DE3511688C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft Schnittstellenschaltungen für Generatoren
von Taktsignalen mit zwei nicht überlagerten Phasen und mit
rechteckigen Impulswellenformen, insbesondere eine Schnittstellenschaltung
mit MOS-Feldeffekttransistoren (MOS = Metall-Oxid-Halbleiter)
mit isoliertem Gate, die geeignet ist,
bei diesen Taktsignalen das Rauschen aufgrund von Schwankungen
der Speisespannung zu dämpfen und auf diese Weise Taktsignale
mit niedrigem Rauschen zu liefern, welche verwendet werden können,
um Schaltungen von Vorrichtungen zu steuern, für die eine
geringe Empfindlichkeit gegenüber Schwankungen der Speisespannung
ein wichtiger Gütefaktor ist.
Der Einfluß, den die Schwankungen der Speisespannung auf den
Ausgang der versorgten Schaltung haben und die beim Stand der
Technik im allgemeinen mit "Power-Supply Rejection Ratio"
(P.S.R.R.) bezeichnet ist, wird immer mehr ein wesentlicher Konstruktionsparameter,
insbesondere für neuere Schaltungen, bei
denen in ein und derselben integrierten Schaltung analoge und
digitale Untersysteme eingesetzt werden.
In diesem Fall ist es nämlich praktisch unmöglich, zu vermeiden,
daß das Rauschen aufgrund von Schwankungen der Speisespannung
in einem Untersystem sich auch auf das Rauschen im anderen Untersystem
überträgt.
Dabei kann man beispielsweise feststellen, daß die Schwankungen
der Speisespannung aufgrund von inneren oder äußeren Einflüssen
auf die integrierte Schaltung direkt auf die digitalen Taktsignale
übertragen werden, die von Generatoren geliefert werden,
die mit dieser Spannung versorgt werden.
Diese Signale werden nämlich im allgemeinen dadurch erhalten,
daß der Ausgang der Generatorschaltung für bestimmte Zeitintervalle
wechselweise mit dem positiven und dem negativen Versorgungsanschluß
einfach kurzgeschlossen wird.
Die Spitze-Spitze-Amplitude der Taktsignale wird damit gleich
der gesamten Speisespannung und folgt somit ohne jede Dämpfung
eventuellen Schwankungen.
Das "Rauschen" der Speisespannung wird dann über diese digitalen
Taktsignale auf die digitalen oder analogen Untersysteme
übertragen, denen diese zugeführt sind, wodurch die Leistungen
des gesamten Systems verringert werden.
Dieses Problem muß bei der Herstellung von Schaltungen "mit umgeschalteten
Kondensatoren" (SCC = Switched Capacitor Circuit)
berücksichtigt werden, die auf elementaren Schaltungsstrukturen
aufbauen, welche einen Kondensator sowie zwei oder mehr Schalter
aufweisen, die aus MOS-Feldeffekttransistoren bestehen.
Mittels dieser Schalter, die von Taktsignalen mit zwei nicht
überlagerten Phasen gesteuert werden, welche eine rechteckige
Impulswellenform haben, wird ein Belag des Kondensators abwechselnd
auf zwei verschiedene Bezugspotentiale gebracht, die einander
bezüglich eines festen Potentials entgegengesetzt sind,
auf dem der andere Belag gehalten wird.
Bekanntlich sind diese elementaren Schaltungsstrukturen mit umgeschalteten
Kondensatoren hinsichtlich des elektrischen Verhaltens
gleichwertig mit einem Widerstand und sind besonders geeignet
für die Herstellung von aktiven Filtern mit einer integrierten
Schaltung hoher Qualität, welche in PCM-Übertragungssystemen
eingesetzt werden können (PCM = Puls-Code-Modulation).
Der Einsatz einer äquivalenten Schaltungsstruktur mit umgeschaltetem
Kondensator anstelle eines normalen Widerstandes hat nämlich
erhebliche Vorteile hinsichtlich der Herstellungsgenauigkeit
und Integrationskompaktheit und ist insbesondere vollständig
kompatibel mit den Technologien, die für digitale integrierte
Schaltungen angewendet werden. Eine bekannte Schaltung dieser Art ist dem Aufsatz von W. C. Black,
D. J. Allstot und R. A. Reed mit dem Titel "A High Performance Low Power
CMOS Channel Filter", IEEE Journal of Solid-State Circuits,
Vol. SC-15, No 6, Dezember 1980, Seiten 929-938, entnehmbar.
Der Einsatz von Schaltungen mit umgeschalteten Kondensatoren in
monolitisch integrierten, aktiven Filtern ist nicht nur wirtschaftlich
vorteilhaft, sondern gestattet auch, besser kontrollierbare
Kenndaten für diese Filter zu erzielen, ohne daß die
Notwendigkeit anschließender Funktionseichungen besteht.
Die erwähnten Vorteile würden jedoch vollständig beseitigt,
wenn dem Ausgang des Filters über dieselben Synchronsignale für
die Steuerung der Schalter mit MOS-Transistoren das Rauschen
übertragen würde, das durch die Spannungsschwankungen der Versorgungsquelle
hervorgerufen wird.
Anschließend soll untersucht werden, wie dieser Fall eintreten
kann, indem beispielsweise das in Fig. 1 dargestellte, bekannte
Schaltungsschema einer integrierten Differenzschaltung mit
umgeschaltetem Kondensator betrachtet wird, welche als Grundbaustein
der aktiven Filter in PCM-Übertragungssystemen verwendet
wird.
Die Schaltung der Fig. 1 hat einen Kondensator Cs, zwei Paare
von MOS-Feldeffekttransistoren M11, M12 sowie M21, M22 und einen
Differenz-Operationsverstärker A1.
Die Transistoren, die alle n-Kanal- oder p-Kanal-Transistoren
sind, wirken als Schalter für die Umschaltung des Kondensators
Cs. Die Gate-Elektrode des Transistors M11 und die Gate-Elektrode
des Transistors M21 sind an einen ersten Eingangsanschluß C
angeschlossen.
Die Gate-Elektrode des Transistors M12 und die Gate-Elektrode
des Transistors M22 sind an einen zweiten Eingangsanschluß angeschlossen.
Die beiden Eingangsanschlüsse C und werden mit den Ausgangsanschlüssen
eines Generators für Taktsignale mit zwei nicht überlagerten
Phasen verbunden, welche eine in der Figur nicht dargestellte,
rechteckige Impulswellenform haben.
Ein erster Anschluß des Kondensators Cs ist über den Transistor
M11 an Masse der Schaltung und über den Transistor M12 an den
invertierenden Eingang ("-") des Verstärkers A1 angeschlossen.
Der zweite Eingang des Kondensators Cs ist über den Transistor
M21 an einen ersten Spannungssignaleingang V₁ (t) und über den
Transistor M22 an einen zweiten Spannungssignaleingang V₂ (t)
angeschlossen.
Der nicht invertierende Eingang ("+") des Verstärkers A1 ist an
Masse angeschlossen.
Der Spannungssignalausgang V₀ (t) des Verstärkers A1 ist über
einen Integrationskondensators CI an den invertierenden Anschluß
("-") angeschlossen, und zwar an einem Verbindungspunkt S, der
als Summenknoten wirkt.
Man kann sofort feststellen, daß dann, wenn der Pegel des an
der Gate-Elektrode des Transistors M12 anliegenden Signals hoch
ist und daher die im Kondensator Cs gespeicherte Ladung über
den Transistor M12, sofern dieser ein n-Kanal-Transistor ist, in
den Summenknoten (S) eingegeben wird, in diesen Knoten über die
parasitäre Kapazität CGS (Gate-Kanal) des Transistors M12 auch
das eventuelle Rauschen übertragen wird, mit dem dieses Taktsignal
aufgrund der Spannungsschwankungen der Versorgungsquelle
des Generators behaftet ist.
Aufgrund dieses Rauschens wird auch das Ausgangssignal des Operationsverstärkers
A1 beeinträchtigt.
Eine Veränderung δVC des Spannungspegels des am Transistor
M12 anliegenden Taktsignals bewirkt nämlich eine Änderung
δVO des Pegels des Ausgangssignals VO (t), ausgedrückt
durch die Beziehung
Das Ausgangssignal eines komplexeren Schaltungssystems, beispielsweise
eines aktiven Filters in seiner Gesamtheit, das verschiedene
Schaltungsstrukturen mit dem hier betrachteten, umgeschalteten
Kondensator aufweist, wird noch stärker beeinträchtigt,
und zwar aufgrund der zahlreichen Kopplungen, die über
die Taktsignale zwischen den Summenknoten am Eingang der Operationsverstärker
und der Versorgungsquelle bzw. der Versorgungsquellen
bestehen. Die hauptsächlichen Pfade für diese Kopplungen
werden gebildet durch die Streukapazitäten der monolithisch
integrierten Kondensatoren, durch die Streukapazitäten der
MOS-Transistoren, die als Schalter wirken, und durch die Streukapazitäten
der Verbindungsbahnen.
Zur Vermeidung dieses Nachteils sind hauptsächlich technologische
Lösungen bekannt, beispielsweise solche, bei denen mit an
Masse angeschlossenen Diffusionszonen sowohl die integrierten
Kondensatoren als auch die Verbindungsbahnen abgeschirmt und
mit stabilisierten Spannungen die Diffusionszonen vorgespannt
werden, in denen die MOS-Transistoren verwirklicht sind.
Um den von der Steilheit zwischen Kanal und Substrat der Eingangs-MOS-Transistoren
bewirkten Einfluß auf die Operationsverstärker
zu beschränken, die im allgemeinen n-Kanal-Typen sind,
kann man mit dem Substrat die Source-Zone jeder dieser Transistoren
verbinden.
Aus der Druckschrift DE-A1-27 34 008 ist ein Schaltkreis zur Verminderung
positiver Rauscheffekte bekannt, bei der eine erste Halbleitereinrichtung in Abhängigkeit
eines Signals einen Ausgangsanschluß während eines ersten Taktzeitintervalls
auf ein erstes Referenzpotential bringt, wenn eine weitere Halbleitereinrichtung
freigegeben ist, und diesen Ausgangsanschluß während eines
zweiten Taktzeitintervalls auf einem ersten Referenzpotential festhält,
wenn die weitere Halbleitereinrichtung gesperrt und der Ausgangsanschluß
für positives Rauschen empfindlich ist.
Eine weitere bekannte Lösung für das Problem der Empfindlichkeit
der Spannungsquellen gegen das Rauschen, die insbesondere
für aktive Filter großer Trennschärfe verwendet wird und ausschließlich
auf Schaltungsebene wirkt, besteht darin, daß das
Schaltungssystem vollkommen in Differenzschaltungs-Form implementiert
wird, um den Einfluß des Rauschens auf das Ausgangssignal
auszuschalten. Diese Lösung führt jedoch zu Konstruktionseinschränkungen
und größeren Kosten für die Implementierung mit
integrierter Schaltung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine rauschendämpfende
Schnittstellenschaltung für Generatoren von Taktsignalen mit
zwei nicht überlagerten Phasen und mit rechteckiger Impulswellenform
zu schaffen, die besonders für den Einsatz in PCM-Übertragungssystemen
geeignet ist.
Diese Aufgabe wird bei der Schnittstellenschaltung der angegebenen
Art durch das Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen
und aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels,
das in der Zeichnung dargestellt ist.
Es zeigt
Fig. 1 das bereits beschriebene, bekannte Schaltungsschema eines
Differenz-Integrators mit umgeschaltetem Kondensator
für aktive Filter und
Fig. 2 das Schema einer Schnittstellenschaltung mit Rauschdämpfung
gemäß der Erfindung.
Die in Fig. 2 dargestellte Schnittstellenschaltung gemäß der
Erfindung kann als integrierte Schaltung mit MOS-Anreicherungsschaltung-Feldeffekttransistoren
mit isoliertem Gate ausgebildet
sein.
Sie kann Teil einer komplexeren integrierten Schaltung sein,
die nicht weiter dargestellt ist.
Die Schnittstellenschaltung hat einen ersten Transistor M1 mit
p-Kanal und einen zweiten Transistor M2 mit n-Kanal, deren Source-Elektroden
an den positiven Pol +VDD bzw. an den negativen
Pol -VSS einer Speisespannungsquelle angeschlossen sind. Die Potentiale
dieser Pole sind gleich und bezüglich der Masse der
Schaltung entgegengesetzt, welche bei dieser Technik auch als
"Analog-Masse" bezeichnet wird.
Die Gate-Elektroden der Transistoren M1 und M2 sind mit einer
ersten Bezugsspannung V⁺ref bzw. einer zweiten Bezugsspannung
V⁻ref verbunden, welche durch in der Figur nicht dargestellte
Schaltungsmittel verwirklicht sind, die diesen Elektroden vorbestimmte
Potentiale bezüglich des positiven Pols +VDD bzw. des
negativen Pols -VSS aufprägen.
Zwischen die Drain-Elektrode des Transistors M1 und die
Drain-Elektrode des Transistors M2 sind mittels ihrer Source-
und Drain-Elektroden in Reihe ein dritter Transistor M3, ein
vierter Transistor M4, ein fünfter Transistor M5 und ein sechster
Transistor M6 geschaltet, von denen jeder ein n-Kanal-Transistor
ist und dessen Gate-Elektrode an die eigene Drain-Elektrode
angeschlossen ist.
Der in der Mitte zwischen der Source-Elektrode des Transistors
M4 und der Drain-Elektrode des Transistors M5 liegende Verbindungsknoten
ist an Masse angeschlossen.
Die Schnittstellenschaltung hat einen ersten Eingangsanschluß C
und einen zweiten Eingangsanschluß sowie einen ersten Ausgangsanschluß
CK und einen zweiten Ausgangsanschluß .
Der erste Eingangsanschluß C besteht aus dem Verbindungspunkt
zwischen den Gate-Elektroden eines siebten n-Kanal-Transistors
M7 und eines achten n-Kanal-Transistors M8, deren Drain-Elektroden
miteinander verbunden sind, um den zweiten Ausgangsanschluß
zu bilden.
Die Source-Elektroden des siebten Transistors M7 und des achten
Transistors M8 sind in einem Schaltungspunkt VH an die
Drain-Elektrode des ersten Transistors M1 bzw. in einem Schaltungspunkt
VL an die Drain-Elektrode des zweiten Transistors M2
angeschlossen.
Der zweite Eingangsanschluß besteht aus dem Verbindungspunkt
zwischen den Gate-Elektroden eines neunten p-Kanal-Transistors
M9 und eines zehnten n-Kanal-Transistors M10, deren Drain-Elektroden
miteinander verbunden sind, um den ersten Ausgangsanschluß
CK zu bilden.
Die Source-Elektroden des neunten Transistors M9 und des zehnten
Transistors M10 sind im Knoten VH an die Drain-Elektrode
des ersten Transistors M1 bzw. im Knoten VL an die Drain-Elektrode
des zweiten Transistors M2 angeschlossen.
Die Transistoren M7, M8, M9 und M10 dienen ausschließlich als
Schalter, die von den Taktsignalen gesteuert werden, welche an
den Eingangsanschlüssen C und anliegen, um abwechselnd auf jeden
der Ausgangsanschlüsse CK und die Potentialpegel der Knoten
VH und VL zu übertragen.
Auf diese Weise ergeben sich an den Ausgangsanschlüssen der in
Fig. 2 gezeigten Schnittstellenschaltung Taktsignale, die noch
zwei nicht überlagerte Phasen und eine rechteckige Impulswellenform
haben.
Im Unterschied zu den Eingangssignalen sind diese Taktsignale
am Ausgang jedoch praktisch frei von Rauschen, das durch die
Versorgungsquelle verursacht wird.
Gemäß der Erfindung wird nämlich die Potentialdifferenz zwischen
den beiden Knoten VH und VL konstant gehalten, indem diese
Knoten elektrisch so von der Versorgung entkoppelt werden,
daß ihr Potential weitgehend unabhängig von den Schwankungen
der Speisespannung gehalten wird.
Um zu vermeiden, daß die Schwankungen des Potentials des negativen
Pols -VSS der Versorgungsquelle durch eine Veränderung der
Vorspannung des Substrates der integrierten Schaltung auch Veränderungen
der Schwellenspannung der Transistoren M3, M4, M5
und M6 verursachen, die Anreicherungs-Transistoren sind und in
Dioden-Schaltung bei Sättigung arbeiten, wird die technologische
Maßnahme angewandt, die mit p-Dotierstoffen dotierten Zonen,
in denen diese Transistoren vorliegen, mit den Source-Elektroden
der jeweiligen Transistoren kurzzuschließen.
Auf diese Weise wird der gesamte Spannungsabfall an den zwischen
den Knoten VH und VL eingesetzten Transistoren konstant
gehalten.
Der grundsätzliche Aspekt der Erfindung besteht jedoch darin,
daß die beiden komplementären Transistoren M1 und M2, deren jeweilige
Source-Elektroden ebenfalls mit den Zonen kurzgeschlossen
sind, in denen diese Transistoren liegen, so vorgespannt
werden, daß sie immer bei Sättigung arbeiten.
Zu diesem Zweck werden in geeigneter Weise die Bezugsspannungen
V⁺ref und V⁻ref sowie die Werte der Schwellenspannungen der
Transistoren M3, M4, M5 und M6, die zwischen die Knoten VH und
VL eingesetzt sind, gewählt. Da die Gate-Source-Spannungen, die
an den Transistoren M1 und M2 anliegen, konstant sind, sind
ihre Drain-Ströme konstant und unabhängig von den Schwankungen
der Versorgungsspannung.
Aus dem Schaltungsschema der Fig. 2 ergibt sich, daß einer
Änderung δVDD des Potentials des positiven Pols +VDD eine
Änderung δVH des Potentials des Knotens VH entspricht, was
durch die folgende Beziehung ausgedrückt wird:
Darin sind gm die Steilheit der Transistoren M3 und M4, die als
identisch angenommen werden, und go1 der Leitwert am Ausgang
des Transistors M1. Eine analoge Beziehung besteht zwischen den
Potentialänderungen des negativen Pols -VSS und den sich daraus
ergebenden Potentialänderungen des Knotens VL. Um δVH zu minimieren,
muß das Verhältnis go1/gom so klein wie möglich gemacht
werden.
Da für einen Feldeffekttransistor, der in Sättigung arbeitet,
die Steilheit für einen vorbestimmten Vorspannungsstrom sehr
viel größer ist als der Ausgangsleitwert, beläßt man den Transistor
M1 in der Sättigungszone seines Betriebsbereiches, um
die Potentialänderungen δVH des Knotens VH aufgrund des Rauschens
der Versorgungsquelle zu minimieren. In analoger Weise
läßt man auch den Transistor M2 in Sättigung arbeiten.
Diese Lösung des Problems des Rauschens der Versorgungsquelle
kann schließlich optimiert werden, indem man geeignete technologische
Maßnahmen bekannter Art ergreift, beispielsweise dadurch,
daß für M1 und M2 Transistoren mit besonders langem Kanal
erzeugt werden, um das Verhältnis go1/gm so weit wie möglich
zu verringern.
Mit einer Schnittstellenschaltung gemäß der Erfindung läßt sich
in der Praxis eine sehr starke Rauschdämpfung (ca. 46 dB) auf
Kosten einer Reduzierung der dynamischen Amplitude des Signals
erzielen, die für die Anforderungen in normalen Anwendungsfällen
völlig bedeutungslos ist.
Die am Ausgang maximal zur Verfügung stehende Signalspannung
während des Sättigungsbetriebes der Transistoren M1 und M2 ergibt
sich aus der Beziehung
(VH-VL)MAX = V⁺ref - V⁻ref - (VTn + |VTp|)
wobei mit vTn und VTp die Schwellenspannungen der komplementären
Transistoren M2 bzw. M1 bezeichnet sind.
Wenn die Bezugsspannungen für V⁺ref und V⁻ref so gewählt werden,
daß die Transistoren M1 und M2 nur wenige hundert mV über
der Schwellenspannung vorgespannt sind, ist die dynamische Amplitude
der Synchronsignale am Ausgang ziemlich nahe an der Versorgungsspannung
zwischen +VDD und -VSS.
Über das beschriebene und dargestellte Ausführungsbeispiel der
Erfindung hinaus sind Varianten möglich, ohne dadurch den Erfindungsgedanken
zu verlassen. Um die dynamische Amplitude der
Impulssignale am Ausgang zu optimieren, kann beispielsweise zwischen
die Knoten VH und VL eine größere Zahl von Transistoren
in Diodenschaltung eingesetzt werden, wobei bezüglich des zentralen,
an Masse angeschlossenen Verbindungsknotens eine symmetrische
Konfiguration beibehalten wird.
Claims (3)
1. Rauschen dämpfende Schnittstellenschaltung für Generatoren
von Taktsignalen mit zwei nicht überlagerten Phasen und mit
rechteckiger Impulswellenform, umfassend einen ersten Eingangsanschluß
(C) und einen zweiten Eingangsanschluß () für die Verbindung
mit einem Taktsignal-Generator und einen ersten Ausgangsanschluß
(CK) sowie einen zweiten Ausgangsanschluß ()
für die Verbindung mit einer Verbraucherschaltung, dadurch gekennzeichnet,
daß ein erster Feldeffekt-Transistor
(M1) und ein zweiter Feldeffekt-Transistor (M2) vorgesehen
sind, deren Source-Elektroden an einen ersten Versorgungsanschluß
(+VDD) bzw. an einen zweiten Versorgungsanschluß (-VSS)
angeschlossen sind und deren Gate-Elektroden an eine erste Bezugsspannung
(V⁺ref) bzw. an eine zweite Bezugsspannung (V⁻ref)
angeschlossen sind, welche die Gate-Elektrode des ersten Transistors
(M1) bezüglich des ersten Versorgungsanschlusses (+VDD)
auf einem konstanten Potential bzw. die Gate-Elektrode des zweiten
Transistors (M2) bezüglich des zweiten Versorgungsanschlusses
(-VSS) auf einem konstanten Potential halten, daß ein Schaltungsknoten
mit konstantem Potential (Masse) vorgesehen ist,
dessen Potential zwischen dem Potential des ersten Versorgungsanschlusses
(+VDD) und dem Potential des zweiten Versorgungsanschlusses
(-VSS) liegt und sich von diesen Potentialen um gleiche
Beträge unterscheidet, wobei zwischen diesen Schaltungsknoten
und die Drain-Elektrode des ersten Transistors (M1) mittels
ihrer Source- und Drain-Elektroden wenigstens zwei Feldeffekttransistoren
(M3, M4) und zwischen den Schaltungsknoten und die
Drain-Elektrode des zweiten Transistors (M2) mittels ihrer
Source- und Drain-Elektroden eine der Zahl der zwischen die
Drain-Elektrode des ersten Transistors (M1) und den Schaltungsknoten
geschalteten Transistoren (M3, M4) gleiche Zahl von Feldeffekt-Transistoren
(M5, M6) geschaltet sind, wobei jeder dieser
Transistoren (M3, M4, M5, M6), die zwischen den ersten Transistor
(M1) und den zweiten Transistor (M2) geschaltet sind,
mit ihrer Gate-Elektrode an die eigene Drain-Elektrode angeschlossen
sind, wobei die Drain-Elektroden des ersten Transistors
(M1) und des zweiten Transistors (M2) beide an den zweiten
Ausgangsanschluß () angeschlossen sind, und zwar über einen
ersten Feldeffekt-Übertragungs-Transistor (M7) bzw. einen
zweiten Feldeffekt-Übertragungs-Transistor (M8), deren
Gate-Elektroden beide an den ersten Eingangsanschluß (C) angeschlossen
sind, wobei ferner die Drain-Elektroden des ersten
Transistors (M1) und des zweiten Transistors (M2) mit dem ersten
Ausgangsanschluß (CK) verbunden sind, und zwar über einen
dritten Feldeffekt-Übertragungs-Transistor (M9) bzw. einen vierten
Feldeffekt-Übertragungs-Transistor (M10), deren Gate-Elektroden
beide an den zweiten Eingangsanschluß () angeschlossen
sind, und daß der erste Transistor (M1) und der zweite Transistor
(M2) so vorgespannt sind, daß sie im Sättigungsbereich
ihres Kennlinienfeldes arbeiten.
2. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Feldeffekt-Transistor (M1), der erste Feldeffekt-Übertragungs-Transistor
(M7) und der dritte Feldeffekt-Übertragungs-Transistor
(M9) p-Kanäle haben und daß alle
anderen Transistoren der Schaltung n-Kanäle haben.
3. Schnittstellenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß alle in ihr enthaltene Transistoren MOS-Anreicherungs-Feldeffekttransistoren
mit isoliertem Gate sind.
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DE3511688C2 true DE3511688C2 (de) | 1993-05-06 |
Family
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19853511688 Granted DE3511688A1 (de) | 1984-03-30 | 1985-03-29 | Rauschen daempfende schnittstellenschaltung fuer generatoren von taktsignalen mit zwei nicht ueberlagerten phasen |
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FR (1) | FR2562356B1 (de) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: KLUNKER, H., DIPL.-ING. DR.RER.NAT. SCHMITT-NILSON |
|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |