DE2514462A1

DE2514462A1 - Schaltungsanordnung zur umwandlung eines spannungspegels

Info

Publication number: DE2514462A1
Application number: DE19752514462
Authority: DE
Inventors: Wayne R Kraft; Robert P Lowden
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1974-05-03
Filing date: 1975-04-03
Publication date: 1975-11-13
Also published as: CA1047602A; US3900746A; JPS546458B2; FR2269825B1; GB1491059A; FR2269825A1; DE2514462B2; IT1034370B; DE2514462C3; JPS50142132A

Description

Aktenzeichen der Anmelderin:

FI 973 101

Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines Spannungspegels

Die Erfindung betrifft ganz allgemein eine Schaltungsanordnung für die Umwandlung oder Verschiebung eines Spannungspegels. Insbesondere handelt es sich hierbei um eine Schaltungsanordnung, die als Schnittstellenschaltung Spannungsamplituden logischer Werte eines Systems in unterschiedliche Spannungsamplituden eines anderen Systems umwandelt.

In der heutigen Technik der integrierten Halbleiterschaltungen benötigt man in vielen elektronischen Systemen und Schaltungen eine Schnittstellenschaltung zur Verschiebung von Spannungspegeln, die bei einer Art logischen Schaltungen anfallen, in davon unterschiedliche Amplitudenpegel zum Ansteuern anderer Arten von logischen Schaltungen. Solche Schaltungen werden auch als Pufferschaltungen bezeichnet. Beispielsweise werden solche Schnittstellenschaltungen zwischen emittergekoppelten logischen Schaltkreisen (ECL) oder transistor-transistor-gekoppelten logischen Schaltkreisen (TTL) und Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistorschaltungen (MOS-FET) eingesetzt. Bei derartigen Schaltungen werden entweder von einer TTL oder ECL-Schaltung kommende Spannungspegel von 0 bis 1,5 Volt in MOS-Signale mit einer Amplitude von 0 bis etwa 8,5 Volt umgewandelt.

509846/0696

- 2 - 251U62

Will man beispielsweise Leitungen hoher Kapazität in heutigen Datenverarbeitungsanlagen mit hoher Arbeitsgeschwindigkeit ansteuern, dann sind bei großen Signalamplituden beträchliche Leistungen erforderlich. Die Verlustleistung ist dabei eine Funktion der Kapazität, der Spannungsamplitude und der Frequenz

(Leistung = CV . f) · Es ist in der heutigen Technik ganz allgemein anerkannt, daß die Übertragung eines Signals großer Amplitude in einer Maschine über beträchtliche Entfernungen nicht zugelassen werden kann. Man hat sich daher dafür entschieden, Signale mit niedriger Spannungsamplitude zu übertragen, wie sie

2 beispielsweise in bipolaren logischen Schaltkreisen (T L, ECL, usw.) benutzt werden. Dafür sind jedoch schnell arbeitende Empfangsschaltungen niedriger Leistung erforderlich.

Es gibt jedoch zahlreiche Anwendungsgebiete_f bei denen eine Schnittstellenschaltung zwischen Schaltungen mit niedrigem Spannungspegel und Schaltungen mit hohem Spannungspegel erforderlich ist. Beispielsweise arbeiten die neuesten elektronischen Uhren in der Anzeige mit Flüssigkristallen, die bei einer Batteriespannung von 1,5 bis 3 Volt zum Ansteuern ein Potential von etwa 15 Volt benötigen.

Aufgabe der Erfindung ist es also, eine verbesserte Trennstellenschaltung oder Schnittstellenschaltung zur Umwandlung von Spannungsamplituden logischer Signale eines Systems in die unterschiedlichen, von einem anderen System geforderten Spannungsamplituden zu schaffen. Insbesondere soll dabei eine verbesserte Schnittstellenschaltung zwischen den typischerweise bei ECL oder

2
T L-Schaltungen auftretenden Spannungen und den bei Metalloxidsilicium-Feldeffekttransistoren (MOS-FETs) auftretenden Spannungen geschaffen werden. Dabei soll die neue Schnittstellenschaltung eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit und niedrige Verlustleistung im Vergleich mit bisher bekannten Schnittstellenschaltungen aufweisen.

Diese der Erfindung zugrundeliegend® Aufgabe uad die dabei er-^{FI 973 101} 509846/0836

-3- 251U62

zielbaren Vorteile werden in einer Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines Amplitudenpegels in einen anderen Amplitudenpegel in einer Schaltung verwirklicht, die im Eingangskreis einen als Emitterfolger geschalteten bipolaren Transistor und im Ausgangskreis einen als Inverter geschalteten Feldeffekttransistor aufweist, der eingangsseitig am Kollektor des bipolaren Transistors angeschlossen ist. Ein dritter Feldeffekttransistor ist in Reihe mit der Inverterstufe geschaltet und am Emitter des bipolaren Transistors angeschlossen und arbeitet als umschaltbare Stromsenke, In der Schaltung sind noch Impedanzen, vorzugsweise in Form eines Feldeffekttransistors vorgesehen, der als aktive Last geschaltet ist und zwischen dem relativ hohen Bezugspotential und dem Kollektor des bipolaren Transistors eingeschaltet ist.

Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Die unter Schutz zu stellenden Merkmale der Erfindung sind in den ebenfalls beigefügten Patentansprüchen im einzelnen angegeben.

In den Zeichnungen zeigt;

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der Schnittstellenschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein Impulsdiagramm zur Darstellung der an den

verschiedenen Knotenpunkten der in Fig. 1 gezeigten Schaltung auftretenden Signale und

Fig. 3 eine weitere Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 1 zeigt die neue Schnittstellenschaltung mit einem bipolaren NPN-Transistor T1, an dessen Basis die Eingangsklemme A angeschlossen ist. Das am Knotenpunkt A liegende Eingangssignal schwankt zwischen einem ersten Bezugspotential, in diesem

^{FI 973 101} 50 98 46/ 06 96

-4- 251U62

Fall Erdpotential und einer zweiten Spannung V1. V1 ist dabei eine im Vergleich mit den noch zu beschreibenden Spannungen relativ niedrige Spannung. Das Eingangssignal liegt außerdem an der Gate-Elektrode eines P-Kanal-Feldeffekttransistors P2. Die Drain-Elektrode des Transistors P2 ist am Knotenpunkt B mit dem Kollektor des Transistors T1 verbunden. P2 wirkt als aktive Last für T1. Die Source-Elektrode des Transistors P2 ist an der Klemme D mit einem zweiten Bezugspotential V3 verbunden. In Fig. 1 ist das Potential V3 eine relativ hohe Signalspannung, wie sie als Ausgangssignal von Feldeffekttransistoren üblicherweise auftritt und liegt bei etwa 8_#0 Volt.

Der Ausgangsknotenpunkt B des bipolaren Transistors T1 ist mit den Gate-Elektroden der Feldeffektransistoren P1 und N2 verbunden. Diese Transistoren sind in einer üblichen kompelmentären FET-Inverterstufe miteinander verbunden, wobei eine Ausgangsklemme C an den miteinander verbundenen Drain-Elektroden angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors T1 ist am Knotenpunkt E des Feldeffekttransistors N1 angeschlossen, der außerdem mit der Feldeffekttransistor-Inverterstufe in Reihe geschaltet ist.

Wie noch genauer zu beschreiben sein wird, führt der Transistor Nl nicht nur den Emitterstrom des bipolaren Transistors T1, wenn dieser leitet, sondern verbindet auch den Ausgangsknotenpunkt C mit Masse, wenn T1 gesperrt ist. N1 ist daher eine umsteuerbare Stromsenke, wobei der über diesen Transistor nach Erde abgeleitete Strom von dem an seiner Gate-Elektrode liegenden Potential abhängt.

Um das Ansprechverhalten der Schaltung weiter zu verbessern, sind die Transistoren N1 und N2 so ausgelegt, daß das Verhältnis der Breite zur Länge des Kanals entsprechend hoch ist, wodurch sich ihre Steilheit, d.h. ihr Übergangsleitwort erhöht.

FI 973 101

5098A6/0696

Arbeitsweise der Schaltung

_; Die Arbeitsweise der Schnittstellenschaltung läßt sich am besten anhand des Spannungsdiagramins oder Impulsdiagramms der Fig. 2 in Verbindung mit Fig. 1 erläutern. Damit die Erfindung klar verständlich wird, sind in dem Diagramm die typischen Spannungen , an den verschiedenen Knotenpunkten gezeigt. Selbstverständlich ! ist die vorliegende Erfindung keinesfalls auf die hier verwendeten Spannungswerte beschränkt.

ι Wenn das am Knotenpunkt A liegende Potential zum Zeitpunkt t_Q auf Erdpotential (0 Volt) liegt, dann ist der bipolare Transistor T1 gesperrt und der Feldeffekttransistor P2 ist leitend, f Mit leitendem Transistor P2 und gesperrtem bipolaren Transistor T1 ist das am Knotenpunkt B liegende Potential im wesentlichen gleich dem am Knotenpunkt D liegenden Potential, d.h. gleich V3. In dem Diagramm ist V3 gleich 8,0 Volt. Dieses Potential ! reicht aus, die Transistoren N2 und N1 leitend zu machen, wäh- ! rend der P-Kanal-Transistor P1 gesperrt gehalten wird. Damit j liegt aber die Ausgangsklemme C über den durch die Transistoren

; N2 und N1 nach Masse CO Volt) gebildeten Stromkreis mit niedrigern Widerstand auf Erdpotential.

i
Wenn das am Knotenpunkt A liegende Signal zum Zeitpunkt tv auf ; V1 (1,5 Volt) ansteigt, wird der bipolare Transistor T1 eingeschaltet, da diese Spannung die Basis des Transistors T1 so weit vorspannt, daß ein Strom vom Kollektor nach dem Emitter von ι T1 fließen kann. Der P-Kanal-Transistor P2 bleibt leitend, da das Potential V1 nicht hoch genug ist, um P2 zu sperren. Damit wird aber ein Stromkreis vom Knotenpunkt D über die Transistoren P2 und T1 nach dem Knotenpunkt E aufgebaut. Das Potential am Knotenpunkt E steigt damit von Erdpotential auf V1 - V_ßE (der Spannungsabfall zwischen Basis und Emitter von T1) an. V1 - V_BE =0,8 Volt.

. Dieses Potential steigt, wie in dem Diagramm zu sehen, sehr

^{FI 973 101} 509846/ 0696

schnell an. Daher ist die Spannung am Knotenpunkt E zeitweise höher als das Erdpotential am Ausgangsknotenpunkt C. Da das am Knotenpunkt B liegende Potential immer noch hoch ist, fließt ein Strom vom Knotenpunkt E zum Knotenpunkt C, Daraus ergibt sich eine kleine, aber bedeutungsvolle Verbesserung in der Geschwindigkeit, mit der der Knotenpunkt C vom Erdpotential auf das Potential V3 gebracht wird. Wenn das am Knotenpunkt B herrschende Potential etwa 7 Volt erreicht hat, dann wird der Transistor N2 wegen der Verringerung der zwischen seiner Gate- und Source-Elektrode liegenden Spannung und seiner Schwellwertspannung rasch gesperrt.

Zum gleichen Zeitpunkt versucht die am Knotenpunkt E liegende Spannung zusammen mit der am Knotenpunkt B liegenden Spannung für die Gate-Elektrode den Transistor N1 leitend zu halten. Für diesen Zeitpunkt arbeitet der bipolare Transistor T1 als Emitterfolger, und das am Knotenpunkt B liegende Potential fällt rasch von 8 Volt auf 3 Volt ab. Das nunmehr am Knotenpunkt B liegende verringerte Potential begrenzt den durch den N-Kanal-Transistor N1 gezogenen Strom. Der Transistor P1 schaltet voll ein, und bringt das an der Klemme C auftretende Ausgangssignal voll auf +V3, 8,0 Volt.

Während der nächsten Phase, in der das Potential an der Klemme A von +V1 auf Erdpotential abfällt, wird der Transistor T1 gesperrt. Der Feldeffekttransistor P2 bleibt jedoch bei einem erhöhten Strom leitend. Der vom Knotenpunkt D über den Transistor P2 nach dem Knotenpunkt B fließende Strom lädt damit den Knotenpunkt B angenähert auf das an der Klemme D herrschende Potential, +V3 auf. Dieses Potential reicht aus, um P1 zu sperren und die N-Kanal-Transistoren N1 und N2 einzuschalten. Dadurch geht aber ! das an der Klemme liegende Potential sehr rasch auf Erdpotential über. ι

Aus der eben gegebenen Beschreibung erkennt man, daß der N-Kanal-Transistor N1 als umschaltbare Str©msenke arbeitet, wobei

509846/069$

der durch den Transistor N1 nach Erdpotential fließende Strom von der an seiner Gate-Elektrode liegenden Spannung abhängt.

Wenn T1 gesperrt ist_f halten N1 und N2 gemeinsam die Ausgangsklemme C auf Erdpotential. Wenn T1 eingeschaltet wird, dann ' stellt N1 einen nach Erde führenden Stromkreis mit niedrigem Widerstand dar« Daraus ergibt sich eine Art positive Rückkopplungswirkung , so daß das Potential am Knotenpunkt E kurzzeitig auf ein höheres Potential angehoben wird, als der Knotenpunkt C. Wie bereits erwähnt, ergibt sich dadurch eine wesentliche Verbesserung in der Anstiegszeit des bei C auftretenden Impulses. Ferner wird das Potential am Knotenpunkt B von etwa 8 Volt . auf 3 Volt abgesenkt. Diese Kombination von gleichzeitiger ; Änderung der Schwellwertspannung und der zwischen Gate- und Source-Elektrode von N2 liegenden Spannung sperrt N2 rasch_f so daß die am Knotenpunkt C liegende Spannung rasch auf 8 Volt ansteigt.

Fig. 3 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der statt der einzigen in Fig. 1 an Klemme D angeschlossenen Potentialquelle nunmehr zwei an den Klemmen G und H angeschlossene Potentialquellen benutzt werden. Der einzige Unterschied zwischen den in Fig. 1 und Fig. 3 dargestellten Schaltungen besteht darin, daß das eine für die Source-Elektroden der Transistoren P2 und P1 zur Verfügung stehende Potential V3 durch zwei mit den Source-Elektroden der Transistoren P1 bzw. P2 verbundene gesonderte Potentialquellen V3 und V5 ersetzt ist. Die Anschlüsse werden dabei an den Knotenpunkten 10 und 20 ' vorgenommen.

Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung bietet den Vorteil, daß die in der Schaltung verbrauchte Leistung dann verringert ist, wenn das Eingangspotential bei V1 liegt. Da der Stromkreis zwischen P2, Transistor T1 und Transistor N1 der einzige zwischen den beiden Bezugspotentialen bestehende Stromkreis ist, wird in diesem Stromkreis praktisch der größte Anteil an Leistung

^{FI 973 1O1} 5 0 9 8 46/ 0 6 96

-⁸- 251U62

verbraucht. Wenn daher für die Schaltung eine niedrige Potentialquelle zur Verfügung steht, dann kann die Verlustleistung dadurch herabgesetzt werden, daß man an der Source-Elektrode von P2 ein geringeres Bezugspotential V5 anlegt, während man das gewünschte ausgangsseitige Bezugspotential +V3 als Potentialquelle für den Transistor P1 beibehält. Es sei beispielsweise angenommen, daß die Schwellwertspannung von P2 kleiner als 3 Volt ist, dann kann das Potential V5 etwa 4,0 Volt betragen, während das Potential V3 bei 8,0 Volt liegt. Das niedrigere Potential V5 reicht aus, um eine zufiredenstellende Arbeitsweise der Schaltung sicherzustellen, während gleichzeitig die in dem zuvor erwähnten Stromkreis eintretenden Leistungsverluste herabgesetzt werden. Dies wird mit einer leichten Erhöhung der in dem Stromkreis P1, N2 und N1 erforderlichen Gleichstromleistung erkauft.

Selbstverständlich sind ohne Abweichen vom Wesen und vom Anwen-, dungsbereich der Erfindung auch gewisse Änderungen möglich. In der hier beschriebenen Ausführungsform wurde beispielsweise ein bipolarer NPN-Transistor benutzt. Selbstverständlich ist die Erfindung ebenso auf bipolare PNP-Transistoren anwendbar, wenn entsprechend Änderungen bei den Feldeffekttransistoren und bei der Polarität der Bezugspotentiale vorgenommen werden. Ferner wurde der am Kollektor des bipolaren Transistors angeschlossene Widerstand als Feldeffekttransistor dargestellt. Andere Widerstandselemente könnten selbstverständlich ebenfalls benutzt werden. Wie bereits erwähnt, ist es erwünscht, daß beide Transistoren N1 und N2 ein relativ großes Verhältnis von Breite zu Länge der Gate-Elektrode aufweisen, um die Steilheit der Transistoren zu erhöhen.

509846/0696

Claims

25H462 PATENTANSPRÜCHE

1.) Schaltungsanordnung zur Umwandlung eines in einem ersten Potentialbereich liegenden Eingangssignals in ein in einem davon verschiedenen zweiten Potentialbereich liegendes Ausgangssignal,

dadurch gekennzeichnet, daß als Eingangsstufe ein als Emitterfolger geschalteter bipolarer Transistor (T1) vorgesehen ist, an dessen Basiselektrode das Eingangssignal zuführbar ist,

daß eine aus komplementären Feldeffekttransistoren (P1, N2) bestehende Ausgangsstufe an einem ersten Bezugspotential (+V3) zur Erzeugung eines Ausgangssignals angeschlossen ist, wobei die Gate-Elektroden der komplementären Feldeffekttransistoren mit der Kollektorelektrode des bipolaren Transistors verbunden sind, daß ferner zwischen der Kollektorelektrode des bipolaren Transistors (T1) und dem ersten Bezugspotential (V3) ein Widerstandselement (P2) eingeschaltet ist, und daß schließlich eine an einem zweiten Bezugspotential angeschlossene umsteuerbare Stromsenke (N1) mit der Emitterelektrode des bipolaren Transistors und der Inverterstufe verbunden ist, wodurch die Ausgangsklemme bei leitendem bipolaren Transistor auf dem zweiten Bezug spotential gehalten ist, während der bipolare Transistor im leitenden Zustand als Emitterfolger arbeitet.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Stromsenke ein dritter, mit der Inverterstufe in Reihe geschalteter Feldeffekttransistor (N1) dient.

^{FI 973 101} 509846/0636

25U462

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steilheit des dritten Feldeffekttransistors (N1) und des einen Feldeffekttransistors (N2) gleicher Polarität des komplementären Paares größer ist als die Steilheit des anderen Feldeffekttransistors (P1) des komplementären Paares.

, 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Widerstandselement (P2) ein aktives Bauelement dient.

\ 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als aktives Bauelement ein vierter Feldeffekttransistor (P2) dient, dessen Gate-Elektrode mit der Basis des bipolaren Transistors (T1) verbunden ist,

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Feldeffekttransistor (P2) , ein bipolarer Transistor (T1) und ein zweiter Feldeffekttransistor (N1) von zum ersten Feldeffekttransistor entgegengesetzter Polarität zwischen dem ersten und dem zweiten Bezugspotential in Reihe geschaltet sind, wobei das Eingangssignal der Basis des bipolaren Transistors (T1) und der Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors

■ (P2) zugeführt wird,

! daß zur Erzeugung des Ausgangssignals eine aus komplementären Feldeffekttransistoren (P1, N2) augebaute Inverterstufe zwischen dem ersten und dem zweiten Bezugspotential in Reihe geschaltet ist,

und daß die Gate-Elektroden der komplementären Feldeffekttransistoren (P1, N2) und des zweiten Feldeffekttransistors (N1} mit der Kollektorelektrode des bipolaren Transistors (T1) verbunden sind.

FI 973 101

509846/0696

- 11 - 25U462

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß drei Bezugspotentiale (V3, V5, Erde) vorgesehen sind, wobei das erste Bezugspotential größer ist als das dritte Bezugspotential,

daß die aus komplementären Feldeffekttransistoren (P1, N2) bestehende Inverterstufe zur Erzeugung des Ausgangssignals mit dem dritten Bezugspotential (+V3) verbunden ist, wobei die Gate-Elektroden der komplementären Feldeffekttransistoren mit dem Kollektor des bipolaren Transistors (T1)
verbunden sind, an dessen Basiselektrode das Eingangssignal liegt,

daß das Widerstandselement (P2) zwischen der Kollektorelektrode des bipolaren Transistors (T1) und dem dritten Bezugspotential (+V5) eingeschaltet ist
und daß die Stromsenke (N1) zwischen dem zweiten Bezugspotential (Erde) einerseits und der Inverterstufe sowie
der Emitterelektrode des bipolaren Transistors (T1) eingeschaltet ist und bei gesperrtem, bipolaren Transistor
das Ausgangssignal auf dem zweiten Bezugspotential hält, während der bipolare Transistor im leitendem Zustand als Emitterfolger arbeitet.

Fi 973 101 509846/0696