DE102017130462A1

DE102017130462A1 - System und Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit geschaltetem Kondensator, Schaltung mit geschaltetem Kondensator und integrierte Schaltung

Info

Publication number: DE102017130462A1
Application number: DE102017130462.2A
Authority: DE
Inventors: Christian Reindl; Peter Bogner; Michael Kropfitsch
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2016-12-20
Filing date: 2017-12-19
Publication date: 2018-06-21
Also published as: CN108206700A; US9787291B1; CN108206700B

Abstract

Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet ein Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit geschaltetem Kondensator das Voraufladen eines Kondensators unter Verwendung eines Spannungspuffers mit einem Eingang, der mit einem Eingangsknoten der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit dem Kondensator gekoppelt ist, das Koppeln des Eingangsknotens mit dem Kondensator, wobei auf dem Kondensator eine erste Ladung gesammelt wird, und das Integrieren der ersten Ladung unter Verwendung eines Integrators.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf elektronische Schaltungen und insbesondere auf ein System und ein Verfahren für eine Schaltung mit geschaltetem Kondensator.
Hintergrund
Analog-Digital-Wandler werden üblicherweise in zahlreichen elektronischen Anwendungen verwendet, um analoge Signale in digitale Signale umzuwandeln. In der realen Welt sind die meisten Daten oder Signale durch analoge Signale gekennzeichnet, beispielsweise Temperatur, Klang, Licht, Druck usw. Diese analogen Signale, die zeit- und amplitudenkontinuierlich sind, werden durch einen Analog-Digital-Wandler in digitale Signale umgewandelt, die hinsichtlich Zeit diskret sind und hinsichtlich der Amplitude quantisiert sind. Die Architekturen von Analog-Digital-Wandlern unterscheiden sich je nach Endanwendung, Kosten, Geschwindigkeit und Auflösung. Verschiedene Arten von Analog-Digital-Wandlern beinhalten beispielsweise Flash-Analog-Digital-Wandler, Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler, Analog-Digital-Wandler nach dem Prinzip der sukzessiven Approximation und Dual-Slope-Analog-Digital-Wandler.
Eine gängige Anwendung, in der Analog-Digital-Wandler zunehmend verwendet werden, ist in der Automobilindustrie. Analog-Digital-Wandler können beispielsweise zur Digitalisierung analoger Signale verwendet werden, die von verschiedenen Sensoren innerhalb des Fahrzeugs bereitgestellt werden, beispielsweise von Drucksensoren, Temperatursensoren, Beschleunigungsmessern und Positionssensoren, die innerhalb der Motor-, Getriebe- und Auspuffsysteme des Fahrzeugs verwendet werden. Häufig sind diese Sensoren über eine lange induktive Verdrahtung innerhalb des Fahrzeugfahrgestells mit einem Analog-Digital-Wandler einer Motorsteuerung verbunden. Die Länge dieser Drähte sowie ihre Nähe zu Verursachern elektrischer und mechanischer Störungen machen sie anfällig für die Kopplung mit hohen Spannungstransienten, welche die empfindliche Schaltungsanordnung innerhalb der integrierten Analog-Digital-Wandler, mit denen die Drähte verbunden sind, möglicherweise beschädigen können. Um die Beschädigung empfindlicher elektronischer Komponenten zu verhindern, können verschiedene Schutzvorrichtungen verwendet werden, beispielsweise Widerstände, Dioden und Transistoren zur Unterdrückung hoher Spannungen und Stromstärken. Diese ergänzten Schutzkomponenten können jedoch die Genauigkeit und den Betrieb des Analog-Digital-Wandlers beeinträchtigen.
Kurzdarstellung
Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet ein Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit geschaltetem Kondensator (switched capacitor) das Voraufladen eines Kondensators unter Verwendung eines Spannungspuffers mit einem Eingang, der mit einem Eingangsknoten der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit dem Kondensator gekoppelt ist, das Koppeln des Eingangsknotens mit dem Kondensator, wobei auf dem Kondensator eine erste Ladung gesammelt wird; und das Integrieren der ersten Ladung unter Verwendung eines Integrators.
Figurenliste
Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird jetzt Bezug auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen genommen, in denen:

1 ein Blockdiagramm eines mikrosteuerungsbasierten elektronischen Systems 100 darstellt;
2a ein Schema einer Ausführungsform eines Integrators mit geschaltetem Kondensator darstellt, 2b ein dazugehöriges Wellenformdiagramm darstellt und 2c eine Ausführungsform eines Spannungspuffers des Integrators mit geschaltetem Kondensator darstellt;
3a und 3b ein Schema einer weiteren Ausführungsform eines Integrators mit geschaltetem Kondensator darstellen;
4 ein Schema einer Ausführungsform einer Taktgeneratorschaltung darstellt;
5 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des Verfahrens darstellt; und
6 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform eines ∑Δ-Analog-Digital-Wandlers darstellt.

Sofern nichts anderes angegeben ist, verweisen entsprechende Ziffern und Symbole in unterschiedlichen Figuren allgemein auf entsprechende Teile. Die Figuren sollen die maßgeblichen Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen klar veranschaulichen und sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet. Um bestimmte Ausführungsformen klarer zu veranschaulichen, kann ein Buchstabe, der Variationen derselben Struktur, desselben Materials oder Prozessschrittes anzeigt, auf eine Figurennummer folgen.
Ausführliche Beschreibung von veranschaulichenden Ausführungsformen
Das Fertigen und Verwenden der offenbarten Ausführungsformen werden im Folgenden ausführlich dargelegt. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte vorsieht, die in einer großen Vielzahl spezifischer Zusammenhänge ausführbar sind. Die dargelegten speziellen Ausführungsformen dienen lediglich der Veranschaulichung spezieller Wege der Fertigung und Verwendung der Erfindung und schränken nicht den Schutzbereich der Erfindung ein.
Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung werden unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen in einer kontextspezifischen Schaltung mit geschaltetem Kondensator, die in Überabgetastete-Daten-Wandlern verwendet wird, beschrieben. Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können auch auf verschiedene Systeme, die Schaltungen mit geschaltetem Kondensator verwenden, beispielsweise Sensor- und Mikrofon-Schnittstellen, angewandt werden.
Bei einer Ausführungsform wird die effektive Eingangsimpedanz einer Schaltung mit geschaltetem Kondensator durch Voraufladen eines Abtastkondensators mit einer Pufferschaltung erhöht, bevor der Abtastkondensator mit einem Eingangsport verbunden wird. Durch Aufladen des Abtastkondensators unter Verwendung der Pufferschaltung auf nahezu seine Endspannung fließt beim Verbinden des Eingangs eine geringere Strommenge vom Eingangsport zum Kondensator als wenn die gesamte Strommenge verwendet wird, um den Kondensator über die Pufferschaltung zu laden. Diese Verringerung des Ladestroms erscheint aus der Perspektive des Eingangsport effektiv als eine reduzierte Eingangsimpedanz. Bei einigen Ausführungsformen kann eine Schwachstrom-Pufferschaltung verwendet werden, die den Kondensator nur teilweise vorauflädt, bevor der Eingangsport verbunden wird, wodurch Stromeinsparungen erreicht werden.
Durch derartiges Erhöhen der Eingangsimpedanz der Schaltung mit geschaltetem Kondensator kann die Schaltung mit geschaltetem Kondensator selbst unter Verwendung von höheren Quellenimpedanzen betrieben werden. Bei einer Ausführungsform, bei der die Schaltung mit geschaltetem Kondensator auf einer integrierten Schaltung implementiert ist, kann beispielsweise ein Widerstand mit einem hohen Widerstand zwischen den Eingangsport und den Eingang der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelt sein. Der Widerstand kann beispielsweise dazu verwendet werden, den Eingang der Schaltung mit geschaltetem Kondensator vor hohen Elektrostatische-Entladung-Strömen (ESD - Electrostatic Discharge) zu schützen.
1 stellt ein Blockdiagramm eines mikrosteuerungsbasierten elektronischen Systems 100 dar, das beispielsweise in zahlreichen automotiven und industriellen Anwendungen verwendet werden kann. Wie gezeigt, beinhaltet das System 100 eine integrierte Schaltung 110, die mehrere Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler (∑Δ-ADCs - ∑Δ-Analog-Digital-Wandler) 112, 114 und 116 beinhaltet, deren Ausgänge mit der On-Chip-Mikrosteuerung 118 gekoppelt sind. Die Treiberschaltungen 120, 122 und 124 sind ebenfalls mit der Mikrosteuerung 118 gekoppelt. Wie gezeigt, ist jeder ∑Δ-Analog-Digital-Wandler 112, 114 und 116 mit einer entsprechenden Sensorschaltung 102, 104 und 106 gekoppelt; und jede Treiberschaltung 120, 122 und 124 ist mit einer entsprechenden Aktorenschaltung 126, 128 bzw. 130 gekoppelt.
Das System 100 kann für zahlreiche Systemanwendungen geeignet sein. In einem Motorsteuerungssystem können Sensoren 102, 104 und 106 beispielsweise verschiedene automotive Luftdruck-, Drosselklappen-, Pedalstellungssensoren und andere Sensortypen darstellen. Aktoren 126, 128 und 130 können beispielsweise verschiedene Relais und Solenoide darstellen, die in Ventilen, Kraftstoffeinspritzventilen, Brems- und anderen Systemen verwendet werden. Alternativ kann das System 100 für andere Systemtypen geeignet sein, einschließlich unter anderem Leistungswechselrichter und hydraulischer und pneumatischer Managementsysteme.
Ein Problem, das bei automotiven und industriellen Systemen auftreten kann, besteht darin, dass Rauschen und Transienten in die Verdrahtung und Kabel, welche die Sensoren 102, 104 und 106 mit der integrierten Schaltung 110 verbinden, eingeleitet werden. Bei dem dargestellten Beispiel ist jeder der Drähte, welche die Sensoren 102, 104 und 106 mit der integrierten Schaltung 110 verbinden, etwa 1 Meter lang und ist die Verdrahtungsinduktivität dieser Kabel durch eine parasitäre Induktivität Lp dargestellt. Hohe Stromtransienten, die während des Betriebs einer automobilen oder industriellen Ausrüstung erzeugt werden, können an parasitäre Induktivitäten Lp ankoppeln und eine hohe Spannungstransiente auf jeder der Leitungen erzeugen. Um eine Beschädigung und Zerstörung der empfindlichen Transistoren auf der integrierten Schaltung 110 zu vermeiden, können ESD-Schutzvorrichtungen, wie beispielsweise Schutzdioden und Serienwiderstände, verwendet werden, um die Auswirkungen von ESD zu verringern. Die Verwendung solcher Schutzvorrichtungen kann jedoch den Betrieb und die Leistungsfähigkeit der ∑Δ-Analog-Digital-Wandler 112, 114 und 116 beeinträchtigen.
Bei verschiedenen Ausführungsformen kann die integrierte Schaltung 110 auf einem einzigen Halbleitersubstrat, beispielsweise einem Siliciumsubstrat, implementiert sein. Die Schaltungsanordnung auf der integrierten Schaltung 110 kann unter Verwendung von verschiedenen Fertigungstechnologien, beispielsweise CMOS-, BiCMOS- und anderen Technologien, in Abhängigkeit vom jeweiligen System und dessen Spezifikationen implementiert sein.
2a stellt eine Eintakt-Integratorschaltung 200 dar, die zur Implementierung der Frontendschaltung der in 1 gezeigten ∑Δ-Analog-Digital-Wandler 112, 114 und 116 verwendet werden kann. Während des Betriebs schützt der Widerstand R_IN die verschiedenen Vorrichtungen innerhalb der Integratorschaltung 200 vor hohen Spannungen und hohen Strömen, die am Eingang V_IN. anliegen können. Um der durch den Widerstand R_IN hervorgerufenen erhöhten RC-Zeitkonstante zu begegnen, wird der Spannungspuffer 214 dazu verwendet, den Reihenkondensator CS voraufzuladen, bevor der Reihenkondensator über den Schalter S_A mit dem Eingangspin V_IN gekoppelt wird. Bei verschiedenen Ausführungsformen kann der Spannungspuffer 214 dazu verwendet werden, den Reihenkondensator CS nur teilweise aufzuladen. Wird der Eingangspin V_IN mit dem Kondensator CS gekoppelt, nachdem der CS voraufgeladen wurde, so wird der Kondensator CS über den Widerstand R_IN weiter aufgeladen. Somit kann auch dann eine hohe Linearität erzielt werden, wenn der Spannungspuffer 214 dazu ausgelegt ist, den Kondensator CS nur teilweise zu laden.
Wie gezeigt, beinhaltet die Integratorschaltung 200 den Reihenkondensator CS, den Operationsverstärker 216 und den Rückkopplungskondensator CF. Der Reihenkondensator CS ist über ein erstes Schaltnetzwerk, das die Schalter S_A und S_B beinhaltet, mit dem Eingang V_IN gekoppelt. Ein Spannungspuffer 214 koppelt ferner den Eingang V_IN über ein zweites Schalternetzwerk, das die Schalter S_C und S_D beinhaltet, mit dem Reihenkondensator CS, und der Reihenkondensator CS ist ferner über ein drittes Schaltnetzwerk, das die Schalter S_E und S_F beinhaltet, mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 216 gekoppelt. Die Steuerschaltung 220 stellt die Schaltersteuerlogik dar, welche die Steuersignale Ø1*a, ∅2*a, Ø1*a, Ø2*a, Ø1 und Ø2, die mit den Steuerports der Schalter S_A, S_B, S_B, S_C, S_D, S_E bzw. S_F verbunden sind, ansteuert. Bei verschiedenen Ausführungsformen kann jeder der Schalter S_A, S_B, S_B, S_C, S_D, S_E und S_F beispielsweise in einem Bulk-CMOS-Prozess unter Verwendung eines NMOS-Transistors, eines PMOS-Transistors und/oder eines CMOS-Transmission-Gates, bei dem der NMOS- und PMOS-Transistor parallel geschaltet sind und in komplementärer Weise angesteuert werden, implementiert werden. Alternativ können gemäß der jeweils verwendeten Fertigungstechnologie andere Schalttransistortypen verwendet werden. Die Steuerschaltung 220 kann unter Verwendung von einer digitalen Zustandsmaschine oder anderen im Fachgebiet bekannten digitalen Steuerschaltungsstrukturen implementiert sein.
Der Spannungspuffer 214 kann unter Verwendung von im Fachgebiet bekannten Spannungspufferschaltungen implementiert sein, und der Operationsverstärker kann unter Verwendung von im Fachgebiet bekannten Operationsverstärkerschaltungen implementiert sein. Bei einer besonderen Ausführungsform ist der Spannungspuffer 214 unter Verwendung von Rail-to-Rail-Eingangs- und -Ausgangsstufen, bei denen die Eingangsstufe ein NMOS-Differentialpaar und ein PMOS-Differentialpaar beinhaltet, implementiert. Bei verschiedenen Ausführungsformen beträgt die Einschwingzeit des Spannungspuffers 214 etwa drei bis fünf RC-Zeitkonstanten, wobei die RC-Zeitkonstante das Produkt des Widerstands des Widerstands R_IN und der Kapazität des Reihenkondensators CS ist. Alternativ können auch Zeitkonstanten außerhalb dieses Bereichs verwendet werden.
2b zeigt ein Zeitverlaufsdiagramm, das den relativen Zeitablauf der Steuersignale Ø1*a, ∅2*a, Ø1*a, Ø2*a, Ø1 und Ø2 darstellt. Zum Zeitpunkt t₀ werden die Steuersignale Ø1 und Ø1*a gesetzt, was effektiv den Knoten V_IN über den Spannungspuffer 214 mit dem ersten Anschluss des Reihenkondensators CS koppelt und den zweiten Anschluss des Reihenkondensators CS mit Masse koppelt. Vom Zeitpunkt t₀ bis t₁ wird der Kondensator CS über den Spannungspuffer 214 voraufgeladen. Zum Zeitpunkt t₁ werden die Signale Ø1 und Ø1^* a aktiviert, was den Knoten V_IN direkt mit dem ersten Anschluss des Reihenkondensators CS koppelt, den Reihenkondensator CS vom Ausgang des Spannungspuffers 214 trennt und den zweiten Anschluss des Reihenkondensators CS mit Masse koppelt. So wird der Reihenkondensator CS vom Zeitpunkt t₀ bis etwa Zeitpunkt t₂ geladen.
Zum Zeitpunkt t₂ werden die Steuersignale Ø2 und Ø2*a gesetzt, was effektiv den ersten Anschluss des Reihenkondensators CS über den Schalter S_D mit Masse koppelt und den negativen Eingang des Operationsverstärkers 216 über den Schalter S_E mit dem zweiten Anschluss des Reihenkondensators CS koppelt. Zum Zeitpunkt t₃ werden die Steuersignale Ø2 und ∅2*a gesetzt, was effektiv den ersten Anschluss des Reihenkondensators CS über den Schalter S_B mit Masse koppelt und den negativen Eingang des Operationsverstärkers 216 über den Schalter S_E mit dem zweiten Anschluss des Reihenkondensators CS koppelt. So wird vom Zeitpunkt t₂ bis etwa zum Zeitpunkt t₄ die Ladung, die auf dem Reihenkondensator CS gespeichert wurde, während das Steuersignal Ø1 aktiv war, an den Rückkopplungskondensator CF übertragen, während das Steuersignal Ø2 aktiv ist. Vom Zeitpunkt t₄ bis zum Zeitpunkt t₈ wiederholt sich der vorstehend beschriebene Betriebszyklus, und er wiederholt sich ständig weiter. Bei einigen Ausführungsformen eines Eintakt-Integrators, wie dem in 2a gezeigten, kann der Betrieb der Schalter S_B und S_D zu einem einzigen Schalter, der durch das Steuersignal Ø2 gesteuert wird, zusammengefasst sein. Bei einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird jedes der Steuersignale Ø1*a, ∅2*a, Ø1*a, Ø2*a, Ø1 und Ø2 in einer nichtüberlappenden Weise betrieben, um einen Ladungsleckverlust zu vermeiden.
2c stellt eine Ausführungsform einer Rail-to-Rail-Pufferschaltung 214 dar, die verwendet werden kann, um die in 2a gezeigte Pufferschaltung 214 zu implementieren. Wie gezeigt, umfasst die Pufferschaltung eine NMOS-Differentialpaar-Eingangsstufe, welche NMOS-Transistoren 230 und 232 beinhaltet und durch die Stromquelle 234 vorgespannt ist, sowie eine PMOS-Differentialpaar-Eingangsstufe, welche PMOS-Transistoren 240 und 242 beinhaltet und durch die Stromquelle 238 vorgespannt ist. Der Drain-Strom des NMOS-Transistors 230 des NMOS-Differentialpaars wird über einen PMOS-Stromspiegel, der PMOS-Transistoren 236 und 246 beinhaltet, zum Ausgangsknoten OUT gespiegelt, während der Drain-Strom des PMOS-Transistors 240 des PMOS-Differentialpaars über einen NMOS-Stromspiegel, der NMOS-Transistoren 244 und 248 beinhaltet, zum Ausgangsknoten OUT gespiegelt wird. Der Eingangsknoten IN ist mit dem Gate des NMOS-Transistors 230 des NMOS-Differentialpaars und dem Gate des PMOS-Transistors 240 des PMOS-Differentialpaars gekoppelt. Eine Rückkopplung mit Verstärkungsfaktor 1 wird vom Ausgangsknoten OUT zu den Gates des NMOS-Transistors 232 und des PMOS-Transistors 242 bereitgestellt.
Während des Betriebs, wenn die Spannung des Eingangsknotens IN Rail-mittig liegt, sodass sowohl das NMOS-Differentialpaar als auch das PMOS-Differentialpaar übereinstimmen, werden die Ausgänge von sowohl dem NMOS- und dem PMOS-Differentialpaar über den NMOS- bzw. PMOS-Stromspiegel zum Ausgangsknoten OUT gespiegelt. Wenn die Eingangsknotenspannung IN niedrig genug ist, dass die NMOS-Transistoren 230 und 232 ausgeschaltet werden, wird der Betrieb des Puffers durch die Transistoren 240 und 242 des PMOS-Differentialpaars sowie durch die NMOS-Transistoren 244 und 248 aufrechterhalten. Ähnlich wird, wenn die Eingangsknotenspannung IN hoch genug ist, dass die PMOS-Transistoren 240 und 242 ausgeschaltet werden, der Betrieb des Puffers durch die Transistoren 230 und 232 des NMOS-Differentialpaars sowie durch die PMOS-Transistoren 236 und 246 aufrechterhalten. Es versteht sich, dass die in 2c gezeigte Rail-to-Rail-Pufferschaltung 214 nur eine vieler möglicher Pufferimplementierungen ist, die in Ausführungsformen der hier beschriebenen Schaltung mit geschaltetem Kondensator verwendet werden könnten.
3a stellt einen differentiellen Integrator 300 gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Das Wirkungsprinzip des differentiellen Integrators 300 ähnelt dem Wirkungsprinzip des in 2a gezeigten Eintakt-Integrators 200. Allerdings beinhaltet der differentielle Integrator 300 einen differentiellen Signalpfad, in dem der Reihenkondensator CS unter Verwendung von zwei Reihenkondensatoren CSA und CSB implementiert ist und der Rückkopplungskondensator CF unter Verwendung von Kondensatoren CFA und CFB implementiert ist. Ein Operationsverstärker 306 kann unter Verwendung von im Fachgebiet bekannten volldifferentiellen Verstärkerschaltungen implementiert sein.
Die Reihenkondensatoren CSA und CSB sind über ein erstes Schaltnetzwerk, das die Schalter S₁, S₂, S₃, und S₄. beinhaltet, mit den Eingängen V_INP und V_INN gekoppelt. Die Spannungspuffer 302 und 304 koppeln ferner die Eingänge V_INP und V_INN über ein zweites Schaltnetzwerk, das die Schalter S₅, S₆, S₇, und S₈, beinhaltet, mit den Reihenkondensatoren CSA und CSB. Die Reihenkondensatoren CSA und CSB sind ferner über ein drittes Schaltnetzwerk, das die Schalter S₉, S₉, S₁₁, und S₁₂ beinhaltet, mit den Eingängen des Operationsverstärkers 306 gekoppelt. Die in 2a gezeigte Steuerschaltung 220 kann verwendet werden, um die Steuersignale Ø1*a, ∅2*a, Ø1*a , Ø2*a, Ø1 und Ø2, die mit den Steuerports der Schalter S₁, S₂, S₃, S₄, S₅, S₆, S₇, S₈, S₉, S₉, S₁₁, und S₁₂ verbunden sind, zu erzeugen. Bei verschiedenen Ausführungsformen kann jeder der Schalter S₁, S₂, S₃, S₄, S₅, S₆, S₇, S₈, S₉, S₉, S₁₁, und S₁₂ beispielsweise in einem Bulk-CMOS-Prozess unter Verwendung eines NMOS-Transistors, eines PMOS-Transistors und/oder eines CMOS-Transmission-Gates, bei dem die NMOS- und PMOS-Transistoren parallel geschaltet sind und in komplementärer Weise angesteuert werden, implementiert sein. Alternativ können gemäß der jeweils verwendeten Fertigungstechnologie andere Schalttransistortypen verwendet werden.
Die Spannungspuffer 302 und 304 können in einer ähnlichen Weise wie der vorstehend unter Bezugnahme auf 2a und 2c beschriebene Spannungspuffer 214 implementiert sein. Bei verschiedenen Ausführungsformen beträgt die Einschwingzeit des Spannungspuffers 214 etwa drei bis etwa fünf RC-Zeitkonstanten, wobei die RC-Zeitkonstante das Produkt des Widerstands des Widerstands R_IN und der Kapazität des Reihenkondensators CS ist. Alternativ können auch Zeitkonstanten außerhalb dieses Bereichs verwendet werden.
Der Betrieb des Integrators 300 verläuft gemäß dem in 2a gezeigten Zeitverlaufsdiagramm. Zum Zeitpunkt t₀ werden die Steuersignale Ø1 und Ø1*a gesetzt, was effektiv den Knoten V_INP über den Spannungspuffer 304 und den Schalter S₅ mit dem ersten Anschluss des Reihenkondensators CSA koppelt, den Knoten V_INN über den Spannungspuffer 304 und den Schalter S₈ mit dem ersten Anschluss des Reihenkondensators CSB koppelt und die Gleichtaktspannung vcm über den Schalter S₉ mit dem zweiten Anschluss des Kondensators CSA und über den Schalter S₁₀ mit dem zweiten Anschluss des Kondensators CSB koppelt. So werden vom Zeitpunkt t₀ bis t₁ die Reihenkondensatoren CSA und CSB über die Spannungspuffer 304 und 302 voraufgeladen. Zum Zeitpunkt t₁ werden die Signale Ø1 und ∅1*a aktiviert, was direkt den Knoten V_INP über den Schalter S₁ mit dem ersten Anschluss des Reihenkondensators CSA koppelt und den Knoten V_INN über den Schalter S₄ mit dem ersten Anschluss des Reihenkondensators CSB koppelt. So werden vom Zeitpunkt t₁ bis etwa Zeitpunkt t₂ die Reihenkondensatoren CSA und CSB direkt von den Eingängen V_INP und V_INN geladen.
Zum Zeitpunkt t₂ werden die Steuersignale Ø2 und Ø2*a gesetzt, was effektiv den Knoten V_INP über den Spannungspuffer 304 und den Schalter S₆ mit dem ersten Anschluss des Reihenkondensators CSB koppelt, den Knoten V_INN über den Spannungspuffer 302 und den Schalter S₇ mit dem ersten Anschluss des Reihenkondensators CSA koppelt, den positiven Eingang des Verstärkers 306 über den Schalter S₁₁ mit dem zweiten Anschluss des Reihenkondensators CSA koppelt und den negativen Eingang des Verstärkers 306 über den Schalter S₁₁ mit dem zweiten Anschluss des Reihenkondensators CSB koppelt. Zum Zeitpunkt t₃ werden die Steuersignale Ø2 und Ø2*a gesetzt, was effektiv den ersten Anschluss des Reihenkondensators CSB über den Schalter S₃ mit dem Knoten V_INP koppelt und den ersten Anschluss des Reihenkondensators CSA über den Schalter S₂ mit dem Knoten V_INN koppelt. So wird vom Zeitpunkt t₂ bis etwa zum Zeitpunkt t₄ die auf den Reihenkondensatoren CSA und CSB gespeicherte Ladung an die Rückkopplungskondensatoren CFA und CFB übertragen, während das Steuersignal Ø2 aktiv ist. Bei einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird jedes der Steuersignale Ø1*a, ∅2*a, Ø1*a, Ø2*a, Ø1 und Ø2 in einer nichtüberlappenden Weise betrieben, um Ladungsverluste zu vermeiden.
Bei einer Ausführungsform beträgt der Widerstand des Widerstands R_IN etwa 15 kQ, haben die Kondensatoren CSA und CSB etwa 20 fF und haben die Kondensatoren CFA und CFB etwa 2pF. Es versteht sich jedoch, dass diese Komponentenwerte nur ein Beispiel vieler möglicher, in Ausführungsformen der Integratoren verwendbarer Komponentenwerte sind.
Bei einer Ausführungsform können der in 2a gezeigte Integrator mit geschaltetem Kondensator 200 und der in 3a gezeigte Integrator mit geschaltetem Kondensator 300 als der erste Integrator am Frontende eines ∑Δ-Analog-Digital-Wandlers ausgeführt sein, wie in 3b, die den Integrator mit geschaltetem Kondensator 350 darstellt, gezeigt ist. Der in 3b gezeigte Integrator mit geschaltetem Kondensator 350 weist dieselbe Struktur wie der in 3a gezeigte Integrator mit geschaltetem Kondensator 300 auf, wobei ein Ein-Bit-Digital-Analog-Wandler mit geschaltetem Kondensator 352, der mit den Knoten A und B des Integrators gekoppelt ist, ergänzt ist. Der Digital-Analog-Wandler 352 ist mit den differentiellen Referenzspannungen V_REFP und V_REFN, die eine differenzielle Spannung des Fullscale-Eingangs oder ein Bruchteil davon aufweisen, gekoppelt. Das Signal fbp stellt einen digitalen Ausgang des Komparators oder Quantisierers (siehe 6) des ∑Δ-Analog-Digital-Wandlers dar, und das Signal fbn ist die unter Verwendung des Inverters 354 erzeugte Umkehrung des Signals fbp (siehe 6).
Wie gezeigt, beinhaltet der Digital-Analog-Wandler 352 ein erstes Digital-Analog-Wandler-Schaltnetzwerk, das die Schalter S₁₃ S₁₄, S₁₅ und S₁₆ sowie die Kondensatoren CDA und CDB beinhaltet, und ein zweites Digital-Analog-Wandler-Schaltnetzwerk, das die Schalter S₁₇, S₁₈, S₁₉ und S₂₀ beinhaltet. Während des Betriebs werden die Schalter S₁₃ und S₁₆ des ersten Digital-Analog-Wandler-Schaltnetzwerks aktiviert, wenn das Steuersignal Ø1 gesetzt ist, und werden die Schalter S₁₄ und S₁₅ des ersten Digital-Analog-Wandler-Schaltnetzwerks aktiviert, wenn das Steuersignal Ø2 gesetzt ist. Gleichermaßen werden die Schalter S₁₇ und S₂₀ des zweiten Digital-Analog-Wandler-Schaltnetzwerks aktiviert, wenn das Rückkopplungssignal fbp gesetzt ist, und werden die Schalter S₁₈ und S₁₉ des zweiten Schaltnetzwerks aktiviert, wenn das Rückkopplungssignal fbn gesetzt ist. Es versteht sich, dass der Digital-Analog-Wandler 352 nur eine von vielen möglichen Digital-Analog-Wandler-Strukturen ist, die in Ausführungsformen der ∑Δ-Analog-Digital-Wandler eingebaut sein können. Beispielsweise kann statt eines Ein-Bit-Digital-Analog-Wandlers ein Mehrfach-Bit-Digital-Analog-Wandler implementiert sein.
4 stellt eine Taktgeneratorschaltung 400 dar, die verwendet werden kann, um einen Teil der in 2a gezeigten Steuerung 220 zu implementieren. Wie gezeigt, beinhaltet die Taktgeneratorschaltung 400 die Inverter 402, welche die Signale a und ä aus einem Signal mit doppelter Taktfrequenz 2.fs erzeugen. Das Register 408 mit dem Rückkopplungsinverter 406 teilt in zwei die Frequenz des Signals, um einen logischen Puls mit einer Frequenz von fs zu erzeugen. Der Generator 410 zur Erzeugung nichtüberlappender Taktsignale erzeugt die Phasen Ø1 und Ø2 in einer Weise, dass sie einander nicht überlappen, indem verhindert wird, dass die Signale Ø1 und Ø2 gleichzeitig gesetzt werden. Die Schaltung 410 zur Erzeugung nichtüberlappender Taktsignale kann unter Verwendung von im Fachgebiet bekannten Schaltungen zur Erzeugung nichtüberlappender Taktsignale implementiert werden.
5 stellt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens 500 zum Betreiben einer Schaltung mit geschaltetem Kondensator gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. In Schritt 502 wird ein Kondensator unter Verwendung eines Spannungspuffers mit einem Eingang, der mit einem Eingangsknoten der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit dem Kondensator gekoppelt ist, voraufgeladen. Durch Verwendung eines Spannungspuffers, beispielsweise des vorstehend unter Bezugnahme auf 2a beschriebenen Spannungspuffers 214 oder der vorstehend unter Bezugnahme auf 3a und 3b beschriebenen Spannungspuffer 302 und 304, kann der Kondensator zumindest teilweise ohne Laden des Eingangsknotens des Filters mit geschaltetem Kondensator geladen werden. Von daher kann der Eingangsknoten des Filters mit geschaltetem Kondensator mit einer Quelle mit hoher Impedanz gekoppelt werden und/oder kann ein hoher Widerstand zwischen den Eingangsknoten der Schaltung mit geschaltetem Kondensator und den Kondensator gekoppelt werden, um beispielsweise einen Schutz vor hohen Spannungen und Strömen am Eingangsknoten bereitzustellen. Bei einigen Ausführungsformen kann der Spannungspuffer dazu ausgelegt sein, den Kondensator nur teilweise zu laden.
In Schritt 504 wird der Eingangsknoten mit dem Kondensator gekoppelt, sodass eine erste Ladung auf dem Kondensator gesammelt wird. Bei Ausführungsformen, bei denen der Kondensator teilweise geladen wird, wird dem Eingangsknoten die verbleibende Ladung, die zum Laden des Kondensators benötigt wird, durch eine mit dem Eingangsknoten der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelte Quelle bereitgestellt. Da der Kondensator jedoch zumindest teilweise geladen ist, ist die Gesamtladungsmenge, die von der mit dem Eingangsknoten der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelten Quelle bereitgestellt wird, gegenüber Schaltungen, bei denen keine Eingangspuffer verwendet werden, reduziert.
In Schritt 506 wird die erste Ladung unter Verwendung eines Integrators integriert. Bei einigen Ausführungsformen kann der Integrator unter Verwendung eines Verstärkers mit einem Kondensator in Rückkopplung implementiert sein, beispielsweise unter Verwendung des Verstärkers 216 und des Rückkopplungskondensators CF, die vorstehend unter Bezugnahme auf 2a beschrieben wurden, und unter Verwendung des Verstärkers 306 und der Rückkopplungskondensatoren CFA und CFB, die vorstehend unter Bezugnahme auf 3 beschrieben wurden. Bezugnehmend auf die Ausführungsform aus 2a wird beispielsweise die Ladung auf dem Kondensator CS durch Schließen der Schalter S_E und S_B an den Kondensator C_F übertragen. Da die vom Kondensator CS an den Kondensator C_F übertragene Ladung zu der bereits auf dem Kondensator C_F gespeicherten Ladung hinzugefügt wird, fungiert der Verstärker 216 in Verbindung mit dem Rückkopplungskondensator C_F effektiv als ein Integrator. Nach dem Schritt 506 kann der Vorgang mit Schritt 502 fortgesetzt werden.
6 stellt ein Blockdiagramm eines ∑Δ-Analog-Digital-Wandlers 600 dar, der eine Ausführungsform eines Integrators mit geschaltetem Kondensator verwendet. Wie gezeigt, beinhaltet der ∑Δ-Analog-Digital-Wandler 600 einen Modulator 610, ein digitales Filter 620 und einen Dezimator 622. Der Modulator 610 tastet den analogen Eingang ab und erzeugt einen digitalen Bitstrom, das digitale Filter 620 tiefpassfiltert den digitalen Bitstrom und der Dezimator 622 rechnet den Ausgang des digitalen Filters 620 herunter. Bei einem Ausführungsbeispiel tastet der Modulator 610 den analogen Eingang mit einer Abtastrate von 20 MHz ab, weist das digitale Filter 620 eine Bandbreite von 100 kHz auf und reduziert der Dezimator 622 die Abtastungen um einen Faktor von 100 auf 200 kHz. Es versteht sich, dass diese Abtastraten und Bandbreiten nur eines von vielen möglichen Beispielen sind und dass andere Abtastraten und Bandbreiten in alternativen Ausführungsformen verwendet werden können.
Der Modulator 610 beinhaltet den Integrator 614, den Quantisierer und den Digital-Analog-Wandler 618. Der Integrator 614 ist unter Verwendung einer Ausführungsform einer Integrator-Schaltung mit geschaltetem Kondensator, wie jene vorstehend beschriebenen, implementiert. Der Quantisierer 616 quantisiert den Ausgang des Integrators 614, um den digitalen Bitstrom zu erzeugen. Bei einigen Ausführungsformen kann der Quantisierer 616 ein Einzel-Bit-Quantisierer sein, der unter Verwendung einer im Fachgebiet bekannten Komparatorschaltung implementiert ist. Alternativ kann der Quantisierer 616 ein Mehrfach-Bit-Quantisierer sein, der beispielsweise unter Verwendung eines Flash-Analog-Digital-Wandlers implementiert ist. Der Digital-Analog-Wandler 618 wandelt den digitalen Bitstrom in die analoge Spannung DAC_OUT, die als Eingang für den Integrator 614 geeignet ist, um. Bei einigen Ausführungsformen ist der Widerstand 612 mit dem Eingang des Integrators 614 gekoppelt, um Spannungs- und Stromtransienten, die am analogen Eingang zu beobachten sind, zu begrenzen. Wenngleich der Modulator 610 als ein Modulator erster Ordnung mit einem Eintakt-Eingang dargestellt ist, können in alternativen Ausführungsformen je nach der jeweiligen Ausführungsform und deren Spezifikationen auch Modulatoren höherer Ordnungen und/oder mit differentiellen Eingängen verwendet werden.
Das digitale Filter 620 kann unter Verwendung von einem digitalen Tiefpass-Mittlungsfilter und/oder anderen im Fachgebiet bekannten Tiefpassfiltertypen implementiert sein. Der Dezimator 622 ist dazu ausgelegt, den Ausgang des digitalen Filters 620 um einen Faktor n durch Auswählen einer aus jeden n vom digitalen Filter 620 bereitgestellten Abtastungen herunterzurechnen, und kann unter Verwendung von im Fachgebiet bekannten Dezimationsfiltern implementiert sein. Das digitale Filter 620 und das Dezimationsfilter 622 können beispielsweise unter Verwendung von kundenspezifischer oder standardisierter Zellenlogik, unter Verwendung von einem digitalen Signalprozessor (DSP) oder anderen im Fachgebiet bekannten digitalen Logiktypen auf einer integrierten Schaltung implementiert sein. Bei verschiedenen Ausführungsformen können alle Elemente des ∑Δ-Analog-Digital-Wandlers 600 als eine einzelne integrierte Schaltung auf einem einzelnen Halbleitersubstrat implementiert sein oder können unter separaten Schaltungen partitioniert sein.
Beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind hier zusammengefasst. Andere Ausführungsformen können auch aus der Gesamtheit der Beschreibung und den hier eingereichten Ansprüchen abgeleitet werden.
Beispiel 1. Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit geschaltetem Kondensator, wobei das Verfahren beinhaltet: Voraufladen eines Kondensators unter Verwendung eines Spannungspuffers mit einem Eingang, der mit einem Eingangsknoten der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit dem Kondensator gekoppelt ist; Koppeln des Eingangsknotens mit einem Kondensator, wobei auf dem Kondensator eine erste Ladung gesammelt wird; und Integrieren der ersten Ladung.
Beispiel 2. Verfahren aus Beispiel 1, das ferner beinhaltet: Quantisieren der integrierten ersten Ladung, um einen quantisierten Wert zu bilden; und Rückkoppeln des quantisierten Wertes an den Kondensator.
Beispiel 3. Verfahren aus Beispielen 1 oder 2, das ferner beinhaltet: ein Dezimieren des quantisierten Wertes.
Beispiel 4. Verfahren aus einem der Beispiele 1 bis 3, wobei: das Koppeln des Eingangsknotens mit dem Kondensator ein Koppeln des Eingangsknotens mit dem Kondensator über einen Widerstand beinhaltet; und der Spannungspuffer eine Einschwingzeit von weniger als dem Fünffachen einer RC-Zeitkonstante des Widerstands und des Kondensators aufweist.
Beispiel 5. Schaltung mit geschaltetem Kondensator, die Folgendes beinhaltet: einen Kondensator; einen ersten Schalter mit einem ersten Knoten, der mit einem Eingangsport der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelt ist, und einem zweiten Knoten, der mit dem Kondensator gekoppelt ist; einen Spannungspuffer mit einem Eingang, der mit dem ersten Knoten des ersten Schalters gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit dem Kondensator gekoppelt ist; einen zweiten Schalter, der zwischen den Ausgang des Spannungspuffers und den Kondensator gekoppelt ist; und eine Steuerung. In einer ersten Phase ist die Steuerung eingerichtet, den ersten Schalter zu deaktivieren und den zweiten Schalter zu aktivieren, wodurch der Kondensator über den ersten Schalter vom Eingangsport getrennt wird und der Kondensator durch den zweiten Schalter mit dem Ausgang des Spannungspuffers verbunden wird. In einer zweiten Phase nach der ersten Phase ist die Steuerung eingerichtet, den ersten Schalter zu aktivieren und den zweiten Schalter zu deaktivieren, wodurch der Kondensator über den ersten Schalter mit dem Eingangsport verbunden wird und der Kondensator durch den zweiten Schalter vom Ausgang des Spannungspuffers getrennt wird.
Beispiel 6. Schaltung mit geschaltetem Kondensator aus Beispiel 5, die ferner einen mit dem Kondensator gekoppelten Integrator beinhaltet, wobei der Integrator eingerichtet ist, Ladung des Kondensators zu integrieren.
Beispiel 7. Schaltung mit geschaltetem Kondensator aus Beispielen 5 oder 6, die ferner einen zwischen den Eingangsport der Schaltung mit geschaltetem Kondensator und den ersten Knoten des ersten Schalters gekoppelten Widerstand beinhaltet.
Beispiel 8. Schaltung mit geschaltetem Kondensator aus Beispiel 7, wobei der Spannungspuffer eine Einschwingzeit von weniger als fünf Zeitkonstanten aufweist, wobei jede Zeitkonstante ein Produkt eines Widerstands des Widerstands und einer Kapazität des Kondensators ist.
Beispiel 9. Schaltung mit geschaltetem Kondensator aus einem der Beispiele 5 bis 8, wobei der Kondensator, der Spannungspuffer, der erste Schalter und der zweite Schalter in einer integrierten Schaltung angeordnet sind.
Beispiel 10. Integrierte Schaltung, die Folgendes beinhaltet: ein erstes Kondensatornetzwerk; ein zwischen einen Eingangspin der integrierten Schaltung und einen ersten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppeltes erstes Schalternetzwerk; einen Spannungspuffer mit einem Eingang, der mit dem ersten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppelt ist; ein zwischen einen Ausgang des Spannungspuffers und den ersten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppeltes zweites Schalternetzwerk; und eine Steuerung. In einer ersten Phase ist die Steuerung eingerichtet, das erste Schalternetzwerk zu deaktivieren und das zweite Schalternetzwerk zu aktivieren, wodurch das erste Kondensatornetzwerk über das erste Schalternetzwerk vom Eingangspin getrennt wird und das erste Kondensatornetzwerk durch das zweite Schalternetzwerk mit dem Ausgang des Spannungspuffers verbunden wird. In einer zweiten Phase nach der ersten Phase ist die Steuerung eingerichtet, das erste Schalternetzwerk zu aktivieren und das zweite Schalternetzwerk zu deaktivieren, wodurch das erste Kondensatornetzwerk über das erste Schalternetzwerk mit dem Eingangspin verbunden wird und das erste Kondensatornetzwerk durch das zweite Schalternetzwerk vom Ausgang des Spannungspuffers getrennt wird.
Beispiel 11. Integrierte Schaltung aus Beispiel 10, die ferner Folgendes beinhaltet: eine mit einem zweiten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppelte Integrationsschaltung; und ein zwischen die Integrationsschaltung und den zweiten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppeltes drittes Schalternetzwerk.
Die Steuerung ist ferner eingerichtet, das dritte Schalternetzwerk während der ersten Phase und der zweiten Phase zu deaktivieren, wodurch die Integrationsschaltung vom ersten Kondensatornetzwerk getrennt wird, und das dritte Schalternetzwerk während einer dritten Phase nach der zweiten Phase zu aktivieren, wodurch die Integrationsschaltung mit dem ersten Kondensatornetzwerk verbunden wird.
Beispiel 12. Integrierte Schaltung aus Beispiel 11, wobei die Steuerung ferner eingerichtet ist: in der dritten Phase das zweite Schalternetzwerk zu aktivieren und das erste Schalternetzwerk zu deaktivieren; und in einer vierten Phase nach der dritten Phase das erste Schalternetzwerk zu aktivieren, das zweite Schalternetzwerk zu deaktivieren und das dritte Schalternetzwerk zu aktivieren.
Beispiel 13. Integrierte Schaltung aus Beispiel 12, wobei: das erste Kondensatornetzwerk einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator beinhaltet; der Spannungspuffer einen ersten Puffer mit einem Eingang, der mit einem ersten Anschluss des ersten Anschlusses gekoppelt ist, und einen zweiten Puffer mit einem Eingang, der mit einem zweiten Anschluss des ersten Anschlusses gekoppelt ist, beinhaltet; das zweite Schalternetzwerk eingerichtet ist, während der ersten Phase und der dritten Phase einen Ausgang des ersten Puffers mit einem ersten Anschluss des ersten Kondensators zu verbinden und einen Ausgang des zweiten Puffers mit einem ersten Anschluss des zweiten Kondensators zu verbinden; und das erste Schalternetzwerk eingerichtet ist, während der zweiten Phase und der vierten Phase den ersten Anschluss des ersten Ports mit dem ersten Anschluss des ersten Kondensators zu verbinden und den zweiten Anschluss des zweiten Ports mit dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators zu verbinden.
Beispiel 14. Integrierte Schaltung aus Beispiel 13, wobei: das dritte Schalternetzwerk eingerichtet ist, während der dritten Phase und der vierten Phase einen zweiten Anschluss des ersten Kondensators mit einem ersten Eingangsknoten der Integrationsschaltung zu verbinden, und einen zweiten Anschluss des zweiten Kondensators mit einem zweiten Eingangsknoten der Integrationsschaltung zu verbinden; und das dritte Schalternetzwerk eingerichtet ist, während der ersten Phase und der zweiten Phase den zweiten Anschluss des ersten Kondensators vom ersten Eingangsknoten der Integrationsschaltung zu trennen, den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators vom zweiten Eingangsknoten der Integrationsschaltung zu trennen, und den zweiten Anschluss des ersten Kondensators mit dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators zu verbinden.
Beispiel 15. Integrierte Schaltung aus Beispiel 14, wobei das dritte Schalternetzwerk ferner eingerichtet ist, den zweiten Anschluss des ersten Kondensators und den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators mit einer Gleichtaktreferenzspannung zu verbinden.
Beispiel 16. Integrierte Schaltung aus einem der Beispiele 10 - 15, wobei die Integrationsschaltung Folgendes beinhaltet: einen Verstärker mit einem Eingang, der mit dem ersten Kondensatornetzwerk gekoppelt ist; und einen Kondensator, der zwischen den Eingang des Verstärkers und einen Ausgang des Verstärkers gekoppelt ist.
Beispiel 17. Integrierte Schaltung aus einem der Beispiele 10 bis 16, die ferner Folgendes beinhaltet: einen Quantisierer mit einem Eingang, der mit einem Ausgang der Integrationsschaltung gekoppelt ist; und einen Digital-Analog-Wandler mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Quantisierers gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit der Steuerung gekoppelt ist.
Beispiel 18. Integrierte Schaltung aus einem der Beispiele 10 bis 17, die ferner einen Widerstand mit einem ersten Ende, das mit dem Eingangspin gekoppelt ist, und einem zweiten Ende, das mit dem ersten Schalternetzwerk und dem Eingang des Spannungspuffers gekoppelt ist, beinhaltet.
Beispiel 19. Integrierte Schaltung nach Beispiel 18, wobei der Spannungspuffer eine Einschwingzeit von weniger als dem Fünffachen einer RC-Zeitkonstante des Widerstands und einer Kapazität des ersten Kondensatornetzwerks aufweist.
Vorteile von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beinhalten die Fähigkeit, eine Schaltung mit geschaltetem Kondensator mit einer hohen Quellenimpedanz durch Voraufladen eines Kondensators unter Verwendung eines Spannungspuffers zu betreiben. Bei Ausführungsformen, bei denen der Spannungspuffer dazu ausgelegt ist, den Kondensator nur teilweise zu laden, kann die durch den Spannungspuffer verwendete Leistung in vorteilhafter Weise reduziert werden, während eine hohe Linearität aufrechterhalten wird. Ein weiterer Vorteil beinhaltet die Fähigkeit, einen Filter mit geschaltetem Kondensator mit einer Quelle, die anfällig für Hochspannung-Stromstörungen ist, zu verbinden.
Obwohl diese Erfindung mit Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben wurde, soll diese Beschreibung nicht in einschränkendem Sinn ausgelegt werden. Unter Bezugnahme auf die Beschreibung sind für einen Fachmann verschiedene Modifikationen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen wie auch anderer Ausführungsformen der Erfindung offensichtlich. Es ist daher vorgesehen, dass die beiliegenden Ansprüche alle derartigen Modifikationen oder Ausführungsformen einschließen.

Claims

Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit geschaltetem Kondensator, wobei das Verfahren umfasst: Voraufladen eines Kondensators unter Verwendung eines Spannungspuffers mit einem Eingang, der mit einem Eingangsknoten der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit dem Kondensator gekoppelt ist; Koppeln des Eingangsknotens mit einem Kondensator, wobei auf dem Kondensator eine erste Ladung gesammelt wird; und Integrieren der ersten Ladung.
Verfahren nach Anspruch 1, das ferner umfasst: Quantisieren der integrierten ersten Ladung, um einen quantisierten Wert zu bilden; und Rückkoppeln des quantisierten Wertes an den Kondensator.
Verfahren nach Anspruch 2, das ferner ein Dezimieren des quantisierten Wertes umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1-3, wobei: das Koppeln des Eingangsknotens mit dem Kondensator ein Koppeln des Eingangsknotens mit dem Kondensator über einen Widerstand umfasst; und der Spannungspuffer eine Einschwingzeit von weniger als dem Fünffachen einer RC-Zeitkonstante des Widerstands und des Kondensators aufweist.
Schaltung mit geschaltetem Kondensator, die Folgendes umfasst: einen Kondensator; einen ersten Schalter mit einem ersten Knoten, der mit einem Eingangsport der Schaltung mit geschaltetem Kondensator gekoppelt ist, und einem zweiten Knoten, der mit dem Kondensator gekoppelt ist; einen Spannungspuffer mit einem Eingang, der mit dem ersten Knoten des ersten Schalters gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit dem Kondensator gekoppelt ist; einen zweiten Schalter, der zwischen den Ausgang des Spannungspuffers und den Kondensator gekoppelt ist; und eine Steuerung, die eingerichtet ist, in einer ersten Phase den ersten Schalter zu deaktivieren und den zweiten Schalter zu aktivieren, wodurch der Kondensator über den ersten Schalter vom Eingangsport getrennt wird und der Kondensator durch den zweiten Schalter mit dem Ausgang des Spannungspuffers verbunden wird, und in einer zweiten Phase nach der ersten Phase den ersten Schalter zu aktivieren und den zweiten Schalter zu deaktivieren, wodurch der Kondensator über den ersten Schalter mit dem Eingangsport verbunden wird und der Kondensator durch den zweiten Schalter vom Ausgang des Spannungspuffers getrennt wird.
Schaltung mit geschaltetem Kondensator nach Anspruch 5, die ferner einen mit dem Kondensator gekoppelten Integrator umfasst, wobei der Integrator eingerichtet ist, Ladung des Kondensators zu integrieren.
Schaltung mit geschaltetem Kondensator nach Anspruch 5 oder 6, die ferner einen zwischen den Eingangsport der Schaltung mit geschaltetem Kondensator und den ersten Knoten des ersten Schalters gekoppelten Widerstand umfasst.
Schaltung mit geschaltetem Kondensator nach Anspruch 7, wobei der Spannungspuffer eine Einschwingzeit von weniger als fünf Zeitkonstanten aufweist, wobei jede Zeitkonstante ein Produkt eines Widerstands des Widerstands und einer Kapazität des Kondensators ist.
Schaltung mit geschaltetem Kondensator nach einem der Ansprüche 5-8, wobei der Kondensator, der Spannungspuffer, der erste Schalter und der zweite Schalter in einer integrierten Schaltung angeordnet sind.
Integrierte Schaltung, die Folgendes umfasst: ein erstes Kondensatornetzwerk; ein erstes Schalternetzwerk, das zwischen einen Eingangspin der integrierten Schaltung und einen ersten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppelt ist; einen Spannungspuffer mit einem Eingang, der mit dem ersten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppelt ist; ein zweites Schalternetzwerk, das zwischen einen Ausgang des Spannungspuffers und den ersten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppelt ist; und eine Steuerung, die eingerichtet ist, in einer ersten Phase das erste Schalternetzwerk zu deaktivieren und das zweite Schalternetzwerk zu aktivieren, wodurch das erste Kondensatornetzwerk über das erste Schalternetzwerk vom Eingangspin getrennt wird und das erste Kondensatornetzwerk durch das zweite Schalternetzwerk mit dem Ausgang des Spannungspuffers verbunden wird, und in einer zweiten Phase nach der ersten Phase das erste Schalternetzwerk zu aktivieren und das zweite Schalternetzwerk zu deaktivieren, wodurch das erste Kondensatornetzwerk über das erste Schalternetzwerk mit dem Eingangspin verbunden wird und das erste Kondensatornetzwerk durch das zweite Schalternetzwerk vom Ausgang des Spannungspuffers getrennt wird.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 10, die ferner Folgendes umfasst: eine Integrationsschaltung, die mit einem zweiten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppelt ist; und ein drittes Schalternetzwerk, das zwischen die Integrationsschaltung und den zweiten Anschluss des ersten Kondensatornetzwerks gekoppelt ist, wobei die Steuerung ferner eingerichtet ist, das dritte Schalternetzwerk während der ersten Phase und der zweiten Phase zu deaktivieren, wodurch die Integrationsschaltung vom ersten Kondensatornetzwerk getrennt wird, und das dritte Schalternetzwerk während einer dritten Phase nach der zweiten Phase zu aktivieren, wodurch die Integrationsschaltung mit dem ersten Kondensatornetzwerk verbunden wird.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 11, wobei die Steuerung ferner eingerichtet ist: in der dritten Phase das zweite Schalternetzwerk zu aktivieren und das erste Schalternetzwerk zu deaktivieren; und in einer vierten Phase nach der dritten Phase das erste Schalternetzwerk zu aktivieren, das zweite Schalternetzwerk zu deaktivieren und das dritte Schalternetzwerk zu aktivieren.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 12, wobei: das erste Kondensatornetzwerk einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator umfasst; der Spannungspuffer einen ersten Puffer mit einem Eingang, der mit einem ersten Anschluss des ersten Ports gekoppelt ist, und einen zweiten Puffer mit einem Eingang, der mit einem zweiten Anschluss des ersten Ports gekoppelt ist, umfasst; das zweite Schalternetzwerk eingerichtet ist, während der ersten Phase und der dritten Phase einen Ausgang des ersten Puffers mit einem ersten Anschluss des ersten Kondensators zu verbinden und einen Ausgang des zweiten Puffers mit einem ersten Anschluss des zweiten Kondensators zu verbinden; und das erste Schalternetzwerk eingerichtet ist, während der zweiten Phase und der vierten Phase den ersten Anschluss des ersten Ports mit dem ersten Anschluss des ersten Kondensators zu verbinden und den zweiten Anschluss des zweiten Ports mit dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators zu verbinden.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 13, wobei: das dritte Schalternetzwerk eingerichtet ist, während der dritten Phase und der vierten Phase einen zweiten Anschluss des ersten Kondensators mit einem ersten Eingangsknoten der Integrationsschaltung zu verbinden, und einen zweiten Anschluss des zweiten Kondensators mit einem zweiten Eingangsknoten der Integrationsschaltung zu verbinden; und das dritte Schalternetzwerk eingerichtet ist, während der ersten Phase und der zweiten Phase den zweiten Anschluss des ersten Kondensators vom ersten Eingangsknoten der Integrationsschaltung zu trennen, den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators vom zweiten Eingangsknoten der Integrationsschaltung zu trennen und den zweiten Anschluss des ersten Kondensators mit dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators zu verbinden.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 14, wobei das dritte Schalternetzwerk ferner eingerichtet ist, den zweiten Anschluss des ersten Kondensators und den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators mit einer Gleichtaktreferenzspannung zu verbinden.
Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 11-15, wobei die Integrationsschaltung Folgendes umfasst: einen Verstärker mit einem Eingang, der mit dem ersten Kondensatornetzwerk gekoppelt ist; und einen Kondensator, der zwischen den Eingang des Verstärkers und einen Ausgang des Verstärkers gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 11-16, die ferner Folgendes umfasst: einen Quantisierer mit einem Eingang, der mit einem Ausgang der Integrationsschaltung gekoppelt ist; und einen Digital-Analog-Wandler mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Quantisierers gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit der Steuerung gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung nach einem der Ansprüche 10-17, die ferner Folgendes umfasst: einen Widerstand mit einem ersten Ende, das mit dem Eingangspin gekoppelt ist, und einem zweiten Ende, das mit dem ersten Schalternetzwerk und dem Eingang des Spannungspuffers gekoppelt ist.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 18, wobei der Spannungspuffer eine Einschwingzeit von weniger als dem Fünffachen einer RC-Zeitkonstante des Widerstands und einer Kapazität des ersten Kondensatornetzwerks aufweist.