DE10010153B4

DE10010153B4 - Switched-Capacitor-Referenzstromquelle

Info

Publication number: DE10010153B4
Application number: DE10010153A
Authority: DE
Inventors: Laurence Douglas Sunnyvale Lewicki; Shu-Ing Palo Alto Ju
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1999-03-05
Filing date: 2000-03-03
Publication date: 2008-11-06
Anticipated expiration: 2020-03-04
Also published as: DE10010153A1; JP3505120B2; US6191637B1; JP2000295047A

Abstract

Switched-Capacitor-Referenzstromquelle zum Erzeugen eines zur absoluten Temperatur, einer Kapazität und einer Taktsignalfrequenz proportionalen Stromes mit
– einer Stromspiegelschaltung mit einem ersten Strompfad mit zwei Transistoren (M1, M4), einem zweiten Strompfad mit zwei Transistoren (M2, M5) und einem dritten Strompfad, wobei als Wirkung einer Vorspannung an einem ersten Knoten (C) im zweiten Strompfad ein Primärstrom (I2), im ersten Strompfad ein erster zum Primärstrom (I2) gespiegelter Strom (I1), im dritten Strompfad ein zweiter zum Primärstrom (I2) gespiegelter Strom (Ibias) und an einem zweiten Knoten (A) zwischen den beiden Transistoren (M1, M4) des ersten Strompfades eine vom ersten Strom (I1) abhängige Spannung erzeugt wird,
– einer Switched-Capacitor-Schaltung (C1, Cs, Msa, Msb, Msc, Msd), mit einer ersten Kapazität (C1), die mit dem ersten Strompfad der Stromspiegelschaltung in Reihe liegt, sowie mit einer zweiten und dritten Kapazität mit gleichem Kapazitätswert (Cs), wobei mittels zweier gegenphasiger Taktsignale gleicher Frequenz die Kapazitäten so umgeschaltelt werden,...

Description

Die Erfindung betrifft eine Switched-Capacitor-Referenzstromquelle nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, mit der Prozeßtoleranzen, die Temperatur die Taktfrequenz kompensiert werden können.
In Schaltungsanwendungen, die Switched-Capacitor-Schaltungen enthalten, müssen die Verstärker typischerweise nur kapazitive Lasten ansteuern, die, wenn überhaupt, keinen hohen Gleichstrom erfordern. Daher können solche Verstärker ohne Niedrigimpedanz-Ausgangsstufe entworfen werden, etwa als Emitterfolger- oder Sourcefolger-Schaltung. Als Folge dieser Entwurfsvereinfachung besitzen solche Verstärker, die in Switched-Capacitor-Schaltungen verwendet werden, typischerweise eine hohe Ausgangsimpedanz und werden oftmals als "Transkonduktanz-Operationsverstärker" (operational transconductance amplifiers) bezeichnet, um sie von Operationsverstärkern mit niedriger Ausgangsimpedanz zu unterscheiden. Anwendungen, in denen hohe Ausgangsimpedanzen annehmbar sind, lassen die Verwendung einstufiger Transkonduktanz-Operationsverstärker zu. Solche Verstärker besitzen typischerweise einstufige, kaskadenartige oder nicht einstufige, kaskadenartige Entwürfe.
US 4 374 357 beschreibt eine Switched-Capacitor-Referenzstromquelle nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 mit einer Stromspiegelschaltung und einer Switched-Capacitor-Schaltung. Die Stromquelle stellt einen Strom bereit der proportional der absoluten Temperatur, einer Kapazität und einer Taktsignalfrequenz ist.
JP 63205714AA beschreibt eine Vorspannungsschaltung. Die Schaltung dient zur Bereitstellung eines von der Versorgungsspannung weitgehend unabhängigen Konstantstromes.
US 5 912 589 A beschreibt eine Anordnung zum Stabilisieren des Verstärkungsbandbreitenprodukts, das heißt des Verhältnisses Transkonduktanz zu Kapazität. Die Anordnung stabilisiert das Verstärkungsbandbreitenprodukt analoger Schaltungen, die bipolare Vorrichtungen umfassen, welche die Transkonduktanz erfassen. Die Stabilisierungs-Schaltung erzeugt einen Referenzstrom, der proportional zu einer Referenzkapazität und einer Thermospannung ist. Der Referenzstrom wird schließlich gespiegelt in den bipolaren Vorrichtungen, die die Transkonduktanz innerhalb der analogen Schaltung erfassen. Die Stabilisierungsschaltung kann in modularer Form aufgebaut sein und ein Modul enthalten, das eine stabilisierte RC-Zeitkonstante erzeugt, die gleichermaßen unverändert ist gegenüber Veränderungen in der Temperatur.
US 5 621 355 A beschreibt eine aktive Vorspannungssteuerung für eine zeitkontinuierliche integrierte Schaltung. Es wird ein zeitkontinuierlicher Schaltkreis beschrieben, der eine Transkonduktanz-Stufe und eine damit verbundene Lastkapazität aufweist, wobei die Transkonduktanz-Stufe einen Ausgangsstrom erzeugt, der zu einer an deren Eingangsanschlüssen anliegenden Spannung proportional ist. Der Ausgangsstrom liegt an einem Ausgangsanschluß der Transkonduktanz-Stufe an, mit der die Lastkapazität verbunden ist und von der die Ausgangsspannung abgeleitet wird. So hat der Schaltkreis eine Übertrangungsfunktion des Verhältnisses von Ausgangsspannung zu Spannung, die durch das Verhältnis der Transkonduktanz der Transkonduktanz-Stufe zu dem Wert der Lastkapazität bestimmt ist. In dem Schlatkreis wird die Transkonduktanz der Transkonduktanz-Stufe durch eine kapazitive Komponente eines TRanskonduktanz-Steuerschaltkreises bestimmt, so daß die Konduktanz eine Funktion der Kapazität ist und die Übertragungsfunktion im wesentlichen unabhängig von der absoluten Kapazität ist.
Wie in 3 gezeigt ist, besitzt ein solcher Transduktanz-Operationsverstärker typischerweise einen einzigen dominanten Pol, wodurch die Einheitsverstärkungsfrequenz zum Verhältnis der Transkonduktanz g_m der Eingangsstufe zur Lastkapazität C_LOAD Proportional wird. Diese Beziehung zwischen der Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity, der Transkonduktanz g_m und der Lastkapazität C_LOAD kann, wie durch den Graphen in 3 gezeigt ist, durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt werden
Falls das differentielle Eingangspaar von Transistoren (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren oder MOSFETs) des Transkonduktanz-Operationsverstärkers im Sub-Threshold-Bereich vorgespannt wird, ist die Eingangsstufen-Transkonduktanz g_m zum Produkt aus der Boltzmannkonstante k und der absoluten Temperatur T dividiert durch die Ladung q umgekehrt proportional. Daraus folgt, daß die Eingangsstufen-Transkonduktanz g_m unter Verwendung der folgenden Gleichungen (2), (3) und (4) anhand des Drain-Stroms I_D, der Minoritätsträger-Beweglichkeit μ, der Gateoxidkapazität pro Einheitsfläche C_OX, der Kanalbreite W und der Länge L, der Gate-Source-Spannung V_GS, der Schwellenspannung V_T0, der Source-Spannung V_S und der Anzahl n von Ausgangsvorrichtungen ermittelt werden kann:
Die Gleichungen (1) und (4) können kombiniert werden, um die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity gemäß Gleichung (5) auszudrücken:
Wie aus Gleichung (5) hervorgeht, ist die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity dann, wenn der Drain-Strom I_D zum Produkt aus der absoluten Temperatur T und der Lastkapazität C_LOAD proportional gemacht werden kann, für sämtliche Prozeß- und Temperaturänderungen konstant. Im Idealfall sollte die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity des Transkonduktanz-Operationsverstärkers der Frequenz des Taktsignals (mit der Taktsignalperiode T_clock) für das Switched-Capacitor-Filter folgen. Daher können die Beziehungen für die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity und den Drain-Strom I_D anhand der folgenden Gleichungen (6) und (7) ausgedrückt werden:
Es ist ersichtlich, daß der Quotient aus der Lastkapazität C_LOAD und dem Taktsignal T_clock in Gleichung (7) der angenäherte Ausdruck für ein Äquivalent des Widerstands des Switch-Capacitor ist.
Wie in 4 gezeigt ist, erzeugen viele herkömmliche Entwürfe einen zur absoluten Temperatur proportionalen Vorstrom (Proportional To Absolute Temperature oder PTAT-Vorstrom), indem sie über einem Widerstand eine "Differenzspannung" entwickeln, die die Differenz zwischen den Durchlaß-Übergangsspannungen der Dioden D21, D22 ist. Wenn dieser Biasstrom Iout, der vor dieser Schaltung erzeugt wird, in Gleichung (4) eingesetzt wird, kann die Beziehung für die Sub-Threshold-MOSFET-Transkonduktanz g_m durch die folgende Gleichung (8) ausgedrückt werden:
Nach Gleichung (8) ist die Transkonduktanz g_m konstant, falls der Widerstand R keine Temperaturabhängigkeit besitzt. Auf dieser Grundlage kann gezeigt werden, daß die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity des Transkonduktanz-Operationsverstärkers durch die folgende Gleichung (9) ausgedrückt werden kann:
Nach Gleichung (9) sind die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity und das Einschwingen des Transkonduktanz-Operationsverstärkers eine Funktion der absoluten Toleranzen des Widerstandes R (typischerweise in einem Bereich von ±20%) und der Lastkapazität C_LOAD (typischerweise im Bereich von ±10%). Unter der Annahme, daß ein linearer Widerstandstemperaturkoeffizient gleich +700 ppm/°C ist und die Temperatur im Bereich von –40°C bis +85°C liegt, liegt die Gesamttoleranz der Einheitsverstärkungsfrequenz im Bereich von ±40%. Daraus folgt, daß, damit gewährleistet ist, daß die Transkonduktanz-Operationsverstärker (die durch die Schaltung nach 4 vorgespannt sind) die Anforderun gen einer minimalen Einschwingzeit erfüllen, der Vorstrom um 40% größer als in dem Fall sein muß, der andernfalls als optimal angesehen würde.
Wie in 5 gezeigt ist, sieht ein weiterer herkömmlicher Entwurf einen kompensierten Referenzstrom Iref vor, der eine Funktion einer Referenzspannung Vref, einer Kapazität C und einer Taktsignalperiode Td ist. (Diese Schaltung ist genauer in E. A. Vittoz, "The Design of High-Performance Analog Circuits an Digital CMOS Chips", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Bd. SC-20, Nr. 3, Juni 1985, S. 657–665 beschrieben.) Diese Schaltung bildet eine Servoschleife, in der während einer Taktphase Td der Kondensator C auf die Referenzspannung Vref geladen wird und der Transistor M1 die Ladung vom Kondensator Cs, die gleich dem Produkt aus dem Referenzstrom Iref und der Taktperiode Td ist, abführt.
Während der nächsten Taktphase werden die Kondensatoren C und Cs zusammengeschlossenen und außerdem mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden. Falls die durch den Transistor M1 vom Kondensator Cs abgeführte Ladung höher als diejenige gewesen ist, die nun durch die gemeinsame Nutzung der Ladung vom Kondensator C (d. h. das Produkt aus der Referenzspannung Vref und der Kapazität C) verfügbar ist, wird der invertierende Eingang des Operationsverstärkers auf ein niedrigeres Potential gezogen, was wiederum bewirkt, daß der Gateanschluß des Transistors M4 auf ein höheres Potential gezogen wird, wodurch die Größe des Referenzstroms Iref (aufgrund der Stromspiegelwirkung der Transistoren M3 und M5) verringert wird.
Diese Schaltung besitzt zahlreiche Nachteile: Sie erfordert eine getrennte Spannungsreferenzschaltung; die Genauigkeit der Ladungsübertragung (und der Power-Supply-Rejection, PSR) vom Kondensator C zum Kondensator Cs ist gegenüber einer Ladungsinjektion empfindlich und der Wert des Referenzstroms ist gegenüber der Taktperiode Td empfindlich; weiterhin ist diese Schaltung gegenüber parasitären Kapazitäten an den oberen Platten der Kondensatoren C und Cs empfindlich; Streukapazitäten an diesen Knoten werden entladen, wenn sich die Spannung während verschiedener Taktzyklen ändert.
Wie in 6 gezeigt ist, arbeitet ein weiterer herkömmlicher Entwurf in einer "offenen Schleife" und verwendet keinerlei Rückkopplung (dieser Entwurf ist genauer in Olesin u. a., US-Patent Nr. 4.374.357 diskutiert, dessen Offenbarung hiermit durch Literaturhinweis eingefügt ist.) In diesem Entwurf werden die Kondensatoren C22 und C40 durch die Transistoren M18, M20, M36 und M38 während aufeinanderfolgender Zustände des Taktsignals abwechselnd geladen und entladen. Durch den als Diode geschalteten MOSFET M50 fließt ein mittlerer Strom, der gleich dem Produkt aus der Kapazität des Kondensators C22 (oder des Kondensators C40, da beide gleich sind), der Referenzspannung Vref und der doppelten Frequenz des Taktsignals (= C22 × Vref × 2 × f_clock) ist. Der Gate-Anschluß des Transistors M50 ist ein Knoten mit niedriger Impedanz, der durch einen Filterkondensator C52 umgangen wird und als Vorspannungstransistor M54 verwendet wird.
Auch diese Schaltung besitzt zahlreiche Nachteile einschließlich einer geringen Genauigkeit und einer geringen PSR. Durch die Drain-Spannung des Transistors M50, die nicht an die Drain-Spannung des Transistors M54 angepaßt ist, und durch nicht angepaßte Drain-Spannungen der Transistoren M56 und M60, M62 und M64 sowie M28 und M30 werden inhärente Fehler verursacht. Weiterhin schafft diese Schaltung aufgrund des Fehlens von Hochimpedanz-Knoten nur eine geringe Hochfrequenzbrumm-Filterung. Sämtliche Filterkondensatoren sind direkt über die als Diode geschalteten Transistoren (z. B. die Transistoren M50 und M56) geschaltet. Daher besitzt der durch diese Schaltung erzeugte Referenzstrom einen Ripple, der die doppelte Frequenz des Taktsignals besitzt.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Switched-Capacitor-Referenzstromquelle nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zu schaffen, die zur absoluten Temperatur, zur Kapazität und zur Taktfrequenz proportional ist, wobei zur Stabilisierung innerhalb der Switched-Capacitor-Referenzstromquelle Ströme verwendet werden, die proportional zur absoluten Temperatur sind.
Diese Aufgabe wird gemäß Anspruch 1 gelöst.
Hiernach werden ein doppelt abgetasteter Datenwiderstand bzw. eine "geschaltete Kapazität" und ein Integrationskondensator in einer PTAT-Schleife (zur absoluten Temperatur proportionale Schleife) verwendet, um Biasströme zu erzeugen, die zur Kapazität, zur Taktfrequenz und zur absoluten Temperatur proportional sind. Diese Ströme sind für die Vorspannung von Operationsverstärkern in Switched-Capacitor-Filtern, in denen die Einschwingzeit durch die Bandbreite der geschlossenen Schleife anstatt durch das "slewing" dominiert wird, optimal. Eine solche Schaltung kompensiert die Änderung der Lastkapazität und der Temperatur, um die Energiedissipation minimal zu machen.
Die integrierte Switched-Capacitor-Vorspannungsschaltung für die Erzeugung eines Referenzsignals, das zur absoluten Temperatur, zu einer Kapazität und zu einer Taktsignalfrequenz proportional ist, kann eine Stromspiegel-Schaltung, eine Vorspannungsschaltung und eine Switched-Capacitor-Schaltung enthalten. Die Stromspiegel-Schaltung ist so beschaffen, daß sie eine Vorspannung am Knoten C empfängt und entsprechend dazu einen primären Strom I2, einen ersten und einen zweiten gespiegelten Strom Ibias und eine Spannung am Knoten A, die ihrerseits auf den ersten gespiegelten Strom I1 anspricht, schafft. Die Vorspannungsschaltung, die mit der Stromspiegel-Schaltung gekoppelt ist, ist so beschaffen, daß sie die Knotenspannung A empfängt und entsprechend die Vorspannung C erzeugt. Die Switched-Capacitor-Schaltung, die mit der Stromspiegel-Schaltung gekoppelt ist, enthält eine Kapazität und ist so beschaffen, daß sie erste und zweite Taktsignale empfängt, die die gleiche Frequenz besitzen und gegenphasig sind, und entsprechend den ersten gespiegelten Strom proportional zur absoluten Temperatur der Switched-Capacitor-Schaltung, der Kapazität und der Taktsignalfrequenz empfängt und leitet. Der zweite gespiegelte Strom Ibias ist zum Produkt aus der absoluten Temperatur, der Kapazität und der Taktsignalfrequenz proportional.
Ein Referenzsignal, das zur absoluten Temperatur, zu einer Kapazität und zu einer Taktsignalfrequenz proportional ist, kann durch die folgenden Schritte erzeugt werden:
Empfangen einer Vorspannung und in Übereinstimmung damit Erzeugen eines primären Stroms, eines ersten und eines zweiten gespiegelten Stroms und einer Knotenspannung, wobei die Knotenspannung auf den ersten gespiegelten Strom anspricht;
Erzeugen eines Primärstromes I2 an einem Knoten C als Wirkung einer Vorspannung, eines ersten und eines zweiten zum Primärstrom I2 gespiegelten Stroms I1, Ibias und Erzeugen einer vom ersten Strom abhängigen Spannung am Knoten A;
Umschalten von Kapazitäten, von denen zwei gleichen Kapazitätswert Cs aufweisen, mittels zweier gegenphasiger Taktsignale gleicher Frequenz, so daß der erste gespiegelte Strom I1 proportional zum Produkt aus absoluter Temperatur, dem Kapazitätswert und der Taktsignalfrequenz ist;
Erzeugen einer Vorspannung am Knoten C in Abhängigkeit von der Spannung am Knoten A;
Verwenden von Dioden, deren Sperrbereichsflächen ein definiertes Verhältnis zueinander aufweisen, so daß der Mittelwert der Spannung über der ersten Kapazität einen vom Verhältnis der Sperrbereichsfläche abhängigen und zur absoluten Temperatur proportionalen Wert annimmt.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind der nachfolgenden Beschreibung und den Unteransprüchen zu entnehmen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in den beigefügten Abbildungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.
1 ist ein schematisches Diagramm einer Switched-Capacitor-Referenzstromquelle.
2 ist ein Zeitablaufplan zur Erläuterung der Signalformen ausgewählter Signale in der Schaltung nach 1.
3 ist ein Schaltplan und ein entsprechender Frequenzgang-Graph für den Frequenzgang der offenen Schleife eines typischen Transkonduktanz-Operationsverstärkers.
4 ist ein Schaltplan eines herkömmlichen PTAT-Stromgenerators.
5 ist ein Schaltplan einer herkömmlichen Spannungs/Strom-Umsetzungsschaltung.
6 ist ein Schaltplan einer herkömmlichen Switched-Capacitor-Referenzstromquelle.
In 1 ist eine Switched-Capacitor-Referenzstromquelle (vorzugsweise in Form einer integrierten Schaltung) zum Erzeugen eines Referenzsignals, das zur absoluten Temperatur, zu einer Kapazität und zu einer Taktsignalfrequenz proportional ist, gezeigt. Diese Switched-Capacitor-Referenzstromquelle verwendet einen doppelt abgetasteten Switched-Capacitor-"Widerstand" Cs und einen Integrationskondensator C1 in einer PTAT-Schleife, um einen Ausgangsvorstrom I_bias zu erzeugen, der zur Taktfrequenz und zur absoluten Temperatur sowie zu seiner Lastkapazität proportional ist. Die Transistoren M1, M2, M4 und M5 bilden einen Teil einer Stromspiegel-Schaltung, die durch eine Vorspannungsschaltung vorgespannt wird, die zum Teil durch die Transistoren M3 und M6 gebildet ist. Die Kondensatoren C1 und Cs sowie die Transistoren Msa, Msb, Msc und Msd bilden eine Switched-Capacitor-Schaltung, die einen gespiegelten Strom I1 von der Stromspiegel-Schaltung verwendet, um Ladungen über den Kondensatoren C1, Cs zu akkumulieren und zu entladen (wie im folgenden genauer erläutert wird). Die Diode D2 besitzt eine Sperrschichtfläche A und kann als PNP-Transistor mit parasitärem Substrat implementiert sein. Die Dioden D1 und D3 besitzen normierte Sperrschichtflächen.
Eine zusätzliche Stromspiegel-Verzweigungsschaltung ist zum Teil durch Transistoren M7 und M8 gebildet, um den Ausgangsvorstrom I_bias zu erzeugen, der eine kopierte, d. h. gespiegelte, Version des Primärstrom-Spiegelstroms I2 ist. Das Haupttaktsignal CLOCK wird durch eine Inverterschaltung invertiert, um entsprechende invertierte Taktsignale CLOCK zu erzeugen, um die Schalt transistoren Msa, Msb, Msc, Msd in der Switched-Capacitor-Schaltung anzusteuern.
Die PTAT-Schleife führt eine Servosteuerung in der Weise aus, daß die Spannung VI über dem Integrationskondensator C1 auf einem Mittelwert gehalten wird, der gleich dem Produkt aus dem mittleren natürlichen Logarithmus der Fläche A der Diode D2, der Boltzmannkonstante k und der absoluten Temperatur T dividiert durch die Ladung q ist (= In(A) × kT/q). Falls die Spannung VI über dem Integrationskondensator C1 niedriger als dieser Mittelwert wird, bedeutet dies, daß die Diode D2 mehr Strom als die Diode D1 leitet. Unter diesen Umständen ist der Strom I1 durch den Transistor M1 größer als der Primärstrom-Spiegelstrom I2. Aufgrund der Stromspiegelwirkung der Transistoren M4 und M5 ist der Drain-Strom von M4 gleich dem Primärstrom-Spiegelstrom I2. Da jedoch der Drain-Strom des Transistors M1 größer als der Primärstrom-Spiegelstrom I2 ist, d. h. da mehr Strom von dem den Gate-Anschluß des Transistors M6 mit dem Kompensationskondensator Cc verbindenden Knoten abgezogen wird, nimmt die Spannung am Knoten A ab. Dies hat wiederum zur Folge, daß der Drain-Strom des Transistors M6 ansteigt, wodurch die Spannung am Knoten C ansteigt. Ferner wird dadurch das Potential am Gate-Anschluß des Transistors M1 hochgezogen, wodurch das Potential am Knoten B ansteigt. Weiterhin steigt dadurch der Mittelwert der Spannung VI über dem Integrationskondensator C1 an. Folglich steuert diese Rückkopplungswirkung die Schleife in der Weise an, daß der Mittelwert der Spannung VI über dem Integrationskondensator C1 korrigiert und aufrechterhalten wird.
Zusammengefaßt ist dann der Durchschnittswert der Spannung VI über dem Integrationskondensator C1 eine Funktion der Fläche A der Diode D2. Da die Diode D2 eine größere Sperrschichtfläche als die Diode D1 hat, ist die Stromdichte in der Diode D2 geringer als die Stromdichte in der Diode D1, weshalb der Durchlaßspannungsabfall VD2 über der Diode D2 geringer als der Durchlaßspannungsabfall VD1 über der Diode D1 ist. Da die Spannungen an den Source-Anschlüssen der Transistoren M1 und M2 gleich sind, erscheint diese Spannungsdifferenz VD2 – VD1 in Form der Spannung V1 über dem Integrationskondensator C1.
Nun wird auf 2 bezug genommen. Die Funktionsweise dieser Schaltung kann vielleicht besser verstanden werden, wenn der detaillierte Spannungsverlauf in der Switched-Capacitor-Schleife betrachtet wird. Während beider Phasen CLOCK und CLOCK des Taktsignals lädt der Drain-Strom I1 des Transistors M1 eine Gesamtkapazität C1 + Cs, wodurch eine rampenförmige Spannungssignalform erzeugt wird. Für ein Taktsignal mit einem Tastverhältnis von 50% verläuft die Rampe linear von einer minimalen Spannung Vmin zu einer maximalen Spannung Vmax. Jedesmal, wenn ein Abtastkondensator CS mit einer Null-Anfangsspannung (aufgrund der Entladungswirkung der Transistoren Msa und Msd) über den Integrationskondensator C1 geschaltet wird, tritt eine gemeinsame Nutzung der Ladung auf. Diese Wirkung der gemeinsamen Ladungsnutzung schafft das Verhältnis der minimalen Spannung Vmin (d. h. der anfänglichen Rampenspannung) zur maximalen Spannung Vmax (d. h. der endgültigen Rampenspannung) als Verhältnis von C1/(Cs + Cl). Da die Rampe linear ist, ist die durchschnittliche Spannung gleich In(A)kT/q, d. h. der arithmetische Mittelwert aus der maximalen Spannung Vmax und der minimalen Spannung Vmin. Dies kann durch die folgende Gleichung (10) ausgedrückt werden:
Umordnen und Auflösen nach der maximalen Spannung V_max ergibt Gleichung (11):
Die minimale Spannung V_min kann dann unter Verwendung der Gleichungen (12) und (13) ermittelt werden:
Die Amplitude der Spannungsrampe ist die Differenz zwischen der maximalen Spannung V_max und der minimalen Spannung V_min, was durch die folgende Gleichung (14) ausgedrückt wird:
Für die Auflösung nach dem Drain-Strom I1 des Transistors M1 ist die Lastkapazität während des Ladens die Summe aus der Abtastkapazität Cs und der Integrationskapazität C1. Während des stationären Betriebs sind der Primärstrom I2 und die gespiegelten Ströme I1, I_bias gleich. Daher kann der Ausgangsvorstrom I_bias anhand der folgenden Gleichung (15) berechnet werden:
Daher kann durch Einsetzen von Gleichung (15) in Gleichung (5) die Beziehung für die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity durch die folgende Gleichung (16) ausgedrückt werden:
Unter normalen Umständen laufen die Abtastkapazität Cs, die Integrationskapazität C1 und die Lastkapazität C_LOAD (nicht gezeigt) aufgrund der Tatsache, daß die entsprechenden Kondensatoren aus demselben Material hergestellt sind, einander nach (d. h. sie haben im Verhältnis die gleiche Temperaturdrift). Daher ist aus Gleichung (16) ersichtlich, daß die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity zur Taktperiode umgekehrt proportional oder alternativ zur Taktfrequenz proportional ist.
Die Schaltung von 1 schafft eine hochgradige PSR, da die Drain- und Source-Spannungen sämtlicher "angepaßter" Bauteile so entworfen sind, daß sie innerhalb von einigen zehn Millivolt angepaßt sind. Beispielsweise haben die Transistorpaare M1/M2 und M4/M5 gut angepaßte Betriebspunkte.
Weiterhin wird durch den Doppelabtast-Entwurf eine Ladungsinjektion inhärent aufgehoben. Wenn beispielsweise der Schalttransistor Msb sperrt, wobei er seine Kanalladung abgibt, schaltet der Transistor Msa durch, wobei er die Ka nalladung sammelt. Eine ähnliche Ladungsinjektions-Aufhebung tritt in der entgegengesetzten Taktphase bei den Transistoren Msc und Msd auf.
Weiterhin ist der Knoten A ein Hochimpedanz-Knoten, bei dem die Kompensation einen dominanten Niederfrequenz-Pol ergibt, der den Ripple herausfiltert. Der Kompensationskondensator Cc schafft einen niederfrequenten Filterpol bei der Frequenz 1/(Rgs × Cc). Eine weitere Filterung und eine weitere PSR wird anhand der RC-Zeitkonstante des Filterkondensators C_filter und des Drain-Source-Widerstandes des Transistors M7, der in einer Trioden-Betriebsart (ohmsche Betriebsart) mit einer Vorspannung V1 vorgespannt wird, geschaffen.
Die obigen Gleichungen nehmen an, daß die Transkonduktanz-Operationsverstärker in der Sub-Threshold-Betriebsart vorgespannt werden. Falls jedoch die Eingangs-MOSFETs in Betriebsarten mit starker Inversion vorgespannt werden, finden andere Gleichungen Anwendung. Beispielsweise findet bei der Vorspannung in der Sättigungsbetriebsart die folgende Gleichung (17) Anwendung:
Einsetzen des Drain-Stroms I_D aus Gleichung (15) in Gleichung (17) ergibt die folgende Gleichung (18):
Die Trägermobilität μ hat eine Temperaturabhängigkeit von T^–3/2. Wenn dies mit der linearen Temperaturabhängigkeit des PTAT-Stroms kombiniert wird, ist die Gesamttemperaturvarianz der Transkonduktanz g_m durch T^–1/4 gegeben.
In einem Temperaturbereich von –40°C bis +100°C liegt die Gesamtstreuung der Transkonduktanz-Schwankungen aufgrund der Temperatur in einem Bereich von ±5,7%.
Die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity ist zum Quotienten aus der Transkonduktanz g_m und der Lastkapazität C_LOAD (= g_m/C_LOAD) proportional.
Einsetzen dieses Ausdrucks in Gleichung (18) ergibt, daß die Empfindlichkeit der Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity zu den Kondensatorschwankungen –1/2 ist. Mit anderen Worten, für jeden Anstieg des Kapazitätswerts um 10% nimmt die Einheitsverstärkungsfrequenz um ungefähr 5% ab. Weiterhin besteht eine Abhängigkeit von der effektiven Kanallänge L der Transistoren.

Claims

Switched-Capacitor-Referenzstromquelle zum Erzeugen eines zur absoluten Temperatur, einer Kapazität und einer Taktsignalfrequenz proportionalen Stromes mit – einer Stromspiegelschaltung mit einem ersten Strompfad mit zwei Transistoren (M1, M4), einem zweiten Strompfad mit zwei Transistoren (M2, M5) und einem dritten Strompfad, wobei als Wirkung einer Vorspannung an einem ersten Knoten (C) im zweiten Strompfad ein Primärstrom (I2), im ersten Strompfad ein erster zum Primärstrom (I2) gespiegelter Strom (I1), im dritten Strompfad ein zweiter zum Primärstrom (I2) gespiegelter Strom (Ibias) und an einem zweiten Knoten (A) zwischen den beiden Transistoren (M1, M4) des ersten Strompfades eine vom ersten Strom (I1) abhängige Spannung erzeugt wird, – einer Switched-Capacitor-Schaltung (C1, Cs, Msa, Msb, Msc, Msd), mit einer ersten Kapazität (C1), die mit dem ersten Strompfad der Stromspiegelschaltung in Reihe liegt, sowie mit einer zweiten und dritten Kapazität mit gleichem Kapazitätswert (Cs), wobei mittels zweier gegenphasiger Taktsignale gleicher Frequenz die Kapazitäten so umgeschaltelt werden, daß der erste gespiegelte Strom (I1) proportional zum Produkt aus absoluter Temperatur, dem Kapazitätswert und der Taktsignalfrequenz ist, gekennzeichnet durch – eine Vorspannungsschaltung (M3, M6), die am ersten Knoten (C) in Abhängigkeit von der Spannung am zweiten Knoten (A) die Vorspannung erzeugt, – eine erste Diode (D1), die in Reihe zur Vorspannungsschaltung liegt, eine dritte Diode (D3), die im zweiten Strompfad liegt und eine in Reihe zur ersten Kapazität (C1) geschaltete zweite Diode (D2), wobei die Sperrbereichsfläche der zweiten Diode (D2) zur Sperrbereichsfläche der ersten bzw. dritten Diode (D1, D3) ein definiertes Verhältnis aufweist, so daß der Mittelwert der Spannung über der ersten Kapazität (C1) einen vom Verhältnis der Sperrbereichsfläche abhängigen und zur absoluten Temperatur proportionalen Wert annimmt.
Switched-Capacitor-Referenzstromquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Diode (D2) als PNP-Transistor mit parasitärem Substrat ausgebildet ist.
Switched-Capacitor-Referenzstromquelle nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Knoten (A) ein Hochimpedanzknoten ist, der mit einem Kompensationskondensator (Cc) verbunden ist, wobei der Kompensationskondensator (Cc) einen niederfrequenten Filterpol schafft.
Switched-Capacitor-Referenzstromquelle nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Filterung und eine Power-Supply-Rejection mittels einer RC-Zeitkonstante eines Filterkondensators (C_filter) und des Drain-Source-Widerstandes eines weiteren Transistors (M7) vorgesehen ist, der in einer Trioden-Betriebsart mit einer Vorspannung (V1) vorgespannt ist.