DE3725339A1 - Automatische justierschaltung zum justieren der zeitkonstanten einer filterschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine automatische Justierschaltung zum Justieren der Zeitkonstanten einer Filterschaltung, insbesondere einer Filterschaltung, die Bestandteil einer integrierten Schaltung ist.

Im allgemeinen besitzen Filterschaltungen für die Festlegung der Frequenzcharakteristik einen zeitbestimmenden Schaltkreis, dessen die Zeitkonstante auf einem stabilen Wert gehalten werden muß. Ein solcher zeitbestimmender Schaltkreis besteht in der Regel aus Widerstandselementen und kapazitiven Elementen (oder äquivalenten Schaltkreisen). Wenn die Filterschaltung als integrierte Schaltung (IC) realisiert wird, muß sich die Zeitkonstante des zeitbestimmenden Schaltkreises extern einstellen lassen, da die Widerstandswerte der Widerstandselemente und die Kapazitätswerte der kapazitiven Elemente nicht genau sind. Außerdem sind die Widerstandswerte und Kapazitäten der Widerstandselemente bzw. der kapazitiven Elemente oder die genannten Schaltkreise temperaturabhängig und nicht langzeitstabil.

Anhand von Fig. 1 bis 5 seien einige bekannte Justiermöglichkeiten für typische Filterschaltungen oder zeitbestimmende Schaltkreise erläutert. Fig. 1 bis 5 zeigen fünf Beispiele von Filterschaltungen, bei denen es sich z. B. um Tiefpaßfilter handelt.

Die in Fig. 1 dargestellte Filterschaltung besitzt einen zeitbestimmenden Schaltkreis (im folgenden auch als "Zeitglied" bezeichnet), der aus einem Widerstand 10 und einem variablen Kondensator 12 besteht. Der Widerstand 10 ist zwischen einem mit einem Eingangssignal Vin beaufschlagten Eingangsanschluß 14 und einem Ausgangsanschluß 16 angeordnet, an dem ein Ausgangssignal Vout auftritt. Der variable Kondensator 12 ist zwischen dem Ausgangsanschluß 16 und einem Steueranschluß 18 angeordnet, dem ein Steuersignal für die Justierung Vc zuführbar ist. Mit dieser Anordnung des Widerstands 10 und des variablen Kondensators bildet die dargestellte Schaltung einen Tiefpaß oder einen Integrator. Die Kapazität des variablen Kondensators 12 ändert sich in Abhängigkeit von dem Steuersignal Vc an dem Steueranschluß 18.

Bei der in Fig. 2 dargestellten Filterschaltung besteht das Zeitglied aus einem (im folgenden kurz als FET bezeichneten) Feldeffekttransistor 20 und einem Kondensator 20. Der FET 20 ist zwischen einem mit einem Eingangssignal beaufschlagten Eingangsanschluß 14 und einem Ausgangsanschluß 16 angeordnet, an dem ein Ausgangssignal Vout auftritt. Der Kondensator 22 ist zwischen dem Ausgangsanschluß 16 und einem Anschluß 24 für ein Bezugspotential, z. B. Erde, angeordnet. Das Gate des FET 20 ist mit einem Steueranschluß 18 verbunden, dem ein Steuersignal Vc für die Justierung zuführbar ist. Die Impedanz des FET 20 ändert sich in Abhängigkeit von dem Steuersignal Vc an dem Steueranschluß 18.

Das Zeitglied der in Fig. 3 dargestellten Filterschaltung besteht aus einem bipolaren Transistor 26, einer variablen Stromquelle 28 und einem Kondensator 22. Die Basis und der Emitter des bipolaren Transistors 26 sind mit einem Eingangsanschluß 14 zur Zuführung eines Eingangssignals Vin bzw. mit einem Ausgangsanschluß 16 verbunden, an dem ein Ausgangssignal Vout auftritt. Der Kollektor des bipolaren Transistors 26 ist mit einem Stromversorgungsanschluß 30 verbunden, an dem eine Versorgungsspannung Vcc anliegt. Die variable Stromquelle 28 ist zwischen dem Emitter des bipolaren Transistors 26 und einem Anschluß für ein Bezugspotential, z. B. Erde, angeordnet. Die variable Stromquelle 28 ist so ausgebildet, daß ihr über einen Steueranschluß 18 ein Steuersignal Vc für die Justierung zugeführt werden kann. Dadurch ändert sich der Strom I 28 der variablen Stromquelle 28 in Abhängigkeit von dem Steuersignal Vc. Dieser veränderliche Strom I 28 wird dem bipolaren Transistor 26 zugeführt und steuert dessen äquivalenten Emitterwiderstand.

Die Übertragungscharakteristik G(LPF) der in Fig. 1 bis 3 dargestellten Filterschaltungen läßt sich folgendermaßen wiedergeben:

G(LPF) = 1/(1 + j · w · R · C), (1)

worin j die Einheit der imaginären Zahlen (j=/-1), w die Kreisfrequenz des Eingangssignals Vin, R der Widerstandswert des Widerstands 10 bzw. des Feldeffekttransistors 20 bzw. des bipolaren Transistors 26 und C die Kapazität des Kondensators 22 bedeuten. Die Übertragungskennlinie G(LPF) wird durch Amplitudenänderungen des Eingangssignals Vin beeinflußt, d. h. Amplitudenänderungen des Eingangssignals Vin beeinträchtigen direkt den variablen Kondensator 12 (Fig. 1), den Feldeffekttransistor 20 (Fig. 2) bzw. die bipolaren Transistor 26 (Fig. 3). Dadurch wird das Ausgangssignal Vout verzerrt, so daß die Filterschaltungen ihre vollen Leistungsmerkmale nicht entfalten können.

Die in Fig. 4 dargestellte vierte Filterschaltung besteht aus zwei zeitbestimmenden Schaltungen (Zeitgliedern) und einem Pufferverstärker (32), die in Reihenschaltung zwischen einem Eingangsanschluß (14) und einem Ausgangsanschluß (16) angeordnet sind. Jedes der beiden Zeitglieder besitzt einen MOS-FET (Metalloxid-Feldeffekttransistor) 34 a bzw. 34 b und einen Kondensator 22 a bzw. 22 b. Die MOS-FET's 34 a und 34 b der Zeitglieder und der Pufferverstärker 32 sind in Reihenschaltung zwischen dem Eingangsanschluß 14 und dem Ausgangsanschluß 16 angeordnet. Der Kondensator 22 a des ersten Zeitglieds ist parallel zu der aus dem MOS-FET 36 b und dem Pufferverstärker 32 bestehenden Reihenschaltung angeordnet. Der Kondensator 22 b des zweiten Zeitglieds ist zwischen dem Drain des zweiten MOS-FET 34 b und einem geerdeten Anschluß 24 angeordnet. Dem Pufferverstärker 32 wird über die beiden in Serie angeordneten Zeitglieder ein Eingangssignal Vin zugeführt. An dem Ausgangsanschluß 16 erscheint ein Ausgangssignal Vout. Den Gates der MOS-FET's 34 a und 34 b wird über einen Steueranschluß gemeinsam ein Steuersignal Vc zugeführt. Die Widerstände R 34 a und R 34 b der MOS-FET's 34 a ändern sich in Abhängigkeit von dem an ihren Gates anliegenden Steuersignal Vc. Somit lassen sich die Zeitkonstanten T 1 und T 2 der Zeitglieder durch das Steuersignal Vc ändern. Die Übertragungsfunktion der in Fig. 4 dargestellten vierten Filterschaltung läßt sich folgendermaßen bestimmen. Wenn die Widerstände R 34 a und R 34 b der MOS-FET's 34 a bzw. 34 b der Bedingung R 34 a = R 34 b = R 34 genügen und der Verstärkungsfaktor K des Pufferverstärkers 32 den Wert 1 hat, gilt

worin S eine Konstante bedeutet, d. h. S = 1/(j w).

Falls die Zeitkonstanten T 1 und T 2 der Zeitglieder die Bedingungen

T 1 = R 34 · C 22 a, T 2 = R 34 · C 22 b, (3)

erfüllen, erhält man

Falls die Filterschaltung auf einem IC realisiert wird, können die Absolutwerte der Kapazitäten C 22 a und C 22 b weit streuen (bis zu +30%), die relative Genauigkeit ist jedoch gut. Wenn beispielsweise die Kapazität C 22 a um +10% vergrößert wird, vergrößert sich auch die Kapazität C 22 b um +10%. Deshalb können trotz dieser Streuung die Zeitkonstanten T 1 und T 2 konstant gehalten werden, indem die Gate-Spannung der MOS-FET's 34 a und 34 b, d. h. das Steuersignal Vc so geregelt wird, daß der Widerstandswert R 23 um 10% verringert wird.

Die in Fig. 5 dargestellte Filterschaltung ist so konzipiert, daß die Verzerrung des Ausgangssignals Vout verringert wird. Diese Filterschaltung besitzt ein Zeitglied, das aus einem ersten Differentialverstärker 36 und einem Kondensator 22 besteht, die durch eine Stromwandlerschaltung 38 miteinander verbunden sind.

Der erste Differentialverstärker 36 besteht aus zwei Transistoren 40 und 42, deren Kollektoren mit einem Stromversorgungsanschluß 30 verbunden sind, der zur Zuführung einer Versorgungsspannung Vcc dient. Ihre Emitter sind über eine feste Stromquelle 44 mit einem geerdeten Anschluß 24 verbunden. Zwischen die Emitter der Transistoren 40 und 42 und die feste Stromquelle 44 sind Widerstände 46 bzw. 48 eingefügt. Die feste Stromquelle 44 besteht aus einem Widerstand 50 und einem Paar von Transistoren 52 und 54. Der Widerstand 50 und der Transistor 52 sind in Reihe zwischen dem Stromversorgungsanschluß 30 und dem geerdeten Anschluß 24 angeordnet. Der Transistor 52 selbst ist als Diode geschaltet. Die Basis des Transistors 54 ist mit der Basis des Transistors 52 verbunden, so daß die beiden Transistoren 52 und 54 eine Stromspiegelschaltung bilden. Der Transistor 54 ist zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände 46 und 48 des ersten Differentialverstärkers 36 und dem geerdeten Anschluß 24 angeordnet. Somit liefert die aus dem Widerstand 50 und dem Transistor 52 bestehende Reihenschaltung einen festen Strom I 44. Der Transistor 54 liefert denselben Strom I 44 an den ersten Differentialverstärker 36.

Die Basis des Transistors 40 des ersten Differentialverstärkers 36 ist mit einem Eingang 14 zur Aufnahme eines Eingangssignals Vin verbunden, während die Basis des Transistors 42 mit einem Ausgang 16 verbunden ist, an dem ein Ausgangssignal Vout erzeugt wird. Die Stromwandlerschaltung 38 besteht aus sechs Transistoren 56, 58, . . . 66, einer Referenzspannungsquelle 68 mit einer Referenzspannung V 68 und einer variablen Stromquelle 28.

Die Stromwandlerschaltung 38 besitzt ein Paar Transistoren 58, 60, deren Kollektoren mit dem Stromversorgungsanschluß 30 verbunden sind. Ihren Basiselektroden, die miteinander verbunden sind, wird die Referenzspannung V 68 der Referenzspannungs­ quelle 68 zugeführt. Ihre Emitter sind mit den Kollektoren der Transistoren 40 bzw. 42 des ersten Differentialverstärkers 36 verbunden. Die Transistoren 56 und 58 bilden somit eine aktive Lastschaltung 70 für den ersten Differentialverstärker 36.

Ein weiteres Paar von Transistoren 60, 62 in der Stromwandlerschaltung 38 ist mit den Kollektoren mit dem Stromversorgungsanschluß 30 verbunden. Ihre Emitter sind miteinander und über einen Transistor der variablen Stromquelle 28 mit dem geerdeten Anschluß 24 verbunden. Ihre Basiselektroden sind mit den Kollektoren der Transistoren 40 bzw. 42 des ersten Differentialverstärkers 36 verbunden. Die Transistoren 60 und 62 bilden somit einen zweiten Differentialverstärker 74.

Ein weiteres Paar von Transistoren 64, 66 in der Stromwandlerschaltung 38, die als pnp-Transistoren ausgebildet sind, bilden eine Stromspiegelschaltung. Das heißt, ihre Basiselektroden sind miteinander und mit dem Kollektor des Transistors 64 verbunden. Ihre Emitter sind mit dem Stromversorgungsanschluß 30 verbunden. Der Kollektor des Transistors 64 ist mit dem Transistor 62 des zweiten Differentialverstärkers 74 verbunden. Die Transistoren 64 und 66 bilden somit eine als Stromspiegel ausgebildete aktive Lastschaltung 76 für den zweiten Differentialverstärker 74. Das Ausgangssignal des zweiten Differentialverstärkers 74 wird über diese als Stromspiegel ausgebildete aktive Lastschaltung 76 abgenommen. Der Kollektor des Transistors 66, der als Stromspiegel ausgebildeten aktiven Lastschaltung 76 ist über einen Transistor 78 der variablen Stromquelle 28 mit dem geerdeten Anschluß 24 verbunden. Es ist außerdem mit der Basis eines Transistors 80 verbunden.

Der Kollektor des Transistors 80 ist mit dem Stromversorgungsanschluß 30 verbunden. Sein Emitter ist mit dem Ausgang 60 der Filterschaltung verbunden. Dieser Ausgang 60 ist ferner über einen Widerstand 82 mit dem geerdeten Anschluß 24 verbunden. Er ist außerdem mit der Basis des Transistors 42 des ersten Differentialverstärkers 36 verbunden. Dadurch wird die an dem Ausgang 16 auftretende Ausgangsspannung Vout zu dem ersten Differentialverstärker 36 rückgekoppelt.

Die variable Stromquelle 28 besteht aus einem veränderbaren Widerstand 84, einem Transistor 86 und den Transistoren 72 und 78. Der variable Widerstand 84 und der Transistor 86 sind in Reihenschaltung zwischen dem Stromversorgungsanschluß 30 und dem geerdeten Anschluß 24 angeordnet. Der Transistor 86 ist als Diode geschaltet, und die Transistoren 72 und 78 sind mit ihren Basiselektroden an die Basis des Transistors 86 angeschlossen. Damit bildet der Transistor 86 mit dem Transistoren 72 bzw. 78 jeweils eine Stromspiegelkonfiguration.

Die aus dem variablen Widerstand 84 und dem Transistor 86 bestehende Reihenschaltung liefert einen veränderbaren Strom I 28. Die Emitterfläche des Transistors 78 ist halb so groß wie die Emitterfläche der Transistoren 72 und 86. Deshalb liefert der Transistor 72 den gleichen Strom I 28 an den zweiten Differentialverstärker 74. Der Transistor 78 liefert an die aktive Lastschaltung 76 einen Strom, der halb so groß ist wie der Strom I 28.

Der Kondensator 22 ist zwischen der Basis des Transistors 80 und dem geerdeten Anschluß 24 angeordnet. Im folgenden sei die Wirkungsweise der in Fig. 5 dargestellten fünften Filterschaltung im einzelnen erläutert:

Wenn der Basis des Transistors 38 des ersten Differentialverstärkers 36 von dem Eingang 14 ein Eingangssignal Vin zugeführt wird, fließen Kollektorströme I 40 und I 42 durch die Transistoren 40 bzw. 42 des ersten Differen­ tialverstärkers 36. Diese Ströme I 40 und I 42 fließen außerdem durch die Transistoren 56 bzw. 58 der aktiven Lastschaltung 70. Durch die Transistoren 60 und 62 des zweiten Differentialverstärkers 74 der Spannungswandlerschaltung 38 fließen Kollektorströme I 60 bzw. I 62. Da die Basiselektroden der Transistoren 56 und 58 miteinander verbunden sind, ist das Verhältnis der Ströme I 40 und I 42 durch die logarithmische Kennlinie (ln) der pn-Übergänge in den Transistoren 56 und 58 bestimmt. Da die Emitter der Transistoren 60 und 62 miteinander verbunden sind, ist das Verhältnis der Ströme I 60 und I 62 durch eine Exponentialfunktion (exp) der pn-Übergänge in den Transistoren 60 und 62 bestimmt. Bekanntlich kompensieren die logarithmische (ln) und die exponentielle (exp) Kennlinie einander. Infolgedessen gilt folgende Beziehung zwischen den Kollektorströmen I 40, I 42, I 60 und I 62 doppelt.

I 40/I 42 = I 60/I 62 (5)

Die Kollektorströme I 40, I 42, I 60 und I 62 lassen sich folgendermaßen ausdrücken:

I 40 = I 44/2 + Δ i 36, I 42 = I 44/2 - Δ i 36
I 60 = I 28/2 + Δ i 74, I 62 = I 28/2 - Δ i 74

worin Δ i 36 eine variable Komponente eines durch den ersten Differentialverstärker 36 fließenden Stroms und Δ i 74 eine variable Komponente eines durch den zweiten Differentialverstärker 74 fließenden Stroms bedeuten.

Aus den obigen Gleichungen erhält man folgende Gleichung für die variable Komponente Δ i 74:

Δ i 74 = (I 28/I 44) · Δ i 36

die variable Stromkomponente Δ i 74 fließt durch die aktive Lastschaltung in den Kondensator 22. Damit wird das Ausgangssignal Vout an dem Ausgangsanschluß 16

Vout = S · Δ i 74/C 22 = (I 28/I 44) · (S · Δ i 36/C 22)-(6)

worin C 22 die Kapazität des Kondensators 22 bedeutet.

Wenn dieses Ausgangssignal Vout mit negativen Vorzeichen über die Rückkopplungsschaltung zu dem ersten Differentialverstärker 36 rückgekoppelt wird, ergibt sich für die variable Stromkomponente Δ i 36 des ersten Differentialverstärkers 36 folgendes:

Δ i 36 = (Vin - m · Vout)/(R 46 + R 48) (7)

worin R 46 und R 48 die Widerstandswerte der Widerstände 46 bzw. 48 bedeuten und m der durch den Widerstandswert des Widerstands 82 bestimmte Rückkopplungsgrad ist.

Aus den Gleichungen (6) und (7) erhält man

Vout/Vin = 1/(m + S · C 22 · (R 46 + R 48) · I 44/I 28) (8)

Aus einem Vergleich zwischen den Gleichungen (1) und (8) erkennt man, daß die in Fig. 1 bis 5 dargestellten Filterschaltungen alle die gleiche Frequenzkennlinie haben.

Die Zeitkonstante der in Fig. 5 dargestellten fünften Filterschaltung läßt sich durch Justierung des Wandlerverhältnisses der Stromwandlerschaltung 38 mittels Steuerung des Stroms I 28 der variablen Stromquelle 28 beliebig einstellen. Das Wandlerverhältnis der Stromwandlerschaltung 38 kann durch Steuerung des Stroms I 44 der variablen Stromquelle 44 statt durch Steuerung des Stroms I 28 der variablen Stromquelle 28 eingestellt werden, d. h. daß die Stromquelle des ersten Differentialverstärkers 36 variabel und die Stromquelle des zweiten Differentialverstärkers 74 konstant gemacht werden.

In der in Fig. 5 dargestellten fünften Filterschaltung entspricht die Veränderbarkeit der Zeitkonstanten der variablen Stromquelle 28 (oder der Stromquelle 44), jedoch nicht den Widerständen 46, 48 oder dem Kondensator 22. Infolgedessen reagiert die Veränderbarkeit der Zeitkonstanten nicht auf Amplitudenänderungen des Eingangssignals Vin.

Bei den in Fig. 1 bis 5 dargestellten bekannten Filterschaltungen kann die Zeitkonstante in der Filterkennlinie von dem dem Entwurf zugrundegelegten Wert aufgrund der Ungenauigkeit der Widerstandswerte und der Kapazitäten der Widerstandselemente bzw. der kapazitiven Elemente, d. h. der Widerstände 46 und 48 und des Kondensators 22, abweichen. Deshalb muß die Zeitkonstante durch Steuerung des Stroms I 28 und/oder I 44 der Stromquellen 28 bzw. 44 justiert werden. Außerdem kann sich die Zeitkonstante aufgrund der Instabilität der Widerstandswerte oder der Kapazitätswerte der Widerstandselemente bzw. der kapazitiven Elemente ändern. Deshalb ist je nach Bedarf eine Justierung erforderlich. Wenn die Filterschaltung jedoch Bestandteil einer integrierten Schaltung ist, ist das Erfordernis einer solchen Justierung der Zeitkonstanten unerwünscht. Die integrierte Schaltung erfordert hierfür nämlich einen zusätzlichen Anschluß zur Zuführung der Steuerspannung Vc. Der Stand der Technik stellt keine geeigneten Mittel zur automatischen Durchführung der Justierung zur Verfügung. In der in Fig. 5 dargestellten Filterschaltung besteht eine Möglichkeit zur Korrektur in der Verwendung des äquivalenten Widerstandswerts, den man durch das Schalten der Kapazität C 22 des Kondensators 22 erhält. Eine solche Schaltung ist jedoch im Hinblick auf das durch das Schalten verursachte Geräusch ungünstig und läßt sich in analogen integrierten Schaltungen nicht verwenden.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, die Nachteile bekannter Filterschaltungen zu vermeiden, bei denen eine externe Justierung erforderlich ist, und eine Schaltung zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten zur Verfügung zu stellen, die in einer integrierten Schaltung anwendbar ist. Dabei soll die automatische Justierung der Zeitkonstanten einer Filterschaltung ohne Erzeugung unerwünschten Geräuschs möglich sein.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruches 1 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden sei die Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 bis 5 zeigen Schaltungen zur Erläuterung der Justiermöglichkeiten bekannter Filterschaltungen,

Fig. 6 zeigt die Blockschaltung eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltung zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten in einer Filterschaltung,

Fig. 7 zeigt die Wellenform des integrierten Signals in der Integratorschaltung von Fig. 6,

Fig. 8 zeigt das Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltung zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten in einer Filterschaltung.

Im folgenden sei die Erfindung anhand von Fig. 6, 7 und 8 ausführlich beschrieben. Zur Vereinfachung der Erläuterung werden zur Bezeichnung solcher Elemente, die Elementen von Fig. 1 bis 5 (Stand der Technik) gleich oder äquivalent sind, dieselben Bezugszeichen benutzt wie dort.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer automatisch justierbaren Filterschaltung. Wie in Fig. 6 dargestellt, besteht diese aus einer Filterschaltung 100 und einer Schaltung 200 zur automatischen Zeitkonstanten- Justierung. Mit Ausnahme der Einrichtung zur Zuführung des Steuersignals ist die Konfiguration der Filterschaltung 100 dieselbe wie die der bekannten Filterschaltung von Fig. 4. Deshalb sind die der Schaltung von Fig. 4 entsprechenden Abschnitte mit denselben Symbolen bezeichnet wie dort.

Die Filterschaltung 100 besteht aus zwei zeitbestimmenden Schaltungsteilen und einem Pufferverstärker 32, die in Reihe zwischen einem Eingangsanschluß 14 und einem Ausgangsanschluß 16 angeordnet sind. Jede der beiden zeitbestimmenden Schaltungsteile (für die im folgenden auch kurz als Zeitglieder bezeichnet werden) besitzt einen MOS-FET 34 a (34 b) und einen Kondensator 22 a (22 b). Die MOS-FET's 34 a und 34 b der beiden Zeitglieder und der Pufferverstärker 32 sind in Reihe zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß 16 angeordnet. Der Kondensator 22 a des ersten Zeitglieds ist parallel zu der aus dem MOS-FET 36 b und dem Pufferverstärker bestehenden Reihenschaltung angeordnet. Der Kondensator 22 b des zweiten Zeitgliedes ist zwischen dem Drain des zweiten MOS-FET 34 b und einem geerdeten Anschluß 24 angeordnet.

Ein an dem Eingangsanschluß 14 anliegendes Eingangssignal Vin wird über die beiden in Reihe geschalteten Zeitglieder dem Pufferverstärker 32 zugeführt. An dem Ausgangsanschluß 16 erscheint ein Ausgangssignal Vout. Den Gates der MOS-FET's 34 a und 34 b wird von der Schaltung 200 zur automatischen Zeitkonstantenjustierung ein Steuersignal Vc zugeführt. Die mit R 34 a und R 34 b bezeichneten Widerstände der MOS-FET's 34 a bzw. 34 b ändern sich nach Maßgabe des ihren Gates zugeführten Steuersignals Vc. Somit lassen sich die Zeitkonstanten T 1 und T 2 der beiden Zeitglieder durch das Steuersignal Vc variieren. Die Schaltung 200 zur automatischen Zeitkonstanten-Justierung umfaßt eine Integratorschaltung 202, die aus einer steuerbaren Stromquelle 204, einem Operationsverstärker 206 und einem Kondensator 208 besteht. Die steuerbare Stromquelle 204 ist zwischen den invertierenden und den nicht-invertierenden Eingang 206 a bzw. 206 b des Operationsverstärkers 206 geschaltet. Der Kondensator 208 ist zwischen den invertierenden Eingang 206 a und den Ausgangsanschluß 206 c des Operationsverstärkers 206 geschaltet. Die steuerbare Stromquelle 104 besteht aus einer ersten und einer zweiten Spannungsquelle 210 und 212 und einem MOS-FET 214. Die erste Spannungsquelle 210 ist über den MOS-FET 214 zwischen den invertierenden und den nicht invertierenden 206 a bzw. 206 b geschaltet. Die zweite Stromquelle 212 ist zwischen den nicht invertierenden Eingang 206 b und einen geerdeten Anschluß 24 geschaltet. Dem Kondensator 208 ist ein steuerbarer Schalter 216 parallel geschaltet. Dieser besitzt einen Steueranschluß 216 a, dem ein Taktsignal CK mit einer vorbestimmten Frequenz f 0 zuführbar ist. Das Taktsignal CK bewirkt eine Umsteuerung des steuerbaren Schalters 216 zwischen seinem Ein- und Auszustand mit einem Impulspausenfeld bis von beispielsweise 50%. Somit wird während der Ausschaltzeiten des Schalters 216 ein Strom von der steuerbaren Stromquelle 204 in den Kondensator 208 geladen. Während der Einschaltzeiten des Schalters 216 wird der Kondensator 208 wieder entladen. Das mit V 208 bezeichnete Spannungssignal, das nach Maßgabe der Ladung zwischen den Anschlüssen des Kondensators 208 auftritt, ist in Fig. 7 dargestellt. Man erkennt, daß dieses Spannungssignal V 208 sich mit einer intermittierenden Sägezahnform ändert. Dies steigt während jedes Ausschaltzyklus des Schalters 216 allmählich an. Während der Einschaltzyklus des Schalters 216 fällt das Spannungssignal V 208 jedoch auf Null und wird auf diesem Wert gehalten.

Der Ausgangsanschluß 206 c des Operationsverstärkers 206 ist mit einer Amplituden-Detektorschaltung 208 verbunden, die aus einer Spitzenwert-Halteschaltung besteht. Die Amplituden-Detektorschaltung 218 detektiert den Spitzenwert der Ausgangsspannung V 202 der Integratorschaltung 202. Das in der Amplitudenschaltung 218 gehaltene Spitzenwert-Spannungssignal V 218 wird einem Eingang 220 a eines Komparators 220 zugeführt. Dem anderen Eingang 220 b des Komparators 220 wird von einer Referenz­ spannungsquelle 222 eine Referenzspannung V 222 zugeführt. Der Komparator 220 vergleicht das Spitzenwert-Spannungssignal V 218 mit der Referenzspannung V 222. Er ermittelt ein der Differenz zwischen dem Spitzenwert-Spannungssignal V 218 und der Referenzspannung V 222 entsprechendes Fehlersignal V 220, das zu dem Gate des MOS-FET 214 rückgekoppelt wird. Das Fehlersignal V 220 wird außerdem der Filterschaltung 100 als Steuersignal Vc zur Justierung der Zeitkonstanten der Filterschaltung 100 zugeführt.

Somit bilden die Amplitudendetektorschaltung 216, der Komparator 220 und das MOS-FET 214 eine Steuerschleife, so daß das Eingangssignal und das Ausgangssignal der Integratorschaltung 202 in einem vorbestimmten Verhältnis stehen.

Im folgenden sei die Wirkungsweise der automatisch justierbaren Filterschaltung von Fig. 6 erläutert. Zwischen den invertierenden Eingang 206 a und nichtinvertierenden Eingang 206 b des Operationsverstärkers 206 wird eine spezielle Spannung V 210 der ersten Spannungsquelle 210 mit umgekehrter Polarität angelegt. Infolgedessen fließt durch das MOS-FET 214 ein Strom I 214, der durch folgende Gleichung gegeben ist

I 214 = V 210/R 214 (9)

worin R 214 den Widerstand des MOS-FET's 214 bedeutet.

Falls der Schalter 216 sich im Aus-Zustand befindet, steigt das Potential am Ausgang 116 c des Operationsverstärkers 206 in Richtung auf die Spannung V 212 in der zweiten Spannungsquelle 212 an. Falls der Schalter 216 sich im Ein-Zustand befindet, verringert sich das Potential an dem Ausgang 206 c, weil der Strom I 214 in den nichtinvertierenden Eingang 206 a des Operationsverstärkers 206 fließt. Der Schalter 216 wird von dem Taktsignal mit der Frequenz f 0 gesteuert, und falls das Impuls-Pausenverhältnis dieses Taktsignals 50% beträgt, ist die Zeit t 0 für das Umschalten des Schalters 216 von seinem Ein- in den Aus-Zustand durch folgende Gleichung gegeben

t 0 = (1/2) · f 0. (10)

Nach dem Umsteuern des Schalters 216 in den Aus-Zustand liegt die Spannung V 208 an dem Kondensator 208 an. Es gilt

V 208 = (I 210 · t 0/C 208 (11)

worin C 208 die Kapazität des Kondensators 208 bedeutet.

Wenn nun V 208=V 222 ist, befindet sich die Schaltung in einem Zielwert-Steuerzustand und ist stabilisiert. Der Widerstand R 214 des im MOS-FET 214 befriedigt folgende Bedingung aus den Gleichungen (9), (10) und (11):

R 214 = (V 210/(2 · f 0 · V 222) · (1/208) (12)

Der Widerstand R 214 wird durch die Ausgangs-Fehlerspannung V 220 des Komparators 220, d. h. durch das Steuersignal Vc, bestimmt. Dieses Steuersignal Vc wird gleichzeitig den MOS-FET's 34 a und 34 b der Filterschaltung 100 als Gate-Spannung zugeführt und bestimmt deren Widerstände R 34 a bzw. R 34 b. Dies bedeutet, daß die Zeitkonstanten T 1 und T 2 der Zeitglieder in der Filterschaltung 100 eingestellt sind.

Die Zeitkonstanten T 1 und T 2 der Zeitglieder in der Filterschaltung 100 lassen sich durch die Gleichungen (2) und (12) folgendermaßen ausdrücken

T 1 = R 34 · C 22 a = (1/2 f 0) · (V 210/V 222) · (C 22 a/C 208-) (13)

T 2 = R 34 · C 22 b = (1/2 f 0) · (V 210/V 222) · (C 22 b/C 208-) (14)

Die Kondensatoren 22 a, 22 b und 208 lassen sich auf dem gleichen IC-Chip mit fast gleicher Genauigkeit herstellen, so daß die relative Genauigkeit zwischen ihnen sehr gut ist. Infolgedessen sind die Kapazitätsverhältnisse C 22 a/C 208 und C 22 b/C 208 selbst dann konstant, wenn die Kapazitäten C 22 a, C 22 b und C 208 sich ändern. Da die Spannungen V 210 und V 222 konstant sind, erhält man außerdem folgende Beziehungen

T 1 = t 0 · K 1 = (1/2) · f 0 · K 1 (15)

T 2 = t 0 · K 2 = (1/2) · f 0 · K 2 (16)

worin K 1 und K 2 konstante Teile der Gleichungen (13) und (14) bedeuten, d. h. K 1 = (V 210/V 222) · (C 22 a/C 208) bzw. K 2 = (V 210/V 222) · (C 22 b/C 208).

Selbst wenn die Kapazitäten der Kondensatoren streuen, werden die Widerstände der MOS-FET's nach Maßgabe des Steuersignals Vc so gesteuert, daß die Zeitkonstante der Filterschaltung 100 automatisch auf einen vorbestimmten Wert korrigiert wird. Die Zeitkonstante der Filterschaltung 100 ist eine Funktion der Taktfrequenz f 0, wie aus den Gleichungen (15) und (16) erkennbar ist. Deshalb wird diese Zeitkonstante mit relativ hoher Genauigkeit beibehalten, falls die Taktfrequenz f 0 sehr stabil ist. In dieser Hinsicht wurden in letzter Zeit digitale Schaltungstechnologien entwickelt, die ein Taktsignal mit hinreichender Frequenzstabilität liefern. Auf diese Weise kann die beschriebene Schaltung die gewünschte Filtercharakteristik unabhängig von Kapazitätsstreuungen der Kondensatoren in den Zeitgliedern automatisch beibehalten werden. Es ist deshalb nicht erforderlich, einen externen Widerstand für die Justierung der Zeitkonstanten vorzusehen. Dies führt auch zu einer Reduzierung der Zahl der Anschlüsse, die andernfalls bei einem herkömmlichen IC-Chip für den Widerstand zur externen Justierung der Zeitkonstanten erforderlich sind. Falls eine Änderung der Filtercharakteristik erwünscht ist, kann diese leicht durch Änderung der Taktfrequenz herbeigeführt werden. Damit läßt sich der Anwendungsbereich vergrößern.

Bei dem in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel wird die Zeitkonstante der Filterschaltung 100 durch Steuerung der Widerstände R 34 a und R 34 b der MOS-FET's 34 a bzw. 34 b justiert. Die Justierung der Zeitkonstanten kann jedoch auch durch Austausch der Kondensatoren 22 a und 22 b gegen variable Kondensatoren und durch Steuerung der Kapazitäten dieser variablen Kondensatoren erfolgen. In diesem Fall kann z. B. eine Kapazitätsdiode als variabler Kondensator verwendet werden. Die Filtercharakteristik, d. h. die Zeitkonstante der Filterschaltung läßt sich durch Steuerung der Diodenspannung justieren.

Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer automatisch justierbaren Filterschaltung gemäß der Erfindung. Die in Fig. 8 dargestellte Schaltung besteht ebenfalls aus einer Filterschaltung 100 und einer Schaltung 200 zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten. Mit Ausnahme der Einrichtung zur Zuführung des Steuersignals ist die in Fig. 8 dargestellte Filterschaltung 100 praktisch die gleiche wie die in Fig. 5 dargestellte bekannte Filterschaltung. Die Schaltungen von Fig. 8, die den Stromquellen 44 und 28 von Fig. 5 entsprechen, sind durch die üblichen Symbole dargestellt. Außerdem wird ein Teil der Schaltung 200 zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten von einer Schaltung gebildet, die der Filterschaltung 100 entspricht. Deshalb sind für die Schaltungsabschnitte, die der Schaltung von Fig. 5 entsprechen, dieselben Symbole verwendet wie dort. Dabei sind jedoch den Bezugszahlen einige Buchstaben hinzugefügt, um die notwendige Unterscheidung zu gewährleisten.

Die als Beispiel dienende Filterschaltung 100 besitzt ein Zeitglied, die aus einem ersten Differentialverstärker 36 a und einem Kondensator 22 a besteht. Der erste Differentialverstärker 36 a und der Kondensator 22 a sind über eine Stromwandlerschaltung 38 a miteinander verbunden.

Der erste Differentialverstärker 36 a besitzt zwei Transistoren 40 a und 42 a, deren Kollektoren mit einem Stromversorgungsanschluß 30 zur Zuführung einer Versorgungsspannung Vcc und deren Emitter über eine konstante Stromquelle 44 a mit einem geerdeten Anschluß 24 verbunden sind. In die Verbindung zwischen den Emittern der Transistoren 40 a und 42 a und der Konstantstromquelle 44 a sind Widerstände 46 a bzw. 48 a eingefügt.

Die Basis des Transistors 40 a des ersten Differentialverstärkers 36 a ist mit einem Eingangsanschluß 14 zur Aufnahme eines Eingangssignals Vin verbunden, während die Basis des Transistors 42 a zur Zuführung eines Ausgangssignals Vout mit einem Ausgangsanschluß 16 verbunden ist. Die Stromwandlerschaltung 38 a besteht aus sechs Transistoren 56 a, 58 a, . . . 66 a, einer Referenzspannungsquelle 68 a mit einer Referenzspannung V 68 a und einer variablen Stromquelle 28 a.

Die beiden Transistoren 58 a und 60 a der Stromwandlerschaltung 38 a sind mit ihren Kollektoren an den Stromversorgungsanschluß 30 angeschaltet. Ihre Basiselektroden sind miteinander verbunden. Ihnen wird die Referenzspannung V 68 a der Referenzspannungsquelle 68 a zugeführt. Ihre Emitter sind mit den Kollektoren der Transistoren 40 a bzw. 42 a des ersten Differentialverstärkers 36 a verbunden. Somit bilden die Transistoren 56 a und 58 a eine aktive Lastschaltung 70 a für den ersten Differentialverstärker 36 a.

Die Kollektoren eines weiteren Transistorpaares 60 a, 62 a der Stromwandlerschaltung 38 a sind ebenfalls mit dem Stromversorgungsanschluß 30 verbunden. Ihre Emitter sind miteinander und über eine variable Stromquelle 28 a mit dem geerdeten Anschluß 24 verbunden. Ihre Basiselektroden sind mit den Kollektoren der Transistoren 40 a bzw. 42 a des ersten Differentialverstärkers 36 a verbunden. Auf diese Weise bilden die Transistoren 60 a und 62 a einen zweiten Differentialverstärker 74 a.

Ein weiteres Paar von Transistoren 64 a, 66 a in der Strom­ wandlerschaltung 38 a, bei denen es sich um pnp-Transistoren handelt, bildet eine Stromspiegelschaltung. Das heißt, ihre Basiselektroden sind miteinander und mit dem Kollektor des Transistors 64 a verbunden. Ihre Emitter sind mit dem Stromversorgungsanschluß 30 verbunden. Der Kollektor des Transistors 64 a ist mit dem Transistor 62 a des zweiten Differentialverstärkers 74 a verbunden. Somit stellen die Transistoren 64 a und 66 a eine Stromspiegelschaltung dar und bilden eine aktive Lastschaltung 76 a für den zweiten Differentialverstärker 74 a. Das Ausgangssignal des zweiten Differentialverstärkers 74 a wird über diese als Stromspiegelschaltung ausgebildete aktive Lastschaltung 76 a abgenommen. Der Kollektor des Transistors 66 a ist über eine Stromquelle 78 a mit dem geerdeten Anschluß 24 verbunden. Er ist außerdem mit der Basis eines Transistors 80 a verbunden.

Der Kollektor des Transistors 80 a ist mit dem Stromversorgungs­ anschluß 30, sein Emitter mit dem Ausgangsanschluß 16 der Filterschaltung 100 verbunden. Der Ausgangsanschluß 16 ist über einen Widerstand 82 a mit dem geerdeten Anschluß 24 verbunden. Außerdem ist der Ausgangsanschluß 16 mit der Basis des Transistors 42 a des ersten Differentialverstärkers 36 a verbunden. Dadurch wird die Ausgangsspannung Vout von dem Ausgangsanschluß 16 zu dem ersten Differentialverstärker 36 a rückgekoppelt.

Der Kondensator 22 a ist zwischen der Basis des Transistors 80 a und dem geerdeten Anschluß 24 angeordnet.

Die Schaltung 200 zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten besitzt eine Integratorschaltung 202, einen steuerbaren Schalter 216, eine Amplituden-Detektorschaltung 218 und einen Komparator 220. Die Integratorschaltung 202 besteht aus einer Schaltung, die der Filterschaltung 100 mit Ausnahme des ersten Differentialverstärkers 36 b nahezu äquivalent ist. Deshalb werden diejenigen Elemente und Schaltungsteile, die solchen der Filterschaltung 100 entsprechen, mit denselben Bezugszahlen versehen, denen zur Unterscheidung der Buchstabe "b" hinzugefügt ist. Auf nochmalige Erläuterung wird verzichtet.

Die Schaltung 200 zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten liefert das zur Justierung dienende Steuersignal Vc an die Filterschaltung 100. In der Schaltung 200 ist eine Spannungsquelle 210 mit einer spezifizierten Spannung V 210 zwischen den Basiselektroden der Transistoren 40 b und 42 b des ersten Differentialverstärkers 36 b angeordnet. Der steuerbare Schalter 216 ist dem Kondensator 22 b, der dem Kondensator 208 von Fig. 6 entspricht, parallel geschaltet. Der steuerbare Schalter 218 besitzt einen Steueranschluß 216 a zur Aufnahme eines Taktsignals CK mit vorbestimmter Frequenz f 0. Er wird durch dieses Taktsignal C mit einem Impuls-Pausenverhältnis von beispielsweise 50% zwischen seinem Ein- und Aus-Zustand umgeschaltet. Dadurch wird ein von der Integratorschaltung 202 gelieferter Strom während der Ausschaltzeiten des Schalters 216 in den Kondensator 22 b geladen. Während der Einschaltzeiten des Schalters 216 wird der Kondensator 22 b entladen.

Ein an dem Kondensator 22 b auftretendes Spannungssignal V 22 b ändert sich nach Maßgabe des Ladezustands in ähnlicher Weise wie die in Fig. 7 gestellte Wellenform. Das sägezahnförmige Signal V 22 b wird über einen Transistor 80 b dem Ausgang 16 b der Integratorschaltung 202 zugeführt. Das Ausgangssignal V 22 b der Integratorschaltung wird, abweichend von der Anordnung in der Filterschaltung 100, in diesem Fall nicht zu dem ersten Differentialverstärker 36 b rückgekoppelt. Die Amplituden-Detektorschaltung 218 und der Komparator 220 verarbeiten das Spannungssignal V 22 b an dem Ausgangsanschluß 16 b in derselben Weise wie dies oben für das Ausführungsbeispiel von Fig. 6 beschrieben wurde. Man erhält somit als Steuersignal Vc ein Fehlersignal V 220 als Differenz zwischen einem dem Spitzenwert des Spannungssignals V 22 b entsprechenden Signal und einer Referenzspannung V 222, die von einer Referenzspannungsquelle 222 geliefert wird.

Das Fehlersignal V 220, d. h. das von dem Komparator 220 gelieferte Fehlersignal Vc, wird zu einem Steueranschluß der variablen Spannungsquelle 28 b rückgekoppelt. Die variable Stromquelle 28 b ändert die Stromwandlercharakteristik der Stromwandlerschaltung 38 b derart, daß die Integrationswirkung des Kondensators 22 b automatisch in einen geeigneten Zustand gesteuert wird. Die Amplituden- Detektorschaltung 216, der Komparator 220 und die Integratorschaltung 202 bilden somit eine Steuerschleife, die bewirkt, daß das Eingangssignal Vin-b und das Ausgangssignal Vout-b der Integratorschaltung 202 in einer vorbestimmten Relation zueinander stehen, wie dies oben anhand des Ausführungsbeispiels von Fig. 6 beschrieben wird.

Das Steuersignal Vc wird außerdem der Filterschaltung 100 zur Justierung von deren Zeitkonstanten zugeführt. Man erhält für die automatische Justierung der Zeitkonstanten der Filterschaltung 100 das gleiche Ergebnis wie bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 6.

Wie aus der vorangehenden Beschreibung hervorgeht, schafft die vorliegende Erfindung eine Schaltung zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten, die sich mit großem Nutzen einsetzen läßt. Die Zeitkonstante einer Filterschaltung läßt sich allein durch die Frequenz des Taktsignales bestimmen. Deshalb läßt sich die Zeitkonstante einer Filterschaltung, die Bestandteil einer IC-Konfiguration ist, leicht durch die Frequenz des Taktsignales bestimmen, und die Filtercharakteristik der Filterschaltung wird ohne irgendwelche externe Justierung automatisch stabilisiert. Die Genauigkeit der Zeitkonstanten und der automatischen Justierung der Filtercharakteristik sind außerordentlich hoch, da die moderne digitale Schaltungstechnologie Möglichkeiten zur Verfügung stellt, ein Taktsignal mit hinreichend großer Frequenzstabilität zu erzeugen.

Es ist deshalb nicht notwendig, die Zeitkonstante durch externe Teile zu justieren. Außerdem läßt sich eine automatische Justierung der Zeitkonstanten selbst dann durchführen, wenn die Absolutwerte der Schaltungselemente streuen.

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die dargestellten und beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. So lassen sich z. B. gleichartige Ergebnisse erzielen, wenn die in Fig. 1, 2 und 3 dargestellten Filterschaltungen als Filterschaltung 100 verwendet werden. Außerdem läßt sich die vorliegende Erfindung in vielfacher Weise abwandeln, ohne daß der ihr zugrundeliegende Erfindungsgedanke verlassen wird.

Claims (12)

1. Automatische Justierschaltung zum Justieren der Zeitkonstanten einer Filterschaltung (100), dadurch gekennzeichnet,
daß die Justierschaltung (200), die ein Referenzsignal mit einer vorbestimmten Spannung und ein Taktsignal aufnimmt, folgende Teile aufweist:
eine Integratorschaltung (202) für die Erzeugung eines Integrationssignals mit variablem Spannungspegel mit periodisch auftretenden Spitzenwerten, die aus

• - einer steuerbaren Stromgeneratorschaltung (202),
• - kapazitiven Mitteln (208, 22 b), die durch einen Strom der steuerbaren Stromgeneratorschaltung (202) aufladbar sind,
• - sowie Schaltmitteln (216) zum abwechselnden Aufladen und Entladen der kapazitiven Mittel (208, 22 b) in Abhängigkeit von dem Taktsignal

besteht,
ferner eine Vergleichereinrichtung (220) zum Vergleichen des genannten Spitzenwerts mit der Spannung des Referenzsignals zur Erzeugung eines Steuersignals zum Justieren der Zeitkonstante der Filterschaltung
und eine zwischen der Vergleichereinrichtung (220) und der steuerbaren Stromgeneratorschaltung (202) angeordnete Rückkopplungsschaltung zur automatischen Regelung des Steuersignals.

2. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch eine mit den kapazitiven Mitteln (208, 22 b) verbundene Amplitudendetektoreinrichtung (218) zur Detektion des Spitzenwerts des Integrationssignals.

3. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Justierschaltung (200) und die Filterschaltung (100) auf demselben integrierten Schaltungschip angeordnet sind.

4. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterschaltung (100) Mittel (34, 38 a) zur Änderung der Zeitkonstanten aufweist und daß die steuerbare Stromgeneratorschaltung (202) Mittel (214, 38 b) aufweist, die mit diesen Mitteln (34, 38 a) der Filterschaltung (100) zur Änderung der Zeitkonstanten korrespondieren.

5. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (214, 38 b) zur Änderung der Zeitkonstanten für das Aufnehmen des Steuersignals mit der Vergleichereinrichtung (220) verbunden sind.

6. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Änderung der Zeitkonstanten variable Widerstandselemente (34, 38 b) sind, daß die steuerbare Stromgeneratorschaltung (202) eine Festspannungsquelle (210, 212) enthält, und daß die variablen Widerstandselemente (214, 38 b) zwischen der Festspannungsquelle (210, 212) und den kapazitiven Mitteln (208, 22 b) angeordnet sind.

7. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die variablen Widerstandselemente MOS-Transistoren (34, 214) sind.

8. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Integratorschaltung (202) einen Operationsverstärker (206) aufweist, der parallel zu den kapazitiven Mitteln (208) angeordnet ist.

9. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Änderung der Zeitkonstanten eine Stromwandlerschaltung (38 a) ist, daß die steuerbare Stromgeneratorschaltung (204) eine Festspannungsquelle (210) aufweist und daß die Stromwandlerschaltung (202) zwischen der Festspannungsquelle (210) und den kapazitiven Mitteln (22) angeordnet ist.

10. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromwandlerschaltung (202) einen ersten und einen zweiten Differentialverstärker (36, 74) aufweist, die zueinander in Reihe geschaltet sind, sowie eine erste und eine zweite Stromquelle (44, 28) für die Strombeaufschlagung des ersten bzw. des zweiten Differentialverstärkers (36 bzw. 74).

11. Automatische Justierschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Stromquelle (44, 28) zum Aufnehmen des Steuersignals mit der Vergleichereinrichtung (220) verbunden sind.