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PRIORITÄT
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Die vorliegende Anmeldung beansprucht die Priorität gegenüber der vorläufigen
US-Patentanmeldung Nr. 62 / 564,770 , eingereicht am 28. September 2017, deren Inhalt hiermit vollständig aufgenommen wird.
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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf eine Digital-Analog-Wandlung und insbesondere auf einen Digital-Analog-Wandler (DAC) mit fünf Stufen und geschalteter Kapazität unter Verwendung von Bootstrapped-Schaltern.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Analog-Digital-Wandler (ADC) sind heutzutage weit verbreitet in der Elektronik für Verbraucher, Industrieanwendungen usw. Typischerweise weisen Analog-Digital-Wandler eine Schaltung zum Empfangen eines analogen Eingangssignals und zum Ausgeben eines zum analogen Eingangssignal proportionalen digitalen Werts auf. Dieser digitale Ausgabewert liegt typischerweise entweder in Form eines Parallelworts oder einer seriellen digitalen Bitfolge vor. Es gibt viele Arten von Analog-Digital-Wandlungsschemata, wie z. B. Spannungs-Frequenz-Wandlung, Ladungsumverteilung, Delta-Modulation und andere. Typischerweise hat jedes dieser Umwandlungsschemata seine Vor- und Nachteile. Ein Typ eines Analog-Digital-Wandlers, der zunehmend verwendet wird, ist der Sigma-Delta-Wandler auf der Basis von geschalteten Kondensatoren. Solche Wandler können mehrere Ladungstransfer-DACs zur Rückkopplung verwenden.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung umfassen einen Ladungstransfer-DAC, der eine Differenzreferenzspannung, ein Paar von Kondensatoren und Schalter mit einem Kurzschlussschalter umfassen kann. Die Schalter können so konfiguriert sein, dass sie in aufeinanderfolgenden Phasen geschaltet werden, um eine Ladungsübertragung durch die Kondensatoren zu erzeugen, um eine Ausgabe entsprechend einer digitalen Eingabe zu erzeugen, wobei die spezifischen Schalter, die in jeder Phase aktiviert und deaktiviert werden, entsprechend der digitalen Eingabe ausgewählt werden. Jeder Kondensator des Kondensatorpaares kann mit einem entsprechenden Pin für den Ausgang verbunden sein. Der Kurzschlussschalter kann so konfiguriert sein, dass er das Kondensatorpaar kurzschließt, um eine Nulldifferenzladung auf einer ersten Seite der Kondensatoren zu erzeugen. Der Kurzschlussschalter kann mit einer Bootstrap-Schaltung implementiert sein, um eine konstante Gleichtaktspannung der ersten Seite der Kondensatoren aufrechtzuerhalten, während der Kurzschlussschalter aktiviert ist. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann der DAC weiterhin eine Spannungsfolgerschaltung beinhalten, die konfiguriert ist, um eine Eingabe in den Kurzschlussschalter bereitzustellen. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann die Spannungsfolgerschaltung so konfiguriert sein, dass sie als Eingang eine Mittelpunktspannung der Differenzreferenzspannung empfängt. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann die Spannungsfolgerschaltung konfiguriert sein, um eine Folgespannung zu erzeugen, die mit der Gleichtaktspannung des Kondensatorpaares übereinstimmt. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen ist die Spannungsfolgerschaltung konfiguriert, um einen ausreichenden Strom bereitzustellen, um einen Transistor des Kurzschlussschalters vorzuspannen. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann die Spannungsfolgerschaltung eine Leitung sein, die den Kurzschlussschalter mit einem Mittelpunkt eines Spannungsteilers für die Differenzreferenzspannung verbindet. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann während einer Anlaufphase eine Mittelpunktspannung der Differenzreferenzspannung an jeden der beiden Kondensatoren angelegt werden, um die Gleichtaktspannung zu definieren. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen können während einer Anlaufphase Differenzknoten der Differenzreferenzspannung an das Kondensatorpaar angelegt werden, um die Gleichtaktspannung zu definieren. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann der Kurzschlussschalter einen Transistor beinhalten, der konfiguriert ist, um eine Verbindung zwischen einem Eingangsanschlussstift und einem Ausgangsanschlussstift zu steuern, wobei der Eingangsanschlussstift und der Ausgangsanschlussstift mit jeweiligen Kondensatoren des Paares von Kondensatoren verbunden sind. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen können der Eingangsanschlussstift und der Ausgangsanschlussstift von der Bootstrap-Schaltung isoliert sein. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann die Bootstrap-Schaltung konfiguriert sein, um ein Gate des Transistors zu steuern, um die Verbindung zwischen dem Eingangsanschlussstift und dem Ausgangsanschlussstift zu steuern. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann der DAC weiterhin eine Spannungsfolgerschaltung beinhalten, die konfiguriert ist, um eine Einspeisung in den Kurzschlussschalter bereitzustellen. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann der Kurzschlussschalter einen Transistor beinhalten, der zum Steuern einer Verbindung zwischen jeweiligen Kondensatoren des Kondensatorpaars konfiguriert ist. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann die Einspeisung von der Spannungsfolgerschaltung in den Kurzschlussschalter so konfiguriert sein, dass sie in die Bootstrap-Schaltung eingespeist und vom Ausgang isoliert wird. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann der Kurzschlussschalter einen Transistor beinhalten, der konfiguriert ist, um eine Verbindung zwischen einem Eingangsanschlussstift und einem Ausgangsanschlussstift zu steuern, wobei der Eingangsanschlussstift und der Ausgangsanschlussstift mit jeweiligen Kondensatoren des Paares von Kondensatoren verbunden sind. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann der ADC Rücksetzschalter aufweisen, die einen Mittelpunkt der Differenzreferenzspannung und den Eingangsanschlussstift und den Ausgangsanschlussstift verbinden, wobei die Rücksetzschalter so konfiguriert sind, dass sie eingeschaltet sind, um während einer Rücksetzphase Spannungen des Eingangsanschlussstifts und des Ausgangsanschlussstifts auf den Mittelpunkt der Differenzreferenzspannung auszugleichen. In Kombination mit einem der obigen Ausführungsbeispiele kann der Kurzschlussschalter konfiguriert sein, um die Symmetrie der Differenzeingänge auf der ersten Seite der Kondensatoren aufrechtzuerhalten. In Kombination mit einer der obigen Ausführungsformen kann die Symmetrie durch dieselbe Impedanz definiert werden, die auf jeder ersten Seite der Kondensatoren zu sehen ist, so dass eine Differenzladung während des Schaltens der Kondensatoren konstant bleibt, wenn der Kurzschlussschalter aktiviert ist.
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Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können einen ADC beinhalten, der eine der obigen Ausführungsformen eines DAC in einer Rückkopplungskonfiguration enthält. Der DAC kann konfiguriert sein, um eine Rückkopplung an ein analoges Schleifenfilter bereitzustellen, wobei das Filter konfiguriert ist, um eine analoge Spannungseingabe und - ausgabe an einen Quantisierer anzunehmen. Der Quantisierer kann so konfiguriert sein, dass er einen Bitstrom ausgibt und an den DAC ausgibt.
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Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können eine Vorrichtung, eine integrierte Schaltung, einen Chip, einen Mikrocontroller, ein System auf einem Chip (SoC), ein System oder eine Anordnung mit einer der oben beschriebenen Ausführungsformen eines DAC umfassen.
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Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können Verfahren umfassen, die von einem der DACs, ADCs, Vorrichtungen, integrierten Schaltungen, Chips, Mikrocontrollern, SoCs, Systemen oder Anordnungen der obigen Ausführungsformen ausgeführt werden.
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Figurenliste
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- 1 ist eine Veranschaulichung eines in einem ADC implementierten DAC auf NLEV-Ebene gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
- 2 ist eine Veranschaulichung eines beispielhaften 5-Stufen-Einzelkondensatorpaar-DAC.
- 3 ist eine Veranschaulichung eines beispielhaften Bootstrap-Schalters gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
- 4 ist eine Veranschaulichung einer beispielhaften Bootstrap-Schaltung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung, die konfiguriert ist, um Kriechstrecken an Spannungseingängen zu vermeiden.
- 5 ist eine Veranschaulichung eines beispielhaften DAC unter Verwendung einer modifizierten Bootstrap-Schaltung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
- 6 ist eine Veranschaulichung weiterer Details eines beispielhaften DAC unter Verwendung einer modifizierten Bootstrap-Schaltung und zusätzlicher Rücksetzschalter gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
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1 ist eine Darstellung eines in einem ADC 100 implementierten DAC 112 auf NLEV-Ebene gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Obwohl der DAC 112 so gezeigt ist, wie er in dem ADC 100 verwendet wird, kann der DAC 112 in jeder geeigneten Anwendung verwendet werden. Der DAC 112 kann ein Multi-Bit-DAC sein, der eine beliebige geeignete Anzahl von Stufen größer als zwei (Anzahl von Bits größer als eins) beinhaltet. In einer Ausführungsform kann die DAC-Auflösung 5-stufig sein. Der DAC 112 kann als ein Ladungstransfer-DAC implementiert sein.
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In einer Ausführungsform kann der DAC 112 unter Verwendung von Bootstrapped-Schaltern implementiert sein. Der DAC 112 kann durch die Verwendung von Bootstrapped-Schaltern konfiguriert werden, um Einschwingzeiten und Ladungsinjektionseffekte zu verbessern. Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können Bootstrapped-Schalter anstelle von CMOS-Schaltern verwenden. Infolgedessen können Linearität, Eingangsspannungsbereich, Temperaturbereich und Verzerrung verbessert werden. Dies kann erfolgen, weil die Eingangsladungsinjektion nicht länger eine Funktion der Eingangsspannung ist und weil die Gate-Spannung solcher Bootstrapped-Schalter immer maximiert ist und sich nicht mit der Eingangsspannung ändert. Der DAC 112, der Bootstrap-Schalter verwendet, kann aufgrund der konstanten Gate-Source-Spannung (VGS) an den DAC-Schaltern zu einer geringeren ADC-Verzerrung führen, wodurch Ladungsinjektionseffekte als Offset-Fehler am ADC-Ausgang und nicht als Verzerrungsfehler auftreten.
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In dem ADC 100 kann eine analoge Eingangsspannung 102 empfangen werden, um in einen digitalen Wert umgewandelt zu werden, der durch den Ausgangsbitstrom 104 dargestellt wird. Die Implementierung des ADC 100 kann eine Repräsentation in einer analogen Domäne 106 und einer digitalen Domäne 108 umfassen. Der ADC 100 kann unter Verwendung von einem Sigma-Delta-Wandler auf Basis geschalteter Kondensatoren implementiert werden. Der ADC 100 kann als ein ladungsbasierter Wandler implementiert sein. Der ADC 100 kann ein analoges Schleifenfilter 110, einen Quantisierer 114 und einen DAC 112 beinhalten. Das analoge Schleifenfilter 110 und der Quantisierer 114 können durch irgendeine geeignete Kombination von analogen oder digitalen Schaltungen, anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen, vor Ort programmierbaren Gate-Arrays oder Kombination davon implementiert werden. Der DAC 112 kann gemäß den Lehren der vorliegenden Offenbarung implementiert werden.
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Die analoge Eingangsspannung 102 kann als Signal U eingespeist und dem analogen Schleifenfilter 110 zugeführt werden. Das Ausgangssignal Y des analogen Schleifenfilters 110 kann an den Quantisierer 114 weitergeleitet werden, der konfiguriert sein kann, um den digitalen Ausgangsbitstrom V bereitzustellen, der einen digitalen Wert der analogen Eingangsspannung 102 darstellt. V kann ein Multi-Bit-Strom sein. V kann mit dem Eingang des DAC 112 verbunden werden. Der Ausgang des DAC 112, der analoge Ausgang V' (der die analoge Umwandlung von V durch den DAC sein kann), kann zum analogen Schleifenfilter 110 zurückgeführt werden.
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Wie oben diskutiert, kann der
DAC 112 vorzugsweise mit einem mehrstufigen DAC implementiert werden. Ein Mehrstufen-DAC kann anstelle eines 2-Stufen-DAC (oder Einzelbit-DAC) gewählt werden, da eine solche Wahl die Wandlerauflösung erhöhen, weniger Quantisierungsrauschen erzeugen, eine bessere Stabilität des Modulators und daher einen besseren Dynamikbereich und geringere Empfindlichkeit gegenüber Leerlauftönen sowie besseres Verzerrungsverhalten hervorrufen kann. Eine mehrstufige Implementierung des Quantisierers
114 kann möglich sein, da eine solche Implementierung nicht so viel Genauigkeit erfordert wie der
DAC 112. Da sich das Ausgangssignal des
DAC 112 am Eingang des
ADC 100 befindet, werden die Ungenauigkeiten des
DAC 112 direkt auf das Eingangssignal übertragen und können möglicherweise nur schwer kompensiert werden, da das analoge Schleifenfilter
110 DAC-Ausgangs- und analoge Eingangssignale während seiner Verarbeitung nicht filtern und dekorrelieren kann. Ein fünfstufiger, inhärent linearer
DAC kann mit nur einem Paar von Kondensatoren und fünf Schaltern aufgebaut werden. Dies ist beispielsweise im
US-Patent 7 102 558 B2 gezeigt.
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Das Schalten innerhalb des DAC 112 kann durch irgendeine geeignete Logik, digitale Schaltung, analoge Schaltung oder irgendeine Kombination davon gesteuert werden. Steuersignale zu Schaltern in dem DAC 112 können gemäß einer Takterzeugungsrate für die Umwandlung eingestellt werden.
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2 ist eine Veranschaulichung eines beispielhaften 5-Stufen-Einzelkondensatorpaares DAC 200. Der DAC 200 kann den DAC 112 teilweise implementieren.
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Der DAC 200 kann ein einzelnes Paar von Kondensatoren 208, 210 beinhalten. Die Kondensatoren 208, 210 können jeweils eine Kapazität von Cdac aufweisen. Der DAC 200 kann Eingangsspannungen Vref+ und Vref- und Ausgangsspannungen VDAC+ und VDACbeinhalten. Der DAC 200 kann Schalter 202, 204, 206, 212, 214 beinhalten. Die Schalter 202, 204, 206, 212, 214 können in zwei Phasen arbeiten. Die erste Phase kann mit P1 bezeichnet werden und die zweite Phase kann mit P2 bezeichnet werden. P1 und P2 können sich nicht überlappende Phasen sein. P1 und P2 können in einem Sigma-Delta-Wandler verwendet werden, um Ladungen innerhalb des Modulators abzutasten und zu übertragen. Die Schalter 202, 214 können auf die gleiche Weise mit einem gemeinsamen Steuerlogiksignal betrieben werden, das als S1 bezeichnet wird. Die Schalter 204, 212 können auf die gleiche Weise mit einem gemeinsamen Steuerlogiksignal betrieben werden, das als S2 bezeichnet wird. Der Schalter 206 kann durch ein Steuerlogiksignal betätigt werden, das als S3 bezeichnet wird. Die spezifischen Schalter, die in einer bestimmten Phase eingeschaltet oder offen gehalten werden sollen, können von der vorgesehenen Eingabe des DAC abhängen. In einer bestimmten Phase wird nur ein Satz von Schaltern (S1, S2 oder S3) gleichzeitig aktiviert, während die anderen beiden Schalter ausgeschaltet sein können. In jeder Phase kann der ausgewählte Schalter auf dem zu sendenden Bitstrom basieren.
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Tabelle 216 veranschaulicht einen beispielhaften Betrieb des DAC 200. In Sigma-Delta-Wandlern können kapazitive Ladungsübertragungs-DACs wie der DAC 200 verwendet werden, um die Rückkopplung des Modulators zu realisieren, wenn der Modulator aus geschalteten Kondensatoren besteht. Fünf verschiedene Stufen, die + 2 / + 1/0/-1/-2 mal Cdac mal der Spannungsdifferenz (Vref+ - Vref-) als der übertragenen Differenzladung entsprechen, können in zwei Phasen angelegt werden. In jeder der beiden Phasen kann im Sigma-Delta-Modulator eine Abtastung und eine Ladungsübertragung durchgeführt werden. Die Tabelle veranschaulicht die Spannungspegel der Eingabe an den DAC. Die in Phase 1 übertragene Ladung für eine solche Eingabe wird angezeigt, ebenso wie die in Phase 2 übertragene Ladung für eine solche Eingabe. Die resultierende DAC-Ausgabe wird ebenfalls angezeigt. Wenn es keine Fehlanpassung zwischen dem Kondensatorpaar gibt, kann es zu einer inhärent linearen DAC-Leistung über die 5 Stufen der Ladungsübertragung kommen.
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Wenn jedoch die Schalter 202, 204, 206, 212, 214 in CMOS als Standard-CMOS-Durchgangs-Gate-Schalter (parallele Kombination von NMOS und PMOS) implementiert sind, kann die Bandbreite des DAC bei niedrigen Temperaturen und bei Vref-Gleichtaktspannung (Vref+ + Vref-) / 2 in der Nähe von VDD / 2 vermindert werden. Langsame Prozesse verursachen dynamische Probleme wie Verzerrungen. Die Ladungsinjektion ist möglicherweise nicht linear, wenn die Schalter ausgeschaltet sind, da die VGS nicht für jeden Schalter konstant ist. Außerdem muss der Eingangsgleichtakt möglicherweise richtig definiert werden, wenn der Schalter 206 (der S3 darstellt) bei der ersten Abtastung eingeschaltet ist. Daher kann eine konstante VGS für die Schalter und eine ordnungsgemäße Behandlung des Eingangsgleichtakts bei der ersten Abtastung erforderlich sein, um die Leistung über einen großen Gleichtaktbereich und einen großen Temperaturbereich aufrechtzuerhalten.
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3 ist eine Veranschaulichung eines beispielhaften Bootstrap-Schalters 300 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Der Schalter 300 kann verwendet werden, um die Schalter 202, 204, 212, 214 zu implementieren. In einer Ausführungsform kann eine weitere Modifikation des Schalters 300 verwendet werden, um den Schalter 206 zu implementieren, der nachstehend im Zusammenhang mit 4 und 5 erörtert wird.
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Die Verwendung von Bootstrapped-Schaltern kann Verzerrungen vermeiden. In dem Schalter 300 kann der Schalter SW ein Hauptschalter sein, der den Betrieb des Schalters 300 ausführt. Der Schalter SW kann beispielsweise durch einen NMOS-Transistor implementiert sein. Der Schalter 300 kann die Schalter M1, M2, M3, M4 und M5 beinhalten. Der Schalter 300 kann einen Bootstrap-Kondensator Cboot beinhalten.
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Der Schalter SW kann durch ein Logiksignal von einem Rest der Bootstrapped-Schaltung gesteuert werden. Der Betrieb des Schalters 300 kann durch ein Steuersignal gesteuert werden, das „SWon“ sein kann. Die Umkehrung von SWon kann „SWoff“ sein. Wenn der Schalter 300 aktiviert werden soll, kann SWon eine logische Eins sein und SWoff kann eine logische Null sein. Wenn Schalter 300 deaktiviert werden soll, kann SWon eine logische Null sein und SWoff kann eine logische Eins sein.
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Die Schalter M1, M4 und M5 können durch SWoff gesteuert werden. Die Schalter M2 und M3 können von SWon gesteuert werden. Der Schalter M1 kann an Masse und an eine erste Platte oder Seite von Cboot angeschlossen werden. Der Schalter M3 kann mit Vin verbunden sein (das mit einer ersten Platte des Cdac 208 in 2 verbunden ist, der wiederum mit Vdac + auf seiner zweiten Platte verbunden ist). Der Schalter M4 kann an eine Versorgungsspannung VDD und an eine zweite Platte von Cboot angeschlossen sein. Schalter M5, SW und M2 können mit einem gemeinsamen Knoten verbunden sein, dessen Spannung als Vboot bezeichnet werden kann. Der Schalter M2 kann auch an die zweite Platte von Cboot angeschlossen werden. Der Schalter M5 kann auch mit Masse verbunden sein. SW kann Vin und Vout verbinden (das mit einer ersten Platte von Cdac 210 in 2 verbunden ist, der wiederum mit Vdac auf seiner zweiten Platte verbunden ist).
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Die Bootstrap-Teile des Schalters 300 können konfiguriert sein, um eine Gate-Spannung für SW bereitzustellen, die von Vin abhängig ist, so dass die VGS konstant und maximiert ist. Wenn dieses Ziel erreicht ist, wird der Einschaltwiderstand des Schalters minimiert und ist nicht von der Eingangsspannung abhängig. In 3 kann das Bootstrapping in zwei Phasen durchgeführt werden. Die Phasen dürfen sich nicht überlappen. Eine erste Phase kann beinhalten, dass SWon eine logische Null oder niedrig ist und SWoff eine logische Eins oder hoch ist. Eine zweite Phase kann beinhalten, dass SWoff eine logische Null oder niedrig ist und SWon eine logische Eins oder hoch ist. Vboot wird als von Masse nach (α * VDD + Vin) übergehend gezeigt.
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In der ersten Phase ist SWoff logisch hoch, was bedeutet, dass SW selbst ausgeschaltet ist. Cboot kann während dieser Phase auf eine maximale VDD-Spannung vorgeladen werden. Diese Vorladung kann durch die Schaltaktion von M1 und M4 durchgeführt werden. Während der Vorladephase wird der Hauptschalter SW durch den Schalter M5 ausgeschaltet gehalten, wodurch das Gate von SW auf Masse gezogen wird.
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In der zweiten Phase ist SWon logisch hoch, was bedeutet, dass SW selbst eingeschaltet ist. Die Aktivierung von M2 und M3 führt zur Verbindung von Cboot mit Vin und dem Gate von SW. Dies kann dazu führen, dass die Gate-Spannung Vboot (VDD + Vin) ist, da die Ladung von Cboot gegenüber der ersten Phase im Wesentlichen unverändert bleibt. In diesem Fall ist die VGS von SW konstant, maximal und gleich VDD.
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In Implementierungen kann es sein, dass die Ladung von Cboot zwischen der Ein- und Ausschaltphase nicht perfekt aufrechterhalten wird. Infolgedessen kann Cboot aufgrund der parasitären Kapazitäten der an Cboot angeschlossenen Schalter Verluste erleiden. Der Wirkungsgrad des Ladens von Cboot kann als α angegeben werden und kann in einem Bereich von Null bis Eins liegen, wobei Eins den perfekten Wirkungsgrad darstellt. Der Faktor α kann nahe eins liegen, wenn der Kapazitätswert von Cboot viel größer ist als die parasitären Kapazitäten der Schalter. Die Ladungsübertragung kann durch solche parasitären Effekte beeinflusst werden, so dass eine Gate-Spannung Vboot für SW (α * VDD + Vin) sein kann. Die Bootstrapping-Technik kann VGS-Schwankungen vermeiden und die Ladungsinjektion konstant machen und nicht mit Vin variierend. Da VGS maximiert ist, wird der Einschaltwiderstand (Ron) des Schalters minimiert und die Bandbreite wird maximiert. Die Ladungsinjektion kann weiter minimiert werden, indem die Bandbreite des Hauptschalters verringert wird, wodurch in diesem Fall die Bandbreite linear verringert wird, indem Ron linear erhöht wird.
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Dementsprechend können in einer Ausführungsform einer oder mehrere der Schalter 202, 204, 206, 212, 214 mit einer in 3 gezeigten Bootstrap-Technik implementiert werden, wobei Vin der Spannung des Schalters entweder Vref+ oder Vref- sein kann.
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Die Verwendung einer solchen Implementierung für den Schalter 206 kann jedoch zusätzliche unerwünschte Effekte hervorrufen, die ihn ineffizient machen. Der Schalter M3 kann den Schalter 206 asymmetrisch machen, wenn er gemäß 3 implementiert ist, da die parasitären Kapazitäten an Vin und Vout nicht gleich sind wie in einer Standard-CMOS-Schalterimplementierung des Schalters 206. M3 kann als Spannungsfolger eine zusätzliche Ladungsinjektion induzieren und kann einen zusätzlichen Kriechstrompfad an der Spannung Vin induzieren. Daher können in einer Ausführungsform Modifikationen dieser Bootstrap-Schalter-Implementierung vorgenommen werden, um die Symmetrie wiederherzustellen und eine Kriechstrecke auf der Vin-Spannung zu vermeiden und eine zusätzliche Ladungsinjektion zu vermeiden. In einer weiteren Ausführungsform kann der Schalter 206, der Hauptschalter zum Kurzschließen der Oberflächen der Kondensatoren 208, 210, mit einer modifizierten Art von Bootstrap-Schaltung implementiert werden, wie in 4 gezeigt.
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4 ist eine Veranschaulichung einer beispielhaften Bootstrap-Schaltung 400 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung, die konfiguriert ist, um Kriechstrecken an Spannungseingängen zu vermeiden. Die Schaltung 400 kann die Schaltung 300 wie in der Figur gezeigt und nachstehend beschrieben modifizieren. Die Schaltung 400 kann symmetrisch sein und Effekte des mit Vin verbundenen Schalters M3 vermeiden, wie in 3 gezeigt.
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M3 ist möglicherweise nicht direkt mit Vin verbunden, sondern mit einer anderen Spannung, Vfollowin. Vfollowin kann eine weitere Eingabe für die Schaltung 400 sein. Die Spannung Vin kann durch M3 unverändert bleiben. In 4 kann die Vboot-Spannung während der Ein-Phase von SW gleich (α * VDD + Vfollowin) sein. Wenn Vfollowin gleich Vin ist, kann mit den Funktionen der Schalter dieselbe Vboot-Spannung erzeugt werden.
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5 ist eine Veranschaulichung eines beispielhaften DAC 500 unter Verwendung einer modifizierten Bootstrap-Schaltung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Der DAC 500 kann weiterhin den DAC 200 und den DAC 112 implementieren, wobei der DAC 500 einen oder mehrere Bootstrap-Schalter umfassen kann, um beispielsweise den Schalter 506 zu implementieren.
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Der Schalter 506 kann auch als S3 bezeichnet und durch den modifizierten Bootstrap-Schalter 400 nach 4 implementiert werden. Der Schalter 506 kann dem S3 nach 2 entsprechen. Die Schalter 502, 514 können auch als S1 bezeichnet und zusammen geschaltet werden, entsprechend S1 aus 2. Die Schalter 502, 514 können durch den Bootstrap-Schalter 300 nach 3 implementiert werden. Die Schalter 504, 512 können auch als S2 bezeichnet und zusammen geschaltet werden, entsprechend S2 nach 2. Die Schalter 502, 514 können durch den Bootstrap-Schalter 300 nach 3 implementiert werden. Der DAC 500 kann ein Paar von Kondensatoren 508, 510 mit einem Wert von Cdac beinhalten, die jeweils an Vdac+ und Vdac- ausgegeben werden. Der DAC 500 kann Eingänge Vref+ und Vref- empfangen. Der Schalter 506 kann eine Vfollowin-Eingabe von einem Ausgang eines Spannungsfolgers 520 empfangen.
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In einer Ausführungsform kann der DAC 500 einen Spannungsfolger 520 beinhalten. Der Spannungsfolger 520 kann ein Puffer mit Verstärkungsfaktor Eins sein. Der Spannungsfolger 520 kann so konfiguriert sein, dass er seinen Eingang unverändert zu seinem Ausgang überträgt. Der Spannungsfolger 520 kann als „Spannungsfolger“ bezeichnet werden, indem seine Ausgangsspannung seiner Eingangsspannung folgt. Während der Spannungsfolger 520 eine Spannungsverstärkung von idealerweise eins bereitstellen kann, kann er eine Stromverstärkung bereitstellen. Der Spannungsfolger 520 kann konfiguriert sein, um zu verhindern, dass Teile des DAC 500 sein Ausgangssignal von Ladungsteilen des DAC 500 empfangen, die mit seinem Eingang verbunden sind. Der Spannungsfolger 520 kann mit einem Operationsverstärker und einer Rückkopplungsschleife von seinem Ausgang zu seinem Eingang implementiert werden.
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In einer Ausführungsform kann der Spannungsfolger 520 als seinen anderen Eingang (verglichen mit der Rückkopplungsschleife) eine Spannung von einem Mittelpunkt eines Spannungsteilers aufweisen. Die Mittelpunktspannung kann als VCMVref = ((Vref+) + (Vref-) / 2) angegeben werden. Der Spannungsteiler kann Widerstände 516, 518 beinhalten, die in Reihe miteinander verbunden sind. Die Widerstände 516, 518 können abgestimmte Impedanzen aufweisen. Der Spannungsteiler kann zwischen Vref+ und Vref- verbunden sein. In verschiedenen Ausführungsformen können andere Implementierungen zum Bereitstellen einer geteilten Spannung an den Spannungsfolger 520 verwendet werden.
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Für den Schalter 506 kann die an den Kondensator 508 angeschlossene Spannung eine erste Eingabe oder Vin sein. Die an den Kondensator 510 angeschlossene Spannung kann eine zweite Eingabe oder Vout sein. In einer Ausführungsform kann der Spannungsfolger 520 so konfiguriert sein, dass er eine als Vfollow in bezeichnete Spannung ausgibt, die die folgende Spannung darstellt. In einer weiteren Ausführungsform kann Vfollow in eine zusätzliche dritte Eingabe für den Schalter 506 sein. In einer weiteren Ausführungsform kann der Schalter 506 mit einer modifizierten Bootstrap-Schaltung implementiert sein. Vfollow _in kann als eine Eingabe in die Bootstrap-Schaltung des Schalters 506 verwendet werden. Beispielsweise kann Vfollow_in als eine Eingabe des M3-Schalters in 4 in die Bootstrap-Schaltung des Schalters 506 verwendet werden.
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In einer Ausführungsform kann der Spannungsfolger 520 konfiguriert sein, um einen ausreichenden Strom bereitzustellen, um Vfollow_in in dem Schalter 506 vorzuspannen. Vfollow_in kann die gleiche Spannung wie die Gleichtaktspannung von Vref+ und Vref- für die Kondensatoren 508, 510 aufweisen. In einer anderen Ausführungsform kann der Spannungsfolger 520 durch einen einfachen Draht ersetzt werden, der mit dem Widerstandsteiler verbunden ist, der die Mittelpunktspannung erzeugt. Diese Konfiguration wird zur Optimierung der Größe und des Stromverbrauchs bevorzugt, kann sich jedoch auf die Bandbreite auswirken, wenn die Einschwingzeit der Mittelpunktspannung groß ist im Vergleich zu den Phasen P1 oder P2 des Sigma-Delta-Modulators.
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Der Schalter 506 kann konfiguriert sein, um die Kondensatoren 508, 510 miteinander kurzzuschließen, da diese mit Vin bzw. Vout verbunden sind. Dies kann zu einer differentiellen Eingangsspannung von Null führen. Die oberen Platten der Kondensatoren 508, 510 können jedoch eine hohe Impedanz aufweisen. Dementsprechend kann der Gleichtakt ohne die Eigenschaften der Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung aufgrund einer Erfordernis nach Eingangsstrom bei eingeschalteten Schaltern abfallen. Im Gegensatz dazu wird dem Bootstrapped-Schalter 506 möglicherweise kein Strom durch die Kondensatoren 508, 510 entnommen, aber der Gleichtaktmodus kann beibehalten werden, wenn der Schalter 506 eingeschaltet ist. Somit kann ein Ladungsverlust an den Kondensatoren 508, 510 vermieden werden, wenn der Schalter 506 eingeschaltet ist, während das Bootstrapping weiterhin verwendet wird.
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Gemäß den Lehren dieser Erfindung sollten Vin und Vout des Kurzschlussschalters 506 passend definiert werden, bevor der Eingangsschalter 506 aktiviert wird, da diese Spannungen während einer Phase, in der S3 eingeschaltet ist, im Wesentlichen hochohmig sind. In einer Ausführungsform kann man dies sicherstellen, indem man eine erste Phase hat, in der S1 oder S2 aktiviert werden kann, und dann Vin und Vout von S3 lädt, so dass die Gleichtaktspannung an den Eingängen der Kondensatoren definiert wird, wenn die Kondensatoren durch S3 kurzgeschlossen werden.
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6 ist eine Darstellung weiterer Details eines beispielhaften DAC 600 unter Verwendung einer modifizierten Bootstrap-Schaltung und zusätzlicher Rücksetzschalter gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Der DAC 600 kann ansonsten gemäß dem DAC 500 nach 5 implementiert werden.
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Der DAC 600 kann einen Rücksetzschalter 602 und einen Rücksetzschalter 604 beinhalten, die jeweils zwischen Vfollow_in und den entsprechenden Werten von Vin und Vout geschaltet sind. Die Rücksetzschalter 602, 604 können beispielsweise als CMOS-Schalter implementiert sein. Die Rücksetzschalter 602, 604 können in einer ersten Phase (typischerweise der Rücksetzphase des ADC) aktiviert werden, so dass die Spannungen Vin und Vout während dieser Rücksetzphase gleich Vfollowin sind. Die Rücksetzschalter 602, 604 können während des restlichen Betriebs deaktiviert oder geöffnet sein. Weiterhin können die Rücksetzschalter 602, 604 periodisch aktiviert werden, um den Kriechstrom zu entfernen oder anderweitig zu adressieren. Außerdem können die Rücksetzschalter 602, 604 immer dann aktiviert werden, wenn S3 eingeschaltet ist. Diese Implementierung definiert auch den Gleichtakt ((Vin + Vout) / 2) des Schalters 506 richtig und vermeidet das Schalten mit einem schwebenden Gleichtakt, wenn S3 in der Rücksetzphase des ADC aktiviert ist.
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Obwohl oben beispielhafte Ausführungsformen beschrieben wurden, können andere Variationen und Ausführungsformen aus dieser Offenbarung hergestellt werden, ohne vom Geist und Schutzumfang dieser Ausführungsformen abzuweichen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Patentliteratur
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- US 62/564770 [0001]
- US 7102558 B2 [0012]
