiner
SchweilwiTtspannung rasch gesperrt.
Zum gleichen Zeitpunkt versucht die am Knotenpunkt E liegende Spannung zusammen mit der am
Knotenpunkt B liegenden Spannung für die Gate-Elektrode den Transistor Ni leitend zu halten. Für diesen
Zeitpunkt arbeitet der bipolare Transistor 7"I als Emitterfolger, und das am Knotenpunkt B liegende
Potential fallt rasch von 8 Volt auf 3 Volt ab. Das nunmehr am Knotenpunkt B liegende verringerte
Potential begrenzt den durch den N-Kanal-Transistor /Vl gezogenen Strom. Der Transistor PI schaltet voll
ein. und bringt das an der Klemme C auftretende Ausgangssignal voll auf + V3.8.0 Volt.
Während der nächsten Phase, in der das Potential an
der Klemme Λ von +Vl auf Erdpotential abfällt, wird
der Transistor 7Ί gesperrt. Der Feldeffekttransistor Pl
bleibt jedoch bei einem erhöhten Strom leitend. Der vom Knotenpunkt Düber den Transistor P2 nach dem
Knotenpunkt B angenähert auf das an der Klemme D herrschende Potential + V3auf. Dieses Potential reicht
aus. um Pi zu sperren und die N-Kanal-Transistoren
Nl und Λ/2 einzuschalten. Dadurch geht aber das an
der Klemme C liegende Potential sehr rasch auf Erdpotential über.
Aus der eben gegebenen Beschreibung erkennt man. daß der N-Kanal-Transistor NX als umschaltbare
Stromsenke arbeilet, wobei der durch den Transistor N i nach Erdpotential fließende Strom von der an
seiner Gate-Elektrode liegenden Spannung abhängt.
Wenn TI gesperrt ist, halten A/ 1 up.d *V2 *"cmcins2rn
die Ausgangsklemme C auf Erdpotential. Wenn Ti eingeschaltet wird, dann stellt NI einen nach Erde
führenden Stromkreis mit niedrigem Widerstand dar. Daraus ergibt sich eine Art positive Rückkopplungswirkung,
so daß das Potential am Knotenpunkt Ekurzzeitig auf ein höheres Potential angehoben wird, als der
Knotenpunkt C. Wie bereits erwähnt, ergibt sich dadurch eine wesentliche Verbesserung in der Anstiegszeit
des bei C auftretenden Impulses. Ferner wird das Potential am Knotenpunkt B von etwa 8 Volt auf 3 Volt
abgesenkt. Diese Kombination von gleichzeitiger Änderung der Schwellwertspannung und der zwischen
Gate- und Source-Elektrode von Λ/2 liegenden
Spannung sperrt /V 2 rasch, so daß die am Knotenpunkt Cliegende Spannung rasch auf 8 Volt ansteigt.
Fig. 3 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der statt der einzigen in Fig. 1 an
Klemme D angeschlossenen Potentialquelle nunmehr zwei an den Klemmen G und H angeschlossene
Potentialquellen benutzt werden. Der einzige Unterschied zwischen den in Fi g. I und Fig. 3 dargestellten
Schaltungen besteht darin, daß das eine für die Source-Elektroden der Transistoren /'2 und Pi zur
> Verfügung stehende Potential V3 durch zwei mit den Source-Elektroden der Transistoren Pl bzw. Pl
verbundene gesonderte Potentialquellen V 3 und V5
ersetzt ist. Die Anschlüsse werden dabei an den Knotenpunkten 10 und 20 vorgenommen.
Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung bietet den Vorteil, daß die in der Schaltung verbrauchte Leistung dann verringert ist. wenn das Eingangspotential bei V I liegt. Da der Stromkreis zwischen P2. Transistor Tl und Transistor /V 1 der einzige zwischen den beiden Bezugspotentialen bestehende Stromkreis ist. wird in diesem Stromkreis praktisch der größte Anteil an Leistung verbraucht. Wenn daher für die Schaltung eine niedrige Potentialquelle zur Verfügung steht, dann kann die Verlustleistung dadurch herabgesetzt werden, daß ι man an cinr Source-Elektrode von P2 ein "erin^eres Bezugspotential V5 anlegt, während man das gewünschte ausgangsseitige Bezugspotential + V3 als Potentialquelle für den Transistor Pi beibehält. Es sei beispielsweise angenommen, daß die Schwellwertspannung von P2 kleiner als 3 Volt ist, dann kann das Potential V5 etwa 4.0 Volt betragen, während das Potential V3 bei 0,8 Volt liegt. Das niedrigere Potential V5 reich; aus, um eine zufriedenstellende Arbeitsweise der Schalung sicherzustellen, während gleichzeitig die in dem zuvor erwähnten Stromkreis eintretenden Leistungsverluste herabgesetzt werden. Dies wird mit einer leichten Erhöhung der in dem Stromkreis Pi, N2 und N 1 erforderlichen Gleichstrornieistung erkauft.
Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung bietet den Vorteil, daß die in der Schaltung verbrauchte Leistung dann verringert ist. wenn das Eingangspotential bei V I liegt. Da der Stromkreis zwischen P2. Transistor Tl und Transistor /V 1 der einzige zwischen den beiden Bezugspotentialen bestehende Stromkreis ist. wird in diesem Stromkreis praktisch der größte Anteil an Leistung verbraucht. Wenn daher für die Schaltung eine niedrige Potentialquelle zur Verfügung steht, dann kann die Verlustleistung dadurch herabgesetzt werden, daß ι man an cinr Source-Elektrode von P2 ein "erin^eres Bezugspotential V5 anlegt, während man das gewünschte ausgangsseitige Bezugspotential + V3 als Potentialquelle für den Transistor Pi beibehält. Es sei beispielsweise angenommen, daß die Schwellwertspannung von P2 kleiner als 3 Volt ist, dann kann das Potential V5 etwa 4.0 Volt betragen, während das Potential V3 bei 0,8 Volt liegt. Das niedrigere Potential V5 reich; aus, um eine zufriedenstellende Arbeitsweise der Schalung sicherzustellen, während gleichzeitig die in dem zuvor erwähnten Stromkreis eintretenden Leistungsverluste herabgesetzt werden. Dies wird mit einer leichten Erhöhung der in dem Stromkreis Pi, N2 und N 1 erforderlichen Gleichstrornieistung erkauft.
Selbstverständlich sind ohne Abweichen vom Wesen und vom Anwendungsbereich der Erfindung auch
gewisse Änderungen möglich. In der hier beschriebenen Ausführungsform wurde beispielsweise ein bipolarer
NPN-Transistor benutzt. Selbstverständlich ist die Erfindung ebenso auf bipolare PNP-Transistoren
anwendbar, wenn entsprechend Änderungen bei den Feldeffekttransistoren und bei der Polarität der
Bezugspotentiale vorgenommen werden. Ferner wurde der am Kollektor des bipolaren Transistors angeschlossene
Widerstand als Feldeffekttransistor dargestellt. Andere Widerstandselemente können selbstverständlich
ebenfalls benutzt werden. Wie bereits erwähnt, ist es erwünscht, daß beide Transistoren NX und N2 ein
relativ großes Verhältnis von Breite zu Länge der Gate-Elektrode aufweisen, um die Steilheit der Transistoren
zu erhöhen.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines in einem ersten Potentialbereich liegenden Eingangssignals in ein in einem davon verschiedenen zweiten
Potentialbereich liegendes Auigangssignal, d a durch
gekennzeichnet,
daß als Eingangsstufe ein als Emitterfolger geschalteter bipolarer Transistor (Tl) vorgesehen ist, an
dessen Basiselektrode das Eingangssignal zuführbar ist,
daß eine aus komplementären Feldeffekttransistoren (Pi, Ni) bestehende Ausgangsstufe an einem
ersten Bezugspotential (+ V3) zur Erzeugung eines Ausgangssignals angeschlossen ist, wobei die Gate-Elektroden
der komplementären Feldeffekttransistoren mit der Kollektorelektrode des bipolaren
Transistors verbunden sind,
daß ferner zwischen der Kollektorelektrode des bipolaren Transistors (Ti) und dem ersten Eezugspotentiai
(V3) ein Widerstandselement (P2) eingeschaltet ist und
daß schließlich eine an einem zweiten Bezugspotential angeschlossene umsteuerbare Stromsenke (Ni)
sowohl mit der Emitterelektrode des bipolaren Transistors als auch der Inverterstufe in Reihe
geschaltet ist, wodurch die Ausgangsklemme bei leitendem bipolaren Transistor auf dem zweiten
Bezugspotential gehalten ist, während der bipolare Transistor im leitenden Zustand als Emitterfolger
arbeitet.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Stromsenke ein dritter, mit
der Inverterstufe in Keine geschalteter Feldeffekttransistor (Ni) dient.
3. Schaltungsanordnung naci. Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steilheit des dritten
Feldeffekttransistors (Ni) und des einen Feldeffekttransistors
(N2) gleicher Polarität des komplementären Paares größer ist als die Steilheit des anderen
Feldeffekttransistors (Pi) des komplementären Paares.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Widerstandselement (Pl)
ein aktives Bauelement dient.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als aktives Bauelement ein
vierter Feldeffekttransistor (P2) dient, dessen
Gate-Elektrode mit der Basis des bipolaren Transistors (Tl) verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Feldeffekttransistor
(P2), ein bipolarer Transistor (Ti) und ein zweiter
Feldeffekttransistor (Ni) von zum ersten Feldeffekttransistor
entgegengesetzter Polarität zwischen dem ersten und dem zweiten Bezugspotential in
Reihe geschaltet sind, wobei das Eingangssignal der Basis des bipolaren Transistors (Ti) und der
Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Pl) zugeführt wird, daß zur Erzeugung des
Ausgangssignals eine aus komplementären Feldeffekttransistoren (Pl, Nl) ausgebaute Inverterstufe
zwischen dem ersten und dem zweiten Bezugspotential in Reihe geschallet ist. und daß die Gate-Elektroden
der komplementären Feldeffekttransistoren (P I, N2) und des zweiten Feldeffekttransistors (N 1)
mit der Kollektorelektrode des bipolaren Transistors (N I) verbunden sind.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß drei Bezugspotentiale (KJ, V5,
Erde) vorgesehen sind, wobei das erste Bezugspotential größer ist als das dritte Bezugspotential, daß
die aus komplementären Feldeffekttransistoren (Pi, N2) bestehende Inverterstufe zur Erzeugung des
Ausgangssignals mit dem dritten Bezugspotential (-f-K3) verbunden ist, wobei die Gate-Elektroden
der komplementären Feldeffekttransistoren mit dem Kollektor des bipolaren Transistors (Tl)
verbunden sind, an dessen Basiselektrode das Eingangssignal liegt, daß das Widerstandselement
(P 2) zwischen der Kollektorelektrode des bipolaren Transistors (Ti) und dem dritten Bezugspotential
[+VS) eingeschaltet ist und daß die Stromsenke (Ni) zwischen dem zweiten Bezugspotential (Erde)
einerseits und der Inverterstufe sowie der Emitterelektrode des bipolaren Transistors (Tl) eingeschaltet
ist und bei gesperrtem, bipolaren Transistor das Ausgangssignal auf dem zweiten Bezugspotential
hält, während der bipolare Transistor im leitendem Zustand als Emitterfolger arbeitet.
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Family
ID=23852233
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DE2514462A Expired DE2514462C3 (de) | 1974-05-03 | 1975-04-03 | Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines Spannungspegels |
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CA (1) | CA1047602A (de) |
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FR (1) | FR2269825B1 (de) |
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