DE10010153A1

DE10010153A1 - Schaltkondensator-Vorspannungsschaltung

Info

Publication number: DE10010153A1
Application number: DE10010153A
Authority: DE
Inventors: Laurence Douglas Lewicki; Shu-Ing Ju
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1999-03-05
Filing date: 2000-03-03
Publication date: 2000-09-07
Anticipated expiration: 2020-03-04
Also published as: DE10010153B4; JP3505120B2; JP2000295047A; US6191637B1

Abstract

Eine integrierte Schaltkondensator-Vorspannungsschaltung zum Erzeugen eines Referenzsignals, das zur absoluten Temperatur, zu einer Kapazität und zu einer Taktsignalfrequenz proportional ist. Eine Stromspiegel-Schaltung erzeugt einen primären Strom und einen gespiegelten Strom. Unter der Steuerung eines Taktsignals verwendet eine Schaltkondensator-Schaltung den gespiegelten Strom, um Ladungen am primären Kondensator konstant zu akkumulieren, während sie abwechselnd diese Ladungen gemeinsam nutzt und dann einen von zwei zusätzlichen Kondensatoren entlädt. Die Größe des von der Schaltkondensator-Schaltung gezogenen Stroms ist eine Funktion des Übergangsbereichs einer Diode und der absoluten Temperatur. Um die Gleichheit des primären und der gespiegelten Ströme aufrechtzuerhalten, wird eine Knotenspannung in der Stromspiegel-Schaltung durch eine Vorspannungsschaltung überwacht, die ein Vorspannungssignal zum Steuern der Stromspiegel-Schaltung erzeugt. Eine zusätzliche Stromkopierstufe wird durch die Stromspiegel-Schaltung angesteuert, um einen zusätzlichen gespiegelten Strom zu erzeugen, der zum Produkt aus der absoluten Temperatur und der Frequenz des Taktsignals proportional ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltkondensator-Vorspannungsschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, mit der Prozeßtoleranzen, die Temperatur und die Taktfrequenz kompensiert werden können.

In Schaltungsanwendungen, die Schaltkondensator-Schaltungen enthalten, müssen die Verstärker typischerweise nur kapazitive Lasten ansteuern, die, wenn überhaupt, keinen hohen Gleichstrom erfordern. Daher können solche Verstärker ohne Niedrigimpedanz-Ausgangsstufe entworfen werden, etwa als Emitterfolger- oder Sourcefolger-Schaltung. Als Folge dieser Entwurfsvereinfachung besitzen solche Verstärker, die in Schaltkondensator-Schaltungen verwendet werden, typischerweise eine hohe Ausgangsimpedanz und werden oftmals als "Transkonduktanz-Operationsverstärker" (operational transconductance ampli fiers) bezeichnet, um sie von Operationsverstärkern mit niedriger Ausgangsimpe danz zu unterscheiden. Anwendungen, in denen hohe Ausgangsimpedanzen annehmbar sind, lassen die Verwendung einstufiger Transkonduktanz-Operati onsverstärker zu. Solche Verstärker besitzen typischerweise einstufige, kaska denartige oder teleskopartige (d. h. nicht einstufige, kaskadenartige) Entwürfe.

Wie in Fig. 3 gezeigt ist, besitzt ein solcher Verstärker typischerweise einen einzigen dominanten Pol, wodurch die Einheitsverstärkungsfrequenz zum Verhältnis der Transkonduktanz g_m der Eingangsstufe zur Lastkapazität C_LOAD proportional wird. Diese Beziehung zwischen der Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity, der Transkonduktanz g_m und der Lastkapazität C_LOAD kann, wie durch den Graphen in Fig. 3 gezeigt ist, durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt werden

Falls das differentielle Eingangspaar von Transistoren (Metalloxid-Halblei ter-Feldeffekttransistoren oder MOSFETs) des Transkonduktanz-Operationsver stärkers im Unterschwellenwert-Bereich vorgespannt wird, ist die Eingangsstufen- Transkonduktanz g_m zum Produkt aus der Boltzmannkonstante k und der absolu ten Temperatur T dividiert durch die Ladung q umgekehrt proportional. Daraus folgt, daß die Eingangsstufen-Transkonduktanz g_m unter Verwendung der folgen den Gleichungen (2), (3) und (4) anhand des Drain-Stroms I_D, der Minoritätsträ ger-Beweglichkeit µ, der Gateoxidkapazität pro Einheitsfläche C_ox, der Kanalbreite W und der Länge L, der Gate-Source-Spannung V_GS, der Schwellenspannung V_T0, der Source-Spannung V_S und der Anzahl n von Ausgangsvorrichtungen ermittelt werden kann:

Die Gleichungen (1) und (4) können kombiniert werden, um die Einheitsver stärkungsfrequenz f_unity gemäß Gleichung (5) auszudrücken:

Wie aus Gleichung (5) hervorgeht, ist die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity dann, wenn der Drain-Strom I_D zum Produkt aus der absoluten Temperatur T und der Lastkapazität C_LOAD proportional gemacht werden kann, für sämtliche Prozeß- und Temperaturänderungen konstant. Im Idealfall sollte die Einheitsver stärkungsfrequenz f_unity des Transkonduktanz-Operationsverstärkers der Fre quenz des Taktsignals (mit der Taktsignalperiode T_clock) für das Schaltkondensa tor-Filter folgen. Daher können die Beziehungen für die Einheitsverstärkungsfre quenz f_unity und den Drain-Strom ID anhand der folgenden Gleichungen (6) und (7) ausgedrückt werden:

Unter der Annahme:

Es ist ersichtlich, daß der Quotient aus der Lastkapazität C_LOAD und dem Taktsignal T_clock in Gleichung (7) der angenäherte Ausdruck für ein Schaltkon densator-Widerstandsäquivalent ist.

Wie in Fig. 4 gezeigt ist, erzeugen viele herkömmliche Entwürfe einen zur absoluten Temperatur proportionalen Vorstrom (Proportional To Absolute Tempe rature oder PTAT-Vorstrom), indem sie über einem Widerstand eine "Differenz spannung" entwickeln, die die Differenz zwischen den Durchlaß-Übergangsspan nungen der Dioden D21, D22 ist. Wenn dieser Vorstrom Iout, der vor dieser Schaltung erzeugt wird, in Gleichung (4) eingesetzt wird, kann die Beziehung für die Unterschwellenwert-MOSFET-Transkonduktanz g_m durch die folgende Glei chung (8) ausgedrückt werden:

Nach Gleichung (8) ist die Transkonduktanz g_m konstant, falls der Wider stand R keine Temperaturabhängigkeit besitzt. Auf dieser Grundlage kann gezeigt werden, daß die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity des Transkonduktanz-Opera tionsverstärkers durch die folgende Gleichung (9) ausgedrückt werden kann:

Nach Gleichung (9) sind die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity und das Einschwingen des Transkonduktanz-Operationsverstärkers eine Funktion der absoluten Toleranzen des Widerstandes R (typischerweise in einem Bereich von ±20%) und der Lastkapazität C_LOAD (typischerweise im Bereich von ±10%). Unter der Annahme, daß ein linearer Widerstandstemperaturkoefflzient gleich +700 ppm/°C ist und die Temperatur im Bereich von -40°C bis +85°C liegt, liegt die Gesamttoleranz der Einheitsverstärkungsfrequenz im Bereich von ±40%. Daraus folgt, daß, damit gewährleistet ist, daß die Transkonduktanz-Operations verstärker (die durch die Schaltung nach Fig. 4 vorgespannt sind) die Anforderun gen einer minimalen Einschwingzeit erfüllen, der Vorstrom um 40% größer als in dem Fall sein muß, der andernfalls als optimal angesehen würde.

Wie in Fig. 5 gezeigt ist, sieht ein weiterer herkömmlicher Entwurf einen kompensierten Referenzstrom Iref vor, der eine Funktion einer Referenzspannung Vref, einer Kapazität C und einer Taktsignalperiode Td ist. (Diese Schaltung ist genauer in E. A. Vittoz, "The Design of High-Performance Analog Circuits on Digital CMOS Chips", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Bd. SC-20, Nr. 3, Juni 1985, S. 657-665 beschrieben.) Diese Schaltung bildet eine Servoschleife, in der während einer Taktphase Td der Kondensator C auf die Referenzspannung Vref geladen wird und der Transistor M1 die Ladung vom Kondensator Cs, die gleich dem Produkt aus dem Referenzstrom Iref und der Taktperiode Td ist, abführt.

Während der nächsten Taktphase werden die Kondensatoren C und Cs kurzgeschlossen und außerdem mit dem invertierenden Eingang des Operations verstärkers verbunden. Falls die durch den Kondensator M1 vom Kondensator Cs abgeführte Ladung höher als diejenige gewesen ist, die nun durch die gemein same Nutzung der Ladung vom Kondensator C (d. h. das Produkt aus der Refe renzspannung Vref und der Kapazität C) verfügbar ist, wird der invertierende Ein gang des Operationsverstärkers auf ein niedrigeres Potential gezogen, was wie derum bewirkt, daß der Gateanschluß des Transistors M4 auf ein höheres Poten tial gezogen wird, wodurch die Größe des Referenzstroms Iref (aufgrund der Stromspiegelwirkung der Transistoren M3 und M5) verringert wird.

Diese Schaltung besitzt zahlreiche Nachteile: Sie erfordert eine getrennte Spannungsreferenzschaltung; die Genauigkeit der Ladungsübertragung (und der Stromversorgungszurückweisung) vom Kondensator C zum Kondensator Cs ist gegenüber einer Ladungsinjektion empfindlich und der Wert des Referenzstroms ist gegenüber der Taktperiode Td empfindlich; weiterhin ist diese Schaltung ge genüber parasitären Kapazitäten an den oberen Platten der Kondensatoren C und Cs empfindlich; Streukapazitäten an diesen Knoten werden entladen, wenn sich die Spannung während verschiedener Taktzyklen ändert.

Wie in Fig. 6 gezeigt ist, arbeitet ein weiterer herkömmlicher Entwurf in einer "offenen Schleife" und verwendet keinerlei Rückkopplung (dieser Entwurf ist genauer in Olesin u. a., US-Patent Nr. 4.374.357 diskutiert, dessen Offenbarung hiermit durch Literaturhinweis eingefügt ist.) In diesem Entwurf werden die Kon densatoren C22 und C40 durch die Transistoren M18, M20, M36 und M38 wäh rend aufeinanderfolgender Zustände des Taktsignals abwechselnd geladen und entladen. Durch den als Diode geschalteten MOSFET M50 fließt ein mittlerer Strom, der gleich dem Produkt aus der Kapazität des Kondensators C22 (oder des Kondensators C40, da beide gleich sind), der Referenzspannung Vref und der doppelten Frequenz des Taktsignals ( = C22 × Vref × 2 × f_clock) ist. Der Gate-An schluß des Transistors M50 ist ein Knoten mit niedriger Impedanz, der durch einen Filterkondensator C52 umgangen wird und als Vorspannungstransistor M54 ver wendet wird.

Auch diese Schaltung besitzt zahlreiche Nachteile einschließlich einer geringen Genauigkeit und einer geringen Stromversorgungszurückweisung. Durch die Drain-Spannung des Transistors M50, die nicht an die Drain-Spannung des Transistors M54 angepaßt ist, und durch nicht angepaßte Drain-Spannungen der Transistoren M56 und M60, M62 und M64 sowie M28 und M30 werden inhärente Fehler verursacht. Weiterhin schafft diese Schaltung aufgrund des Fehlens von Hochimpedanz-Knoten nur eine geringe Hochfrequenzbrumm-Filterung. Sämtliche Filterkondensatoren sind direkt über die als Diode geschalteten Transistoren (z. B. die Transistoren M50 und M56) geschaltet. Daher besitzt der durch diese Schal tung erzeugte Referenzstrom einen Brumm, der die doppelte Frequenz des Takt signals besitzt.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltkondensator-Vorspannungsschal tung für die Erzeugung eines Referenzsignals nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zu schaffen, das zur absoluten Temperatur, zur Kapazität und zur Taktfrequenz proportional ist.

Diese Aufgabe wird gemäß Anspruch 1 gelöst.

Hiernach werden ein doppelt abgetasteter Schaltkondensator-"Widerstand" und ein Integrationskondensator in einer PTAT-Schleife (zur absoluten Temperatur proportionale Schleife) verwendet, um Vorströme zu erzeugen, die zur Kapazität, zur Taktfrequenz und zur absoluten Temperatur proportional sind. Diese Ströme sind für die Vorspannung von Operationsverstärkern in Schaltkon densator-Filtern, in denen die Einschwingzeit durch die Bandbreite der geschlos senen Schleife anstatt durch den Anstieg dominiert wird, optimal. Eine solche Schaltung kompensiert die Änderung der Lastkapazität und der Temperatur, um die Energiedissipation minimal zu machen.

Die integrierte Schaltkondensator-Vorspannungsschaltung für die Erzeu gung eines Referenzsignals, das zur absoluten Temperatur, zu einer Kapazität und zu einer Taktsignalfrequenz proportional ist, kann eine Stromspiegel-Schal tung, eine Vorspannungsschaltung und eine Schaltkondensator-Schaltung ent halten. Die Stromspiegel-Schaltung ist so beschaffen, daß sie eine Vorspannung empfängt und in Übereinstimmung damit einen primären Strom, einen ersten und einen zweiten gespiegelten Strom und eine Knotenspannung, die ihrerseits auf den ersten gespiegelten Strom anspricht, schafft. Die Vorspannungsschaltung, die mit der Stromspiegel-Schaltung gekoppelt ist, ist so beschaffen, daß sie die Kno tenspannung empfängt und in Übereinstimmung damit die Vorspannung erzeugt. Die Schaltkondensator-Schaltung, die mit der Stromspiegel-Schaltung gekoppelt ist, enthält eine Kapazität und ist so beschaffen, daß sie erste und zweite Taktsi gnale empfängt, die die gleiche Frequenz besitzen und gegenphasig sind, und in Übereinstimmung damit den ersten gespiegelten Strom im Verhältnis zur absolu ten Temperatur der Schaltkondensator-Schaltung, der Kapazität und der Taktsi gnalfrequenz empfängt und leitet. Der zweite gespiegelte Strom ist zum Produkt aus der absoluten Temperatur, der Kapazität und der Taktsignalfrequenz propor tional.

Ein Referenzsignal, das zur absoluten Temperatur, zu einer Kapazität und zu einer Taktsignalfrequenz proportional ist, kann durch die folgenden Schritte erzeugt werden:
Empfangen einer Vorspannung und in Übereinstimmung damit Erzeugen eines primären Stroms, eines ersten und eines zweiten gespiegelten Stroms und einer Knotenspannung, wobei die Knotenspannung auf den ersten gespiegelten Strom anspricht;
Empfangen der Knotenspannung und in Übereinstimmung damit Erzeugen der Vorspannung; und
Empfangen erster und zweiter Taktsignale, die die gleiche Frequenz besit zen und gegenphasig sind, mit einer eine Kapazität aufweisenden kapazitiven Schaltung und in Übereinstimmung damit Empfangen und Leiten des ersten ge spiegelten Stroms im Verhältnis zur absoluten Temperatur, der Kapazität und der Taktsignalfrequenz;
wobei der zweite gespiegelte Strom zu dem Produkt aus der absoluten Temperatur, der Kapazität und der Taktsignalfrequenz proportional ist. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind der nachfolgenden Beschrei bung und den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in den beigefügten Abbildun gen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm einer Schaltkondensator-Vorspan nungsschaltung.

Fig. 2 ist ein Zeitablaufplan zur Erläuterung der Signalformen ausgewählter Signale in der Schaltung nach Fig. 1.

Fig. 3 ist ein Schaltplan und ein entsprechender Frequenzgang-Graph für den Frequenzgang der offenen Schleife eines typischen Transkonduktanz-Opera tionsverstärkers.

Fig. 4 ist ein Schaltplan eines herkömmlichen PTAT-Stromgenerators.

Fig. 5 ist ein Schaltplan einer herkömmlichen Spannungs/Strom-Umset zungsschaltung.

Fig. 6 ist ein Schaltplan einer herkömmlichen Schaltkondensator-Referenz stromquelle.

In Fig. 1 ist eine Schaltkondensator-Vorspannungsschaltung (vorzugsweise in Form einer integrierten Schaltung) zum Erzeugen eines Referenzsignals, das zur absoluten Temperatur, zu einer Kapazität und zu einer Taktsignalfrequenz proportional ist, gezeigt. Diese Schaltkondensator-Vorspannungsschaltung ver wendet einen doppelt abgetasteten Schaltkondensator-"Widerstand" Cs und einen Integrationskondensator Cl in einer PTAT-Schleife, um einen Ausgangsvorstrom I_bias zu erzeugen, der zur Taktfrequenz und zur absoluten Temperatur sowie zu seiner Lastkapazität proportional ist. Die Transistoren M1, M2, M4 und M5 bilden einen Teil einer Stromspiegel-Schaltung, die durch eine Vorspannungsschaltung vorgespannt wird, die zum Teil durch die Transistoren M3 und M6 gebildet ist. Die Kondensatoren Cl und Cs sowie die Transistoren Msa, Msb, Msc und Msd bilden eine Schaltkondensator-Schaltung, die einen gespiegelten Strom I1 von der Stromspiegel-Schaltung verwendet, um Ladungen über den Kondensatoren Cl, Cs zu akkumulieren und zu entladen (wie im folgenden genauer erläutert wird). Die Diode D2 besitzt einen Übergangsbereich A und kann als PNP-Transistor mit parasitärem Substrat implementiert sein. Die Dioden D1 und D3 besitzen nor mierte Einheitsübergangsbereiche.

Eine zusätzliche Stromspiegel-Verzweigungsschaltung ist zum Teil durch Transistoren M7 und M8 gebildet, um den Ausgangsvorstrom Ibias zu erzeugen, der eine kopierte, d. h. gespiegelte, Version des Primärstrom-Spiegelstroms I2 ist. Das Haupttaktsignal CLOCK wird durch eine Inverterschaltung invertiert, um ent sprechende invertierte Taktsignale CLOCK zu erzeugen, um die Schalt transistoren Msa, Msb, Msc, Msd in der Schaltkondensator-Schaltung anzu steuern.

Die PTAT-Schleife führt eine Servosteuerung in der Weise aus, daß die Spannung VI über dem Integrationskondensator CI auf einem Wert gehalten wird, der gleich dem Produkt aus dem mittleren natürlichen Logarithmus des Bereichs A der Diode D2, der Boltzmannkonstante k und der absoluten Temperatur T dividiert durch die Ladung q ist ( = In(A) × kT/q). Falls die Spannung VI über dem Integrati onskondensator Cl niedriger als dieser Mittelwert wird, bedeutet dies, daß die Diode D2 mehr Strom als die Diode D1 leitet. Unter diesen Umständen ist der Strom I1 durch den Transistor M1 größer als der Primärstrom-Spiegelstrom I2. Aufgrund der Stromspiegelwirkung der Transistoren M4 und M5 ist der Drain- Strom von M4 gleich dem Primärstrom-Spiegelstrom I2. Da jedoch der Drain- Strom des Transistors M1 größer als der Primärstrom-Spiegelstrom I2 ist, d. h. da mehr Strom von dem den Gate-Anschluß des Transistors M6 mit dem Kompensa tionskondensator Cc verbindenden Knoten abgezogen wird, nimmt die Spannung am Knoten A ab. Dies hat wiederum zur Folge, daß der Drain-Strom des Transi stors M6 ansteigt, wodurch die Spannung am Knoten C ansteigt. Ferner wird da durch das Potential am Gate-Anschluß des Transistors M1 hochgezogen, wodurch das Potential am Knoten B ansteigt. Weiterhin steigt dadurch der Mittelwert der Spannung VI über dem Integrationskondensator Cl an. Folglich steuert diese Rückkopplungswirkung die Schleife in der Weise an, daß der Mittelwert der Span nung VI über dem Integrationskondensator Cl korrigiert und aufrechterhalten wird.

Zusammengefaßt ist dann der Durchschnittswert der Spannung VI über dem Integrationskondensator Cl eine Funktion des Bereichs A der Diode D2. Da die Diode D2 einen größeren Übergangsbereich als die Diode D1 hat, ist die Stromdichte in der Diode D2 geringer als die Stromdichte in der Diode D1, wes halb der Durchlaßspannungsabfall VD2 über der Diode D2 geringer als der Durchlaßspannungsabfall VD1 über der Diode D1 ist. Da folglich die Spannungen an den Source-Anschlüssen der Transistoren M1 und M2 gleich sind, erscheint diese Spannungsdifferenz VD2 - VD1 in Form der Spannung V1 über dem Inte grationskondensator Cl.

Nun wird auf Fig. 2 bezug genommen. Die Funktionsweise dieser Schaltung kann vielleicht besser verstanden werden, wenn Einzelheiten der Spannung in der Schaltkondensator-Schleife betrachtet werden. Während beider Phasen CLOCK und CLOCK des Taktsignals lädt der Drain-Strom I1 des Transistors M1 eine Gesamtkapazität Cl + Cs, wodurch eine rampenförmige Spannungssignalform erzeugt wird. Für ein Taktsignal mit einem Tastverhältnis von 50% verläuft die Rampe linear von einer minimalen Spannung Vmin zu einer maximalen Spannung Vmax. Jedesmal, wenn ein Abtastkondensator CS mit einer Null-Anfangs spannung (aufgrund der Entladungswirkung der Transistoren Msa und Msd) über den Integrationskondensator Cl geschaltet wird, tritt eine gemeinsame Nutzung der Ladung auf. Diese Wirkung der gemeinsamen Ladungsnutzung schafft das Verhältnis der minimalen Spannung Vmin (d. h. der anfänglichen Rampenspan nung) zur maximalen Spannung Vmax (d. h. der endgültigen Rampenspannung) als Verhältnis von Cl/(Cs + Cl). Da die Rampe linear ist, ist die durchschnittliche Spannung gleich In(A)kT/q, d. h. der arithmetische Mittelwert aus der maximalen Spannung Vmax und der minimalen Spannung Vmin. Dies kann durch die fol gende Gleichung (10) ausgedrückt werden:

Umordnen und Auflösen nach der maximalen Spannung V_max ergibt Glei chung (11):

Die minimale Spannung V_min kann dann unter Verwendung der Gleichun gen (12) und (13) ermittelt werden:

Die Amplitude der Spannungsrampe ist die Differenz zwischen der maxima len Spannung V_max und der minimalen Spannung V_min, was durch die folgende Gleichung (14) ausgedrückt wird:

Für die Auflösung nach dem Drain-Strom I1 des Transistors M1 ist die Lastkapazität während des Ladens die Summe aus der Abtastkapazität Cs und der Integrationskapazität Cl. Während des stationären Betriebs sind der Primärstrom I2 und die gespiegelten Ströme I1, I_bias gleich. Daher kann der Ausgangsvorstrom I_bias anhand der folgenden Gleichung (15) berechnet werden:

Daher kann durch Einsetzen von Gleichung (15) in Gleichung (5) die Bezie hung für die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity durch die folgende Gleichung (16) ausgedrückt werden:

Unter normalen Umständen laufen die Abtastkapazität Cs, die Integrations kapazität Cl und die Lastkapazität C_LOAD (nicht gezeigt) aufgrund der Tatsache, daß die entsprechenden Kondensatoren aus demselben Material hergestellt sind, einander nach. Daher ist aus Gleichung (16) ersichtlich, daß die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity zur Taktperiode umgekehrt proportional oder alternativ zur Taktfrequenz proportional ist.

Die Schaltung von Fig. 1 schafft eine hochgradige Stromversorgungs zurückweisung, da die Drain- und Source-Spannungen sämtlicher "angepaßter" Vorrichtungspaare so entworfen sind, daß sie innerhalb von einigen zehn Millivolt angepaßt sind. Beispielsweise haben die Transistorpaare M1/M2 und M4/M5 gut angepaßte Betriebspunkte.

Weiterhin wird durch den Doppelabtast-Entwurf eine Ladungsinjektion inhärent aufgehoben. Wenn beispielsweise der Schalttransistor Msb sperrt, wobei er seine Kanalladung abgibt, schaltet der Transistor Msa durch, wobei er die Ka nalladung sammelt. Eine ähnliche Ladungsinjektions-Aufhebung tritt in der entge gengesetzten Taktphase bei den Transistoren Msc und Msd auf.

Weiterhin ist der Knoten A ein Hochimpedanz-Knoten, bei dem die Kompensation einen dominanten Niederfrequenz-Pol ergibt, der den Brumm her ausfiltert. Der Kompensationskondensator Cc schafft einen niederfrequenten Fil terpol bei der Frequenz 1/(Rgs × Cc). Eine weitere Filterung und eine weitere Stromversorgungszurückweisung wird anhand der RC-Zeitkonstante des Filter kondensators C_filter und des Drain-Source-Widerstandes des Transistors M7, der in einer Trioden-Betriebsart (ohmsche Betriebsart) mit einer Vorspannung V1 vorgespannt wird, geschaffen.

Die obigen Gleichungen nehmen an, daß die Transkonduktanz-Operations verstärker in der Unterschwellenwert-Betriebsart vorgespannt werden. Falls jedoch die Eingangs-MOSFETs in Betriebsarten mit starker Inversion vorgespannt werden, finden andere Gleichungen Anwendung. Beispielsweise findet bei der Vorspannung in der Sättigungsbetriebsart die folgende Gleichung (17) An wendung:

Einsetzen des Drain-Stroms I_D aus Gleichung (15) in Gleichung (17) ergibt die folgende Gleichung (18):

Die Trägermobilität µ hat eine Temperaturabhängigkeit von T^-3/2. Wenn dies mit der linearen Temperaturabhängigkeit des PTAT-Stroms kombiniert wird, ist die Gesamttemperaturvarianz der Transkonduktanz g_m durch T^-1/4 gegeben.

In einem Temperaturbereich von -40°C bis +100°C liegt die Gesamtstreu ung der Transkonduktanz-Schwankungen aufgrund der Temperatur in einem Bereich von ±5,7%.

Die Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity ist zum Quotienten aus der Transkonduktanz g_m und der Lastkapazität C_LOAD ( = g_m/C_LOAD) proportional. Einsetzen dieses Ausdrucks in Gleichung (18) ergibt, daß die Empfindlichkeit der Einheitsverstärkungsfrequenz f_unity zu den Kondensatorschwankungen -1/2 ist. Mit anderen Worten, für jeden Anstieg des Kapazitätswerts um 10% nimmt die Einheitsverstärkungsfrequenz um ungefähr 5% ab. Weiterhin besteht eine Abhängigkeit von der effektiven Kanallänge L der Transistoren.

Claims

1. Schaltkondensator-Vorspannungsschaltung zum Erzeugen eines Referenzsignals, das zur absoluten Temperatur, einer Kapazität und einer Taktsi gnalfrequenz proportional ist, gekennzeichnet durch
eine Stromspiegel-Schaltung (M1, M2, M4, M5), die so beschaffen ist, daß sie eine Vorspannung empfängt und in Übereinstimmung damit einen Primär strom, einen ersten und einen zweiten gespiegelten Strom sowie eine Knoten spannung erzeugt, wobei die Knotenspannung auf den ersten gespiegelten Strom anspricht,
eine Vorspannungsschaltung (M3, M6), die mit der Stromspiegel-Schaltung gekoppelt und so beschaffen ist, daß sie die Knotenspannung empfängt und in Übereinstimmung damit die Vorspannung erzeugt, und
eine Schaltkondensator-Schaltung (Cl, Cs, Msa, Msb, Msc, Msd), die mit der Stromspiegel-Schaltung gekoppelt ist, eine Kapazität aufweist und so be schaffen ist, daß sie erste und zweite Taktsignale empfängt, die die gleiche Fre quenz und entgegengesetzte Phase besitzen, und in Übereinstimmung damit den ersten gespiegelten Strom im Verhältnis zu der absoluten Temperatur der Schalt kondensator-Schaltung, der Kapazität und der Taktsignalfrequenz empfängt und leitet,
wobei der zweite gespiegelte Strom zu einem Produkt aus der absoluten Temperatur, der Kapazität und der Taktsignalfrequenz proportional ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkondensator-Schaltung eine Diode mit einem Diodenübergangsbereich (A) enthält und eine über der Kapazität in Übereinstimmung mit dem ersten gespiegelten Strom entwickelte Spannung dem Diodenübergangsbereich (A) entspricht.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegel-Schaltung umfaßt: eine Stromquellenstufe, die so beschaffen ist, daß sie die Vorspannung empfängt und in Übereinstimmung damit den Primär strom einspeist und den ersten gespiegelten Strom leitet; und eine Stromspiegel stufe, die mit der Stromquellenstufe teleskopartig verbunden und so beschaffen ist, daß sie den Primärstrom empfängt und in Übereinstimmung damit den ersten gespiegelten Strom erzeugt.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Stromspiegel-Verzweigungsschaltung vorgesehen ist, die mit der Stromspiegel stufe gekoppelt ist, so beschaffen ist, daß sie den Primärstrom kopiert, und in Übereinstimmung damit den zweiten gespiegelten Strom schafft.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeich net, daß die Vorspannungsschaltung umfaßt: einen ersten Transistor, der so be schaffen ist, daß er die Knotenspannung empfängt und in Übereinstimmung damit einen Vorstrom erzeugt, und einen zweiten Transistor, der mit dem ersten Transi stor gekoppelt ist, so beschaffen ist, daß er den Vorstrom empfängt, und in Über einstimmung damit die Vorspannung erzeugt.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeich net, daß die Schaltkondensator-Schaltung umfaßt: eine kapazitive Primär-Schal tung, die so beschaffen ist, daß sie den ersten gespiegelten Strom empfängt und in Übereinstimmung damit eine elektrische Primärladung akkumuliert, eine erste kapazitive Schalt-Schaltung, die mit der kapazitiven Primär-Schaltung gekoppelt ist, so beschaffen ist, daß sie das erste und das zweite Taktsignal empfängt und in Übereinstimmung damit abwechselnd einerseits eine erste gemeinsame elektri sche Ladung von der ersten kapazitiven Schaltung und eine erste elektrische Schalt-Ladung akkumuliert und andererseits die akkumulierte erste gemeinsame Ladung und die akkumulierte elektrische Schalt-Ladung entlädt, und eine zweite kapazitive Schalt-Schaltung, die mit der kapazitiven Primär-Schaltung gekoppelt ist, so beschaffen ist, daß sie die ersten und zweiten Taktsignale empfängt und in Übereinstimmung damit abwechselnd einerseits eine zweite gemeinsame elektri sche Ladung von der ersten kapazitiven Schaltung und eine zweite elektrische Schalt-Ladung akkumuliert und die akkumulierte zweite gemeinsame Ladung und die akkumulierte elektrische Schalt-Ladungen entlädt.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitive Primär-Schaltung einen Kondensator und eine Diode, die in Reihe geschaltet sind, umfaßt.

8. Schaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitive Primär-Schaltung einen ersten Kondensator und eine Diode, die in Reihe geschaltet sind, umfaßt, wobei die erste kapazitive Schalt-Schaltung um faßt: einen zweiten Kondensator und eine erste Mehrzahl von Schalttransistoren, die mit dem zweiten Kondensator und mit der kapazitiven Primär-Schaltung ge koppelt sind, so beschaffen sind, daß sie das erste und das zweite Taktsignal empfangen, und in Übereinstimmung damit abwechselnd einerseits die ersten und zweiten Kondensatoren koppeln und andererseits den zweiten Kondensator entla den, und die zweite kapazitive Schalt-Schaltung umfaßt: einen dritten Kondensator und eine zweite Mehrzahl von Schalttransistoren, die mit dem dritten Kondensator und mit der kapazitiven Primär-Schaltung gekoppelt sind, so beschaffen sind, daß sie die ersten und zweiten Taktsignale empfangen, und in Übereinstimmung damit abwechselnd einerseits den ersten und den dritten Kondensator koppeln und andererseits den dritten Kondensator entladen.

9. Schaltung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeich net, daß die Akkumulationen der ersten und zweiten gemeinsamen elektrischen Ladungen eine minimale Spannung (V_min) definieren, die Akkumulationen der ersten und zweiten gemeinsamen elektrischen Ladungen und der ersten und zweiten elektrischen Schalt-Ladungen eine maximale Spannung (V_max) definieren und die minimalen und maximalen Spannungen (V_min, V_max) eine mittlere Span nung (V_avg) definieren.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitive Primär-Schaltung eine Diode mit einem Diodenübergangsbereich (A) enthält und die mittlere Spannung dem Diodenübergangsbereich (A) entspricht.

11. Schaltung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß sich die minimalen und maximalen Spannungen mit Bezug auf die absolute Tem peratur ändern.

12. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der primäre Strom und die ersten und zweiten gespiegelten Ströme im wesentlichen gleich sind.

13. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, gekennzeichnet durch eine Inverterschaltung, die mit der Schaltkondensator-Schaltung gekoppelt ist, so beschaffen ist, daß sie ein Haupttaktsignal empfängt und invertiert und in Übereinstimmung damit die ersten und zweiten Taktsignale erzeugt.

14. Verfahren zum Erzeugen eines Referenzsignals, das zur absoluten Temperatur, einer Kapazität und einer Taktsignalfrequenz proportional ist, ge kennzeichnet durch die folgenden Schritte:
Empfangen einer Vorspannung und in Übereinstimmung damit Erzeugen eines primären Stroms, eines ersten und eines zweiten gespiegelten Stroms und einer Knotenspannung, wobei die Knotenspannung auf den ersten gespiegelten Strom anspricht,
Empfangen der Knotenspannung und in Übereinstimmung damit Erzeugen der Vorspannung und
Empfangen der ersten und zweiten Taktsignale, die die gleiche Frequenz und entgegengesetzte Phase besitzen, mittels einer eine Kapazität aufweisenden kapazitiven Schaltung und in Übereinstimmung damit Empfangen und Leiten des ersten gespiegelten Stroms im Verhältnis zu der absoluten Temperatur, der Kapa zität und der Taktsignalfrequenz,
wobei der zweite gespiegelte Strom zu einem Produkt aus der absoluten Temperatur, der Kapazität und der Taktsignalfrequenz proportional ist.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß über der Kapazität und in Übereinstimmung mit dem ersten gespiegelten Strom eine Span nung erzeugt wird, die einem Diodenübergangsbereich (A) entspricht.

16. Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß beim Empfang einer Vorspannung und einer entsprechenden Erzeugung eines primären Stroms, erster und zweiter gespiegelter Ströme und einer Knotenspan nung die Vorspannung empfangen wird und in Übereinstimmung damit der pri märe Strom eingespeist wird und der erste gespiegelte Strom geleitet wird und weiterhin der primäre Strom empfangen wird und in Übereinstimmung damit der erste gespiegelte Strom erzeugt wird.

17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß es das Kopieren des primären Stroms und in Übereinstimmung damit das Erzeugen des zweiten gespiegelten Stroms umfaßt.

18. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß beim Empfang der Knotenspannung und dem entsprechen den Erzeugen der Vorspannung die Knotenspannung empfangen wird und in Übereinstimmung damit ein Vorstrom erzeugt wird und weiterhin der Vorstrom empfangen wird und in Übereinstimmung damit die Vorspannung erzeugt wird.

19. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß beim Empfang erster und zweiter Taktsignale, die die gleiche Frequenz und entgegengesetzte Phase besitzen, mittels einer eine Kapazität aufweisenden kapazitiven Schaltung und beim entsprechenden Empfang und Leiten des ersten gespiegelten Stroms im Verhältnis zu der absoluten Temperatur, der Kapazität und der Taktsignalfrequenz der erste gespiegelte Strom empfangen wird und in Übereinstimmung damit eine elektrische Primär-Ladung akkumuliert wird, die ersten und zweiten Taktsignale empfangen werden und in Übereinstim mung damit abwechselnd einerseits eine erste gemeinsame elektrische Ladung von der elektrischen Primär-Ladung und eine erste elektrische Schalt-Ladung akkumuliert werden und andererseits die akkumulierte erste gemeinsame Ladung und die akkumulierte elektrische Schalt-Ladung entladen werden, und das erste und das zweite Taktsignal empfangen werden und in Übereinstimmung damit abwechselnd einerseits eine zweite gemeinsame elektrische Ladung von der elektrischen Primär-Ladung und eine zweite elektrische Schalt-Ladung akkumu liert werden und die akkumulierte zweite gemeinsame Ladung und die akkumu lierte zweite elektrische Schalt-Ladung entladen werden.

20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß beim Empfang des ersten gespiegelten Stroms und dem entsprechenden Akkumulieren einer elektrischen Primär-Ladung ein Kondensator geladen wird, während der erste gespiegelte Strom über eine Diode geleitet wird.

21. Verfahren nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß beim Empfang des ersten gespiegelten Stroms und dem entsprechenden Akku mulieren einer elektrischen Primär-Ladung ein erster Kondensator geladen wird, während der erste gespiegelte Strom über eine Diode geleitet wird, beim Empfang der ersten und zweiten Taktsignale und dem entsprechenden abwechselnden Akkumulieren der ersten gemeinsamen elektrischen Ladung von der elektrischen Primär-Ladung und einer ersten elektrischen Schalt-Ladung einerseits und Entla den der akkumulierten ersten gemeinsamen Ladung und der akkumulierten elek trischen Schalt-Ladung andererseits die ersten und zweiten Taktsignale empfan gen werden und in Übereinstimmung damit abwechselnd einerseits der erste Kon densator und der zweite Kondensator geladen werden und andererseits der zweite Kondensator entladen wird und beim Empfang der ersten und zweiten Taktsignale und dem entsprechenden abwechselnden Akkumulieren einer zweiten gemeinsa men elektrischen Ladung von der elektrischen Primär-Ladung und einer zweiten elektrischen Schalt-Ladung einerseits und dem Entladen der akkumulierten zwei ten gemeinsamen Ladung und der akkumulierten zweiten elektrischen Schalt- Ladung andererseits die ersten und zweiten Taktsignale empfangen werden und in Übereinstimmung damit abwechselnd einerseits der erste Kondensator und ein dritter Kondensator geladen werden und andererseits der dritte Kondensator ent laden wird.

22. Verfahren nach einem der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Akkumulationen der ersten und zweiten gemeinsamen elektrischen Ladungen eine minimale Spannung definieren, die Akkumulationen der ersten und zweiten gemeinsamen elektrischen Ladungen und der ersten und zweiten elektrischen Schalt-Ladungen eine maximale Spannung definieren und die minimalen und maximalen Spannungen eine mittlere Spannung definieren.

23. Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die mitt lere Spannung zu einem Diodenübergangsbereich (A) proportional ist.

24. Verfahren nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, daß sich die minimalen und maximalen Spannungen mit Bezug auf die absolute Tem peratur ändern.

25. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß der primäre Strom und die ersten und zweiten gespiegelten Ströme im wesentlichen gleich sind.

26. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß es den Empfang und das Invertieren eines Haupttaktsignals und in Übereinstimmung damit das Erzeugen der ersten und zweiten Taktsignale umfaßt.