DE102017104012B4

DE102017104012B4 - Verfahren und vorrichtung für einen delta-sigma-adc mit parallel gekoppelten integratoren

Info

Publication number: DE102017104012B4
Application number: DE102017104012.9A
Authority: DE
Inventors: Akinobu ONISHI
Original assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2016-06-14
Filing date: 2017-02-27
Publication date: 2019-08-22
Anticipated expiration: 2037-02-28
Also published as: CN107508600B; CN107508600A; US9647679B1; US9641192B1; DE102017104012A1

Abstract

Delta-Sigma-Modulator mit einem Ausgabeanschluss, umfassend:mindestens zwei Integratoren einer ersten Stufe, die parallel verbunden sind;einen Integrator einer zweiten Stufe, der mit den Integratoren der ersten Stufe in Reihe verbunden ist;einen Quantisierer, der mit dem Integrator der zweiten Stufe in Reihe verbunden ist; undmindestens zwei Digital-Analog-Wandler, wobei ein erster Digital-Analog-Wandler zwischen der Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators und einer Eingabe eines ersten Integrators einer ersten Stufe gekoppelt ist und ein zweiter Digital-Analog-Wandler zwischen der Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators und einer Eingabe eines zweiten Integrators einer ersten Stufe gekoppelt ist.

Description

HINTERGRUND DER TECHNOLOGIE
Analog-Digital-Wandler (Analog to Digital Converters = ADC) werden in verschiedenen elektronischen Vorrichtungen und Systemen benutzt, um ein Analogsignal in ein Digitalsignal umzuwandeln. Eine ADC-Architektur, die üblicherweise verwendet wird, ist der Delta-Sigma-ADC. Zu den Unterscheidungsaspekten der Delta-Sigma-ADC gehört die Anwendung von Überabtastung in Verbindung mit einer Dezimierungsfilterung und Quantisierungsrauschformung. Zu den vorteilhaften Eigenschaften des Delta-Sigma-ADC gehören eine hohe Auflösung und hohe Stabilität. Aufgrund dieser Eigenschaften werden die Delta-Sigma-ADC oftmals zur Verwendung in Audiosystemen wie Hörvorrichtungen, Mikrofonen und dergleichen gewählt. Herkömmliche Delta-Sigma-ADCs, wie sie in der US 2011/0254718 A1 und der US 7,250,886 B1 beschrieben sind, können einen Delta-Sigma-Modulator, einen Integrator, einen DAC und einen Quantisierer umfassen.
Die US 2011/0254718 A1 offenbart Schaltungen und Verfahren zum Erzielen eines rauscharmen und offsetarmen kontinuierlichen Sigma-Delta-Modulators, der z.B. für das Batteriemanagement verwendet wird.
Die US 7,250,886 B1 lehrt einen Integrator, der eine Störung in der aktuellen Wellenform eines aktuellen DA-Wandlers reduzieren kann, um beispielsweise das SNR eines Sigma-Delta-Modulators zu verbessern.
Aufgrund der niedrigen Betriebsspannung vieler Vorrichtungen, welche die Delta-Sigma-ADC einsetzen, können jedoch die Leistung des Signal-Rausch-Verhältnisses (Signal-to-Noise-Ratio = SNR) und der dynamische Bereich erheblich verringert werden. Der dynamische Bereich eines Systems kann als der Bereich von Amplituden zwischen einer Rauschkomponente des Systems und dem Beginn des „Clippings“ (der Pegel, bei dem die Energieversorgung nicht mehr angemessen ist, um größere Wellenformen bereitzustellen) beschrieben werden, wohingegen das SNR als das Verhältnis einer Signalkomponente (bei einem beliebigen Pegel) zu einer Rauschkomponente beschrieben werden kann.
Viele Audioanwendungen erfordern eine verbesserte SNR-Leistung und einen verbesserten dynamischen Bereich, während bestimmte Designspezifikationen wie die Betriebsspannung und das Überabtastverhältnis beibehalten werden. Andere Überlegungen betreffen die Herstellungskosten der ADC, da eine Erhöhung der Chipfläche die Gesamtkosten des ADC erhöht.
Zur Verbesserung des SNR des Delta-Sigma-ADC muss das Rauschen innerhalb des Systems verringert und/oder das Signal erhöht werden. Rauschen, das üblicherweise mit den Delta-Sigma-ADC in Zusammenhang gebracht wird, welche die Integratoren vom geschalteten Kondensatortyp einsetzen, ist das Rauschen kT/C, wobei k, T und C für die Boltzmann-Konstante, die absolute Temperatur bzw. den Kapazitätswert stehen. Dieses Rauschen beschreibt die gesamte thermische Rauschleistung, die einem Signal hinzugefügt wird, wenn ein Abtastwert an einem Kondensator genommen wird. Eine Art und Weise der Reduzierung dieses Rauschens ist die Erhöhung der Kapazität. Da die Kapazität eines Kondensators mit der Gleichung C = εA/d approximiert werden kann (wobei C die Kapazität in Farad ist, ε die Permittivität des Dielektrikums ist, A die Fläche der Plattenüberlappung in Quadratmetern ist und d der Abstand zwischen den Platten in Metern ist), kann die Kapazität durch Erhöhen der Fläche A erhöht werden. Eine Erhöhung der Kapazität unter Anwendung dieses Verfahrens führt jedoch zu einer größeren Zeitkonstante, was einen langsameren Schaltbetrieb verursacht.
Operationsverstärker („OP-Verstärker“), die üblicherweise bei Delta-Sigma-ADC eingesetzt werden, sind ebenfalls für die Erzeugung von Rauschen wie Funkelrauschen (auch als „1/f-Rauschen“ bezeichnet) und thermisches Rauschen verantwortlich. Eine Reduzierung des Rauschens, das von dem OP-Verstärker erzeugt wird, kann das SNR des Delta-Sigma-ADC weiter verbessern. Die Erfüllung der erforderlichen Spezifikationen des Systems wie eines spezifizierten Überabtastverhältnisses und einer spezifizierten Betriebsspannung bei gleichzeitiger Erzielung einer hohen Leistung in dem OP-Verstärker ist jedoch schwierig, und zwar mindestens zum Teil deshalb, weil alle Frequenzbänder für das Abtastsystem (wie in einer geschalteten Kondensatorkonfiguration) notwendig sein können. Ferner führt eine Reduzierung des OP-Verstärkerrauschens durch herkömmliche Verfahren zu Transistoren, die sehr große Flächen auf der IC belegen, was den Strom- und Leistungsverbrauch erheblich erhöht.
Es ist die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe, einen Delta-Sigma-ADC/Delta-Sigma-Modulator anzugeben, welcher ein hohes Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) und einen hohen Dynamikumfang aufweist, welcher weiterhin ein vorgegebenes Überabtastungsverhältnis und eine vorgegebene Betriebsspannung einhält und gleichzeitig den Verbrauch der Chipfläche begrenzt.
Diese Aufgabe wird durch einen Delta-Sigma-Modulator gemäß Anspruch 1 gelöst. Weitere Gegenstände der Erfindung sind das Verfahren gemäß Anspruch 7 und das System gemäß Anspruch 10.
Figurenliste
Ein besseres Verständnis der vorliegenden Technologie kann aus der detaillierten Beschreibung erreicht werden, wenn diese im Zusammenhang mit den folgenden Figuren betrachtet wird. In den folgenden Figuren beziehen sich gleiche Bezugsziffern auf gleiche Elemente und Schritte in diesen Figuren.

1 zeigt repräsentativ ein System gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Technologie;
2 zeigt repräsentativ ein Blockdiagramm eines Delta-Sigma-ADC gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Technologie.
3 zeigt repräsentativ ein Blockdiagramm eines Delta-Sigma-Modulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Technologie;
4 zeigt repräsentativ ein Blockdiagramm eines Delta-Sigma-Modulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Technologie;
5 zeigt repräsentativ ein Blockdiagramm eines Delta-Sigma-Modulators gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Technologie;
6 zeigt repräsentativ ein Blockdiagramm eines Delta-Sigma-Modulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Technologie;
7 zeigt repräsentativ ein Blockdiagramm eines Delta-Sigma-Modulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Technologie;
8A-C zeigen repräsentativ einen Teil eines Schaltsystems eines Delta-Sigma-Modulators gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Technologie;
9 zeigt repräsentativ eine Integratorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Technologie; und
10 zeigt repräsentativ eine Integratorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Technologie.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEISPIEL-AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die vorliegende Technologie kann in Form von funktionellen Blockkomponenten und verschiedenen Verarbeitungsstufen beschrieben werden. Solche funktionellen Blöcke können von beliebig vielen Komponenten durchgeführt werden, die so konfiguriert sind, dass sie die spezifizierten Funktionen durchführen und die verschiedenen Ergebnisse erzielen. Zum Beispiel kann die vorliegende Technologie verschiedene Halbleitervorrichtungen wie Transistoren, Kondensatoren und dergleichen einsetzen, die verschiedene Funktionen ausführen können. Zusätzlich kann die vorliegende Technologie im Zusammenhang mit einer beliebigen Anzahl von elektronischen Systemen eingesetzt werden, wobei die beschriebene Vorrichtung lediglich eine Beispielanwendung für die Technologie ist. Ferner kann die vorliegende Technologie eine beliebige Anzahl herkömmlicher Technologien für die Signalabtastung, Signalfilterung, Signalquantisierung und dergleichen anwenden.
Verfahren und Vorrichtungen für einen Delta-Sigma-ADC gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Technologie können in Verbindung mit einem beliebigen geeigneten elektronischen System wie einem Audiosystem, einem Mikrofonsystem, einem Videotelefon, einem Akustiksystem, Hörvorrichtungen und dergleichen betrieben werden. Unter Bezugnahme auf 1 kann eine elektronische Vorrichtung gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Technologie ein Audiosystem, in diesem Fall einen im Mikrofon integrierten Chip 105 mit einem digitalen mikroelektromechanischen System (MEMS) umfassen. Das System kann eine MEMS-Vorrichtung 110, einen Vorverstärker 115, einen ersten Filter 120 und einen Delta-Sigma-ADC 125 umfassen.
In verschiedenen Ausführungsformen kann die MEMS-Vorrichtung 110 Schall mit der Verwendung einer druckempfindlichen Membran in ein elektrisches Signal umwandeln. Die MEMS-Vorrichtung 110 kann mittels herkömmlicher MEMS-Verarbeitungstechniken hergestellt werden. Eine Ausgabe 130 der MEMS-Vorrichtung 110 kann mit einem Eingabeanschluss 140 des Delta-Sigma-ADC 125 über den Vorverstärker 115 und den ersten Filter 120 gekoppelt werden. In verschiedenen Ausführungsformen kann der erste Filter 120 einen Tiefpassfilter umfassen, um Signale über einer vorbestimmten Frequenz herauszufiltern und ein „Aliasing“ zu verhindern. Der Vorverstärker 115 und der erste Filter 120 können mit beliebigen herkömmlichen Halbleitermaterialien und Techniken hergestellt sein.
In verschiedenen Ausführungsformen kann die IC 105 mit einem Taktgenerator oder einer anderen Zeitsteuerschaltung (nicht dargestellt) zur Erzeugung eines Zeitsteuersignals CLK gekoppelt sein oder einen solchen aufweisen. Das Zeitsteuersignal CLK kann an einer Eingabe der IC 105 übertragen werden. Der Taktgenerator kann eine symmetrische Rechteckwelle oder andere geeignete Wellenformen erzeugen. In einer Ausführungsform kann der Taktgenerator zweiphasige, sich nicht überlappende Zeitsteuersignale erzeugen. In einer alternativen Ausführungsform kann der Taktgenerator vierphasige, sich nicht überlappende Zeitsteuersignale erzeugen, die eine erhöhte Leistung bereitstellen können. In verschiedenen Ausführungsformen kann der Taktgenerator durch einen Schwingkreis und einen Verstärker gebildet sein. Der Taktgenerator kann auf dem gleichen Chip wie die IC 105 oder auf einem Begleitchip gebildet sein.
Unter Bezugnahme auf 2 kann der Delta-Sigma-ADC 125 einen Delta-Sigma-Modulator 200 und eine Digitalschaltung 205 zum Umwandeln eines Analogsignals in ein Digitalsignal umfassen. Die Digitalschaltung 205 kann einen Dezimierungsfilter 210 und einen zweiten Filter 215 umfassen. In verschiedenen Ausführungsformen kann der zweite Filter 215 einen Hochpassfilter umfassen, um Signale unter einer vorbestimmten Frequenz herauszufiltern. Die Digitalschaltung 205 kann auf dem gleichen Chip wie die IC 105 oder auf einem Begleitchip gebildet sein.
Unter Bezugnahme auf 3 kann der Delta-Sigma.-Modulator 200 in verschiedenen Ausführungsformen mehrere Integratoren 300 einer ersten Stufe umfassen. Die mehreren Integratoren 300 der ersten Stufe können parallel mit einem Eingabesignal verbunden sein. In verschiedenen Ausführungsformen integrieren die Integratoren 300 das Eingabesignal gleichzeitig und erzeugen ein Ausgabesignal. Die Ausgabesignale jedes Integrators 300 der ersten Stufe können dann als die Eingabe in einen Integrator 305 einer zweiten Stufe verwendet werden. Der Integrator 305 der zweiten Stufe kann mit den Integratoren 300 der ersten Stufe in Reihe verbunden sein. In verschiedenen Ausführungsformen umfasst der Delta-Sigma-Modulator 200 eine Zusatzfunktion 330 wie eine Summierschaltung, wo die Ausgaben der Integratoren 305 der ersten Stufe summiert werden.
In verschiedenen Ausführungsformen können ein Integrator einer dritten Stufe 310 und einer vierten Stufe 315 mit dem Integrator der zweiten Stufe 305 in Reihe verbunden sein. Eine Ausgabe, die von dem Integrator 305 der zweiten Stufe generiert wird, kann als eine Eingabe für den Integrator 310 der dritten Stufe verwendet werden, und eine Ausgabe, die von dem Integrator 310 der dritten Stufe generiert wird, kann als eine Eingabe in den Integrator 315 der vierten Stufe integriert werden.
In verschiedenen Ausführungsformen können die Analogeingabe und die Ausgabe jedes Integrators mit einer Kombinationseinheit 340 wie einer Summierschaltung verbunden sein. Die Kombinationseinheit kann eine Ausgabe erzeugen, welche die Summe der Ausgaben und die Analogeingabe repräsentiert. Die Ausgabe der Kombinationseinheit 340 kann mit einer Eingabe eines Quantisierers 320 verbunden sein.
In verschiedenen Ausführungsformen kann der Delta-Sigma-Modulator 200 eine lokale Rückkopplung von der Ausgabe des Integrators 315 der vierten Stufe zu der Eingabe des Integrators 310 der dritten Stufe umfassen, um das Quantisierungsrauschen zu optimieren. In verschiedenen Ausführungsformen kann ein Koeffizient, der als Kondensatoren implementiert ist, in jeden Integrator und/oder die Kombinationseinheit 340 eingefügt werden, um den Delta-Sigma-Modulator 200 zu stabilisieren. Die Koeffizienten können für eine bestimmte Konstruktion oder zur Erzielung einer bestimmten Leistungsspezifikation ausgewählt sein.
In verschiedenen Ausführungsformen kann der Delta-Sigma-Modulator 200 ferner einen Quantisierer 320 umfassen. Der Quantisierer 320 kann mit dem letzten Integrator in der Reihenkette über die Kombinationseinheit 340 in Reihe verbunden sein. Ein Ausgabeanschluss 335 des Quantisierers 320 kann mit einer Eingabe der Digitalschaltung 205 verbunden sein. In verschiedenen Ausführungsformen kann der Quantisierer einen Einbitwert ausgeben, während andere Ausführungsformen einen Mehrbitwert ausgeben können.
Der Ausgabeanschluss 335 des Quantisierers 320 kann auch mit den Integratoren 300 der ersten Stufe über einen oder mehrere Rückkopplungs-Digital-Analog-Wandler (DAC) 325 gekoppelt sein. In einem Ausführungsbeispiel ist jeder Integrator 300 der ersten Stufe mit einem speziell dafür vorgesehenen Rückkopplungs-DAC 325 verbunden. Zum Beispiel ist ein erster Integrator 300(1) der ersten Stufe mit einem ersten Rückkopplungs-DAC 325(1) gekoppelt, der zweite Integrator 300(2) der ersten Stufe ist mit einem zweiten Rückkopplungs-DAC 325(2) gekoppelt und der nte Integrator 300(n) der ersten Stufe ist mit einem nten Rückkopplungs-DAC 325(n) gekoppelt. Der Rückkopplungs-DAC kann einen Einbit-DAC oder einen Mehrbit-DAC umfassen. Falls der Quantisierer 320 zum Beispiel einen Mehrbitwert ausgibt, dann kann der Rückkopplungs-DAC mit dem Bitwert des Quantisierers 320 in Übereinstimmung gebracht werden.
In verschiedenen Ausführungsformen können die Delta-Sigma-Modulatoren in verschiedenen Konfigurationen gemäß einer bestimmten Anwendung angeordnet sein. Zum Beispiel kann der Delta-Sigma-Modulator 200 eine Vorsteuerungskonfiguration, eine Rückkopplungskonfiguration oder eine Kaskadenkonfiguration umfassen. Außerdem kann der Delta-Sigma-Modulator 200 als ein zeitkontinuierlicher oder ein zeitdiskreter Modulator implementiert sein. Zum Beispiel können zeitkontinuierliche Modulatoren mit RC-Integratoren 1000 (10) implementiert sein und in der S-Domäne (d. h. 1/s) ausgedrückt sein, und zeitdiskrete Modulatoren können mit Integratoren mit geschaltetem Kondensator implementiert sein und in der Z-Domäne ausgedrückt sein. Die Topologie kann gemäß Designwahlen für eine bestimmte Anwendung ausgewählt sein. Zum Beispiel können zeitkontinuierliche Systeme bei einer bestimmten Leistung weniger Rauschen erzeugen als zeitdiskrete Systeme. Zeitkontinuierliche Systeme können jedoch den Nachteil eines begrenzten Abtastratenbereichs haben und können anfällig für Signale außerhalb des Bandes sein. Außerdem kann eine Vorsteuerungskonfiguration Zeitbeschränkungen für Hochgeschwindigkeits-Mehrbit-Modulatoren auferlegen. Ferner kann die Ordnung des Delta-Sigma-Modulators gemäß gewünschten Rauschformungseigenschaften ausgewählt sein.
Unter Bezugnahme auf 4 umfasst der Delta-Sigma-Modulator 200 in einem Ausführungsbeispiel eines Delta-Sigma-Modulators 200 der vierten Ordnung, der in einer Vorsteuerungskonfiguration angeordnet ist, zwei Integratoren der ersten Stufe, die parallel mit dem Eingabesignal verbunden sind. Der Delta-Sigma-Modulator 200 umfasst ferner die Integratoren der zweiten Stufe 305, der dritten Stufe 310 und der vierten Stufe 315, die in Reihe verbunden sind, und den Quantisierer 320, der mit dem Integrator der vierten Stufe 315 durch die Kombinationseinheit 340 in Reihe verbunden ist. Der Delta-Sigma-Modulator 200 kann eine lokale Rückkopplung von der Ausgabe des Integrators 315 der vierten Stufe zu der Eingabe des Integrators 310 der dritten Stufe umfassen, um das Quantisierungsrauschen zu optimieren. Der Ausgabeanschluss 335 des Quantisierers 320 kann mit jedem der Integratoren 300(1), 300(2) der ersten Stufe über die Rückkopplungs-DAC 325(1) bzw. 325(2) gekoppelt sein. Die Koeffizienten jedes Integrators und der Kombinationseinheit 340 können gemäß herkömmlichen oder anderen geeigneten Kriterien ausgewählt sein.
Unter Bezugnahme auf 5 umfasst der Delta-Sigma-Modulator 200 in einer Ausführungsform eines Delta-Sigma-Modulators 200 der vierten Ordnung, der in einer Rückkopplungskonfiguration angeordnet ist, zwei Integratoren 300 der ersten Stufe, die parallel mit dem Eingabesignal verbunden sind. Der Delta-Sigma-Modulator 200 umfasst ferner die Integratoren der zweiten Stufe 305, der dritten Stufe 310 und der vierten Stufe 315, die in Reihe verbunden sind, und den Quantisierer 320, der mit dem Integrator der vierten Stufe 315 in Reihe verbunden ist.
Der Delta-Sigma-Modulator 200 kann eine lokale Rückkopplung von der Ausgabe des Integrators 315 der vierten Stufe zu der Eingabe des Integrators 310 der dritten Stufe umfassen, um das Quantisierungsrauschen zu optimieren. Der Ausgabeanschluss 335 des Quantisierers 320 kann mit jedem der Integratoren 300(1), 300(2) der ersten Stufe über die Rückkopplungs-DAC 325(1) bzw. 325(2) gekoppelt sein. In der gegenwärtigen Ausführungsform kann der Delta-Sigma-Modulator 200 ferner zusätzliche Rückkopplungs-DAC 345, 335, 355 umfassen, die jeweils mit den Integratoren der zweiten Stufe, der dritten Stufe bzw. der vierten Stufe gekoppelt sind. Der Kürze halber sind die Koeffizienten jedes Integrators hier nicht im Detail beschrieben.
Unter Bezugnahme auf 6 umfasst der Delta-Sigma-Modulator 200 in einem Ausführungsbeispiel eines zeitdiskreten Delta-Sigma-Modulators 200 der vierten Ordnung, der in einer Vorsteuerungskonfiguration angeordnet ist, zwei Integratoren 300 der ersten Stufe, die parallel mit dem Eingabesignal verbunden sind. Der Delta-Sigma-Modulator 200 umfasst ferner die Integratoren der zweiten Stufe 305, der dritten Stufe 310 und der vierten Stufe 315, die in Reihe verbunden sind, und den Quantisierer 320, der mit dem Integrator der vierten Stufe 315 durch die Kombinationseinheit 340 in Reihe verbunden ist. In der vorliegenden Ausführungsform sind die Integratoren 300, 305, 310, 315 in der Z-Domäne ausgedrückt, wobei die Ausgabe des Integrators als z^-1 / (1-z^-1 ) ausgedrückt werden kann.
Unter Bezugnahme auf 7 umfasst der Delta-Sigma-Modulator 200 in einem Ausführungsbeispiel eines Delta-Sigma-Modulators 200 der dritten Ordnung, der in der Kaskadenkonfiguration angeordnet ist, zwei Integratoren 300 der ersten Stufe, die parallel mit dem Eingabesignal verbunden sind. Der Delta-Sigma-Modulator 200 umfasst ferner die Integratoren 305, 310 der zweiten Stufe und der dritten Stufe, die in Reihe verbunden sind.
Der Delta-Sigma-Modulator 200 mit der Kaskadenkonfiguration kann mehrere Quantisierer 320(1), 320(2) umfassen. Jeder Quantisierer 320(1), 320(2) kann ein Signal von einem der Integratoren 305 der zweiten Stufe oder 310 der dritten Stufe empfangen. Der Ausgabeanschluss 335(1) des Quantisierers 320(1) kann mit den Integratoren 300(1), 300(2) der ersten Stufe über die Rückkopplungs-DAC 325(1) bzw. 325(2) gekoppelt sein. Darüber hinaus kann der Ausgabeanschluss 335(1) des Quantisierers 320(1) mit dem Integrator 305 der zweiten Stufe über den Rückkopplungs-DAC 325(3) gekoppelt sein. Der Ausgabeanschluss 335(2) des Quantisierers 320(2) kann mit dem Integrator 310 der dritten Stufe über den Rückkopplungs-DAC 325(4) gekoppelt sein. Die Ausgaben 335(1), 335(2) der Quantisierer 320(1), 320(2) können dann vor der Übertragung an die Digitalschaltung 205 an einen Digitalsignalprozessor 700 zur Weiterverarbeitung übertragen werden. Der Kürze halber sind die Koeffizienten jedes Integrators und des Digitalsignalprozessors 700 hier nicht im Detail beschrieben.
Unter Bezugnahme auf 8A-8B kann in einem Ausführungsbeispiel jeder der Integratoren 300(1), 300(2) der ersten Stufe Integratoren vom voll differentiell geschalteten Kondensatortyp mit zwei Ausgabeanschlüssen umfassen, die Differenzspannungen zuführen, die zu einer Gleichtaktspannung symmetrisch sind. Die Integratoren 300(1), 300(2) der ersten Stufe können mit positiven und negativen Eingabespannungen Vin_P , Vin_N verbunden sein, um einen Integrator mit positiver Phase oder einen Integrator mit negativer Phase zu bilden. In der vorliegenden Ausführungsform sind beide Integratoren 300(1), 300(2) als Integratoren mit positiver Phase konfiguriert.
Unter Bezugnahme auf 8C kann in einer alternativen Ausführungsform der erste Integrator 300(1) der ersten Stufe als ein Integrator mit positiver Phase konfiguriert sein, wohingegen der zweite Integrator 300(2) der ersten Stufe als ein Integrator mit negativer Phase konfiguriert sein kann. In der vorliegenden Ausführungsform ist der positive Anschluss des OP-Verstärkers des zweiten Integrators 300(2) der ersten Stufe mit der positiven Eingabe Vin_P verbunden, während der negative Anschluss des OP-Verstärkers mit der negativen Eingabe Vin_N verbunden ist. Der Integrator der positiven Phase und der Integrator der negativen Phase können in Übereinstimmung mit einer Eigenschaft des Vorverstärkers 115 (1) oder der erforderlichen Spezifikation des Systems 105 (1) geeignet gewählt werden.
In verschiedenen Ausführungsformen kann der Integrator 305 der zweiten Stufe auch einen Integrator vom voll differentiell geschalteten Kondensatortyp umfassen. In verschiedenen Ausführungsformen kann der Integrator 305 der zweiten Stufe die Zusatzfunktion 330 weiter implementieren.
Unter Bezugnahme auf 9 kann der Integrator 300 in verschiedenen Ausführungsformen einen Operationsverstärker (OP-Verstärker) 900, mehrere Schaltvorrichtungen S1:S8, einen ersten und einen zweiten Abtastkondensator C1(a), C1(b) und den ersten und den zweiten Integrationskondensator C2(a), C2(b) umfassen. Der Integrator 300 kann mittels einer beliebigen geeigneten Technologie und/oder Herstellungsverfahren wie einer CMOS-Technologie gebildet werden.
In verschiedenen Ausführungsformen können die Abtastkondensatoren C1(a), C1(b) den gleichen Kapazitätswert haben. In ähnlicher Weise können die Integrationskondensatoren C2(a), C2(b) den gleichen Kapazitätswert haben. Das Kapazitätsverhältnis des ersten Abtastkondensators C1(a) und des ersten Integrationskondensators C2(a) (d. h. C1 (a)/C2(a)) kann als ein Integrationskoeffizient dargestellt werden. Zum Beispiel kann der Integrationskoeffizient auf einen Wert von weniger als 1 eingestellt werden, um den Modulator 200 zu stabilisieren. In ähnlicher Weise kann das Kapazitätsverhältnis des zweiten Abtastkondensators C1(b) und des zweiten Integrationskondensators C2(b) (d. h. C1(a)/C2(a)) als ein Integrationskoeffizient dargestellt werden. Diese Integrationskoeffizienten können mit dem gleichen Wert konzipiert sein.
In verschiedenen Ausführungsformen können die Schaltvorrichtungen S1:S8 Transistoren umfassen und können ein Steuersignal empfangen, das von dem Taktgenerator bereitgestellt wird.
Erste Platten 910(1), 910(2) jedes der Abtastkondensatoren C1(a), C1(b) kann selektiv mit den Eingabeanschlüssen Vin_(P) , Vin_(N) über die Schaltvorrichtungen S1, S2 gekoppelt sein und zweite Platten 920(1), 920(2) jedes der Abtastkondensatoren C1(a), C1 (b) können selektiv mit dem OP-Verstärker 900 über die Schaltvorrichtungen S7, S8 gekoppelt sein.
Jeder Integrationskondensator C2(a), C2(b) kann zwischen einem Ausgabeanschluss Vout_(P) , Vout_(N) des OP-Verstärkers 900 und einem Eingabeanschluss 905(1), 905(2) gekoppelt sein. Zum Beispiel kann der erste Integrationskondensator C2(a) zwischen dem positiven Ausgabeanschluss Vout_(P) und dem negativen Eingabeanschluss 905(1) gekoppelt sind, während der zweite Integrationskondensator C2(b) zwischen dem negativen Ausgabeanschluss Vout_(N) und dem positiven Eingabeanschluss 905(2) gekoppelt sein kann.
Eine Referenzspannung Vref kann auch selektiv mit den OP-Verstärker-Eingabeanschlüssen 905(1), 905(2) über Schaltvorrichtungen S4, S3 gekoppelt sein.
In verschiedenen Ausführungsformen kann der Rückkopplungs-DAC 325 ein Signal DA_CTL von dem Quantisierer 320 (3) empfangen. Der Rückkopplungs-DAC 325 kann als ein positiver DAC dargestellt werden, der ein Signal DA_CTLP empfängt, und als ein negativer DAC, der ein Signal DA_CTLN empfängt. Der Rückkopplungs-DAC 325 kann Schaltvorrichtungen und einen Kondensator C_DAC umfassen. Mindestens eine Schaltvorrichtung ist mit einer Spannung V_DAC gekoppelt. Eine positive Spannung V_DAC+ ist dem Signal DA_CTLP zugeordnet und eine negative Spannung V_DAC- ist dem Signal DA_CTLN zugeordnet. Die Spannung V_DAC wird basierend auf der Ausgabe des Quantisierers 320 gewählt. Zum Beispiel wird die positive Spannung V_DAC+ durch Steuern der Schaltvorrichtungen gewählt, falls der Rückkopplungs-DAC 325 das positive Signal DA CTLP empfängt; im Gegensatz dazu wird die negative Spannung V_DAC- durch Steuern der Schaltvorrichtungen gewählt, falls der Rückkopplungs-DAC 325 das negative Signal DA_CTLN empfängt.
Unter erneuter Bezugnahme auf 8B-8C kann der OP-Verstärker 900(1) des ersten Integrators 300(1) der ersten Stufe im Wesentlichen die gleiche Größe und Topologie wie der OP-Verstärker 900(2) des zweiten Integrators 300(2) der ersten Stufe aufweisen. In verschiedenen Ausführungsformen können die Abtastkondensatoren C1(1)(a), C1(1)(b) des Integrators 300(1) der ersten Stufe im Wesentlichen gleiche Kapazitätswerte wie die Abtastkondensatoren C1(2)(a), C1 (2)(b) des zweiten Integrators 300(2) der ersten Stufe aufweisen. In verschiedenen Ausführungsformen können die Anzahl und die Größe der Schaltvorrichtungen des ersten Integrators 300(1) der ersten Stufe im Wesentlichen der Anzahl und Größe von Schaltvorrichtungen des zweiten Integrators 300(2) der ersten Stufe entsprechen.
In ähnlicher Weise können die Kondensatoren der Rückkopplungs-DAC 325(1), 325(2) im Wesentlichen die gleiche Anzahl und den gleichen Kapazitätswert aufweisen. Die Schaltvorrichtungen der Rückkopplungs-DAC 325(1), 325(2) können im Wesentlichen die gleiche Anzahl und Größe aufweisen.
Die parallele Verbindung der Integratoren, die zu einer äquivalenten Kapazität C_eq , führt, kann die Gesamtkapazität erhöhen, die den Integratoren 300 der ersten Stufe zugeordnet ist. Für N Integratoren 300 der ersten Stufe kann eine äquivalente Kapazität C_eq mit der folgenden Gleichung berechnet werden: $C_{e q} = \sum_{i = 1}^{N} C_{i}$
Unter Verwendung dieser Topologie wird der Schaltbetrieb nicht verringert, da die Gesamtkapazität der Integratoren der ersten Stufe durch Verwenden von Kondensatoren mit einer kleineren Fläche A erhöht werden kann. Die Kapazität der parallel verbundenen Rückkopplungs-DAC 325 kann ebenfalls mit der gleichen Gleichung berechnet werden.
Auf diese Weise erhöht sich die Signalkomponente, durch paralleles Anordnen der Integratoren 300 der ersten Stufe und paralleles Anordnen der Rückkopplungs-DAC 325 um N Male, wenngleich die Rauschkomponente um die Quadratwurzel von N erhöht wird, wobei N für die Anzahl von parallel gekoppelten Integratoren bzw. Rückkopplungs-DAC steht. Daher verbessert sich das SNR des Delta-Sigma-Modulators 200 um einen Faktor N/(Quadratwurzel von N). Das SNR kann auch in Dezibel (dB) dargestellt werden, wobei das SNR um 10 × log₁₀ (N) dB verbessert wird. Falls zum Beispiel zwei (2) Integratoren 300 der ersten Stufe parallel mit dem Eingabesignal Vin verbunden sind und zwei (2) Rückkopplungs-DAC 325 parallel verbunden sind, ist N gleich 2. In diesem Fall erhöht sich die Signalkomponente um das 2-Fache (d. h. 6 dB) und die Rauschkomponente erhöht sich nur um die Quadratwurzel von 2 (d. h. 3 dB). Daher verbessert sich das SNR um 3 dB. Diese Anordnung erfordert keine Erhöhung der Betriebsspannung der IC 105 und kann mit einer minimalen Schaltungsmodifizierung und einer beschleunigten Entwicklungszeit produziert werden. Außerdem wird die Größe der IC 105 ebenfalls nicht erheblich erhöht, sodass die Herstellungskosten gering gehalten werden. Zwischenzeitlich kann das System einen breiten dynamischen Bereich erzielen, da die Rauschkomponente nur minimal erhöht wird.
Während des Betriebs wird, unter erneuter Bezugnahme auf 9, das Eingabesignal zwischen den Eingabeanschlüssen Vin_(P) , Vin_(N) angewendet. In verschiedenen Ausführungsformen können die Zeitsteuersignale 950, die zum Beispiel von dem Taktgenerator erzeugt werden, zweiphasige, sich nicht überlappende Zeitsteuersignale sein. In alternativen Ausführungsformen jedoch können vierphasige Zeitsteuersignale für eine höhere Leistung benutzt werden.
In einer Ausführungsform werden die Schaltvorrichtungen S1:S4 unter Verwendung der zweiphasigen Zeitsteuerung während einer ersten Phase φ1 geschlossen (d. h. eingeschaltet), sodass eine Abtastung der Differenzeingabespannung auf den ersten Platten 910(1), 910(2) jedes der Abtastkondensatoren C1(a), C1 (b) ermöglicht wird. Die Schaltvorrichtungen S5:S8 sind offen (d. h. abgeschaltet) und halten die zweiten Platten 920(1), 920(2) bei dem Referenzspannungspegel Vref. Da die Schaltvorrichtungen S7, S8 während der ersten Phase φ1 offen sind, ist der OP-Verstärker 900 von den Abtastkondensatoren C1(a), C1(b) isoliert und die OP-Verstärkerausgabe bleibt bei einem zuvor integrierten Wert konstant.
Die ersten Platten 910(1), 910(2) der Abtastkondensatoren C1(a), C1(b) machen während einer zweiten Phase φ2 eine Differenzpotentialverschiebung durch, während die zweiten Platten 920(1), 920(2) über die Schaltvorrichtungen S7, S8 mit dem OP-Verstärker 900 gekoppelt sind. Diese Verschiebung bewirkt, dass der OP-Verstärker 900 eine Ladung auf die Integrationskondensatoren C2(a), C2(b) überträgt, sodass eine Verschiebung der Ausgabespannung bewirkt wird. Die Ausgabespannung kann auf den Integrator 305 der zweiten Stufe übertragen werden, wobei das Signal wieder integriert ist.
In verschiedenen Ausführungsformen kann die Ausgabespannung auch auf den Quantisierer 320 (3) übertragen werden. Zum Beispiel kann die Ausgabespannung des Integrators 305 der zweiten Stufe bei den Delta-Sigma-Modulatoren der vierten Ordnung als Eingaben des Integrators 310 der dritten Stufe verwendet werden und auch an eine Eingabe des Quantisierers 320 übertragen werden. In ähnlicher Weise kann die Ausgabespannung des Integrators 310 der dritten Stufe als Eingaben des Integrators 314 der vierten Stufe verwendet werden und auch an eine Eingabe des Quantisierers 320 übertragen werden.
In Ausführungsformen, die den zeitdiskreten Modulator 200 (6) benutzen, kann der Betrieb mit den Zeitsteuersignalen 950 synchronisiert werden. Zum Beispiel werden der Betrieb der Integratoren 300, 305, 310, 315, der Rückkopplungs-DAC 325, des Quantisierers 320, der Zusatzfunktion 330 und der Kombinationseinheit 340 mit den Zeitsteuersignalen 950 synchronisiert.
In verschiedenen Ausführungsformen kann der oben beschriebene Integrationsprozess eine beliebige Anzahl von Malen ausgeführt und basierend auf der jeweiligen Anwendung ausgewählt werden. Zum Beispiel können einige Anwendungen einen Delta-Sigma-Modulator der vierten Ordnung erforderlich machen, der Integratoren der ersten, zweiten, dritten und vierten Stufe aufweist. Außerdem kann der Analog-Digital-Umwandlungsprozess eine beliebige Anzahl von Malen wiederholt werden und kann für eine bestimmte Anwendung oder Systemspezifikation geeignet sein.
In verschiedenen Ausführungsformen können die Zeitsteuersignale 950, die der ersten Phase φ1 und der zweiten Phase φ2 entsprechen, eine leichte Verzögerung zwischen einer fallenden Flanke des Zeitsteuersignals der ersten Phase φ1 und einer steigenden Flanke des Zeitsignals der zweiten Phase φ2 aufweisen. Genauer können die erste und die zweite Phase φ1, φ2 der Zeitsteuersignale 950 um 180 Grad versetzt sein und können die gleiche Frequenz aufweisen.
Unter erneuter Bezugnahme auf 4 ist, nach einer letzten Integration, zum Beispiel in diesem Fall der letzte Integrator der Integrator 315 der vierten Stufe, wobei die Ausgabespannung an den Quantisierer 320 übertragen werden kann, wobei der Quantisierer 320 für das Analogsignal als ein Digitalsignal steht. Das Digitalsignal kann dann an die Digitalschaltung 205 zur weiteren Verarbeitung übertragen werden. In einem Ausführungsbeispiel kann das Digitalsignal auch an den Rückkopplungs-DAC 325 übertragen werden.
Unter erneuter Bezugnahme auf 8A-8C können die Zeitsteuersignale, die jeden der Abtastkondensatoren C1(1)(a), C1(1)(b), C1(2)(a), C1(2)(b) steuern, in verschiedenen Ausführungsformen für eine bestimmte Anwendung ausgewählt sein. Zum Beispiel kann unter Bezugnahme auf 8B jeder der Integratoren 300(1), 300(2) der ersten Stufe als zwei (2) Integratoren von positiver Phase betrieben werden, wobei die Abtastkondensatoren C1(1)(a), C1(1)(b), C1 (2)(a), C1(2)(b) die Eingabespannung während der ersten Phase φ1 gleichzeitig abtasten. Unter Bezugnahme auf 8C kann in einer alternativen Ausführungsform der erste Integrator 300(1) der ersten Stufe als der Integrator der positiven Phase betrieben werden, wobei die Abtastkondensatoren C1(1)(a), C1(1)(b) die Eingabespannung während der ersten Phase φ1 abtasten, und der zweite Integrator 300(2) der ersten Stufe kann als der Integrator der negativen Phase betrieben werden, wobei die Abtastkondensatoren C1(2)(a), C1(2)(b) die Eingabespannung während einer entgegengesetzten Phase, in diesem Fall während der zweiten Phase φ2 abtasten.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Delta-Sigma-Modulator mit einem Ausgabeanschluss Folgendes: mindestens zwei Integratoren einer ersten Stufe (zum Beispiel Elemente 300(1) bis 300(n)), die parallel verbunden sind; einen Integrator einer zweiten Stufe (zum Beispiel Element 305), der mit den Integratoren der ersten Stufe in Reihe verbunden ist; und mindestens zwei Digital-Analog-Wandler (zum Beispiel Element 325), wobei ein erster Digital-Analog-Wandler (zum Beispiel Element 325(1)) zwischen der Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators und einer Eingabe eines ersten Integrators der ersten Stufe (zum Beispiel Element 300(1)) gekoppelt ist und ein zweiter Digital-Analog-Wandler (zum Beispiel Element 325(2)) zwischen der Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators und einer Eingabe eines zweiten Integrators der ersten Stufe (zum Beispiel Element 300(2)) gekoppelt ist.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst jeder der Integratoren eine voll differentielle Topologie.
Gemäß einer Ausführungsform ist mindestens einer der Digital-Analog-Wandler ein Einbit-Wandler und der Quantisierer ist ein Einbit-Quantisierer.
Gemäß einer Ausführungsform sind mindestens der erste und der zweite Digital-Analog-Wandler ein Mehrbit-Wandler und der Quantisierer ist ein Mehrbit-Quantisierer.
Gemäß einer Ausführungsform ist mindestens einer der Integratoren der ersten Stufe als ein Integrator einer negativen Phase konfiguriert.
Gemäß einer Ausführungsform ist jeder der Integratoren der ersten Stufe als ein Integrator einer positiven Phase konfiguriert.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst der Integrator der zweiten Stufe eine Zusatzfunktion.
Gemäß einer Ausführungsform weisen die Kondensatoren der Integratoren der ersten Stufe Kapazitätswerte auf, die einander im Wesentlichen entsprechen, wobei die Schaltvorrichtungen der Integratoren der ersten Stufe im Wesentlichen die gleiche Größe aufweisen und die Operationsverstärker der Integratoren der ersten Stufe im Wesentlichen die gleiche Topologie und Größe aufweisen.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst jeder der Digital-Analog-Wandler einen Kondensator mit einem Kapazitätswert, und wobei der Kapazitätswert des ersten Digital-Analog-Wandlers im Wesentlichen dem Kapazitätswert des zweiten Digital-Analog-Wandlers entspricht.
Gemäß einer Operation umfasst ein Verfahren zum Betreiben eines Delta-Sigma-Modulators mit einem erhöhten Signal-Rausch-Verhältnis Folgendes: Empfangen eines Eingabesignals von mindestens zwei Integratoren der ersten Stufe (zum Beispiel Elemente 300(1) bis 300(n)), die parallel verbunden sind; wobei jeder Integrator der ersten Stufe Folgendes umfasst: mindestens einen von jedem eines Kondensators (zum Beispiel Element C1), einer Schaltvorrichtung (zum Beispiel Elemente S1:S8) und eines Operationsverstärkers (zum Beispiel Element 900); gleichzeitiges Integrieren des Eingabesignals durch jeden der Integratoren der ersten Stufe; Übertragen eines Signals an einen Integrator der zweiten Stufe, der mit den Integratoren der ersten Stufe in Reihe verbunden ist; und Quantisieren des Signals, um eine Digitalausgabe zu erzeugen.
Gemäß einer Operation ist mindestens einer der Integratoren der ersten Stufe als ein Integrator einer negativen Phase konfiguriert.
Gemäß einer Operation ist jeder der Integratoren der ersten Stufe als ein Integrator einer positiven Phase konfiguriert.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst das System Folgendes: eine mikroelektromechanische Vorrichtung (zum Beispiel Element 110); einen Delta-Sigma-Modulator (zum Beispiel Element 125), der mit der mikroelektromechanischen Vorrichtung gekoppelt ist, umfassend: mindestens erste und zweite Integratoren einer ersten Stufe (zum Beispiel Elemente 300(1) und 300(2)), die parallel verbunden sind, wobei jeder Integrator folgendes umfasst: mindestens einen jeweils eines Kondensators (zum Beispiel Element C1), einer Schaltvorrichtung (zum Beispiel Element S1:S8) und eines Operationsverstärkers (zum Beispiel Element 900); einen Integrator einer zweiten Stufe (zum Beispiel Element 305), der mit den Integratoren der ersten Stufe in Reihe verbunden ist; einen Quantisierer (zum Beispiel Element 320), der mit dem Integrator der zweiten Stufe in Reihe verbunden ist; einen ersten Digital-Analog-Wandler (zum Beispiel Element 325(1)), der zwischen einer Ausgabe des Quantisierers und einer Eingabe des ersten Integrators der ersten Stufe gekoppelt ist; und einen zweiten Digital-Analog-Wandler (zum Beispiel Element 325(2)), der zwischen der Ausgabe des Quantisierers und einer Eingabe des zweiten Integrators der ersten Stufe gekoppelt ist; und eine Digitalschaltung (zum Beispiel Element 205), die mit der Ausgabe des Quantisierers gekoppelt ist.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst die mikroelektromechanische Vorrichtung ein Mikrofon.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst die Digitalschaltung einen Dezimierungsfilter (zum Beispiel Element 210) und einen Hochpassfilter (zum Beispiel Element 215).
Gemäß einer Ausführungsform umfasst jeder der Integratoren eine voll differentielle Topologie.
Gemäß einer Ausführungsform sind mindestens der erste und der zweite Digital-Analog-Wandler ein Einbit-Wandler und der Quantisierer ist ein Einbit-Quantisierer.
Gemäß einer Ausführungsform sind mindestens der erste und der zweite Digital-Analog-Wandler ein Mehrbit-Wandler und der Quantisierer ist ein Mehrbit-Quantisierer.
Gemäß einer Ausführungsform ist mindestens einer der Integratoren der ersten Stufe als ein Integrator einer negativen Phase konfiguriert.
Gemäß einer Ausführungsform ist jeder der Integratoren der ersten Stufe als ein Integrator einer positiven Phase konfiguriert.
In der vorhergehenden Beschreibung wurde die Technologie im Hinblick auf spezifische Beispielausführungen beschrieben. Die einzelnen gezeigten Umsetzungen, die beschrieben wurden, verdeutlichen die Technologie und ihren besten Modus und sind nicht zur sonstigen Eingrenzung des Anwendungsbereichs der vorliegenden Technologie auf irgendeine Weise gedacht. Mit dem Ziel der Kurzfassung wurden allerdings die herkömmliche Herstellung, Verbindung, Vorbereitung und andere funktionelle Aspekte des Verfahrens und des Systems möglicherweise nicht detailliert beschrieben. Darüber hinaus dienen die Verbindungslinien in den verschiedenen Figuren der Darstellung beispielhafter funktionaler Beziehungen und/oder Schritte zwischen den verschiedenen Elementen. Es können viele alternative oder zusätzliche funktionale Beziehungen oder physikalische Verbindungen in einem praktischen System vorhanden sein.
Wenngleich die Technologie unter Bezugnahme auf spezifische Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, können verschiedene Modifikationen und Veränderungen vorgenommen werden, ohne vom Schutzumfang der vorliegenden Technologie abzuweichen. Die Beschreibung und Figuren sind eher zur Illustration gedacht als zur Beschränkung, und alle Modifizierungen zielen darauf ab, in den Anwendungsbereich der vorliegenden Technologie zu fallen. Dementsprechend sollte der Anwendungsbereich der Technologie eher von den beschriebenen allgemeinen Ausführungen und deren legalen Entsprechungen bestimmt werden als nur von den spezifischen Beispielen, die oben beschrieben werden. Die in einem Verfahren oder einer Prozessausführung genannten Schritte können zum Beispiel in jeder beliebigen Reihenfolge durchgeführt werden, es sei denn, es ist ausdrücklich anders erklärt. Sie sind nicht auf die in den spezifischen Beispielen aufgeführte ausdrückliche Reihenfolge beschränkt. Die in jeglicher Geräteausführung aufgeführten Komponenten und/oder Elemente können zusätzlich zusammengebaut oder anderweitig einsatzfähig konfiguriert werden in einer Vielzahl von Varianten, um im Wesentlichen das gleiche Ergebnis zu erzielen wie die vorliegende Technologie. Sie sind nicht auf die spezifische Konfiguration beschränkt, die in den speziellen Beispielen aufgeführt wird.
Nutzeffekte, andere Vorteile und Problemlösungen sind weiter oben in Bezug auf bestimmte Ausführungen beschrieben worden. Kein Gewinn, Vorteil, keine Problemlösung und kein Element, das einen bestimmten Gewinn, Vorteil oder eine Lösung möglich macht oder verbessert, darf als unumgängliches, notwendiges oder essentielles Merkmal oder Komponente angesehen werden.
Der Begriff „umfasst“, „umfassend“ oder jegliche Abwandlung hiervon, sollen sich auf eine nicht exklusive Einbeziehung beziehen, so dass ein Vorgang, ein Verfahren, Artikel, eine Zusammensetzung oder ein Gerät, das eine Liste von Elementen umfasst, nicht nur diese genannten Elemente einschließt, sondern ebenfalls andere Elemente einschließen kann, die weder ausdrücklich aufgeführt noch einem solchen Vorgang, Verfahren, Artikel, einer solchen Zusammensetzung oder einem solchen Gerät inhärent sind. Andere Kombinationen und/oder Änderungen der oben beschriebenen Strukturen, Anordnungen, Anwendungen, Proportionen, Elemente, Materialien oder Komponenten, die bei der Umsetzung der vorliegenden Technologie verwendet wurden, zusätzlich zu den nicht ausdrücklich genannten, können verändert oder anders individuell an spezielle Umgebungen, Herstellvorschriften, Konstruktionsparameter oder andere Betriebsanforderungen ohne Abweichung von seinen allgemeinen Prinzipien angepasst werden.
Die vorliegende Technologie wurde weiter oben unter Bezugnahme auf eine spezifische Beispielausführung beschrieben. Verschiedene Modifizierungen und Änderungen können jedoch ohne Abweichung vom Anwendungsbereich der vorliegenden Technologie an der Beispielausführung vorgenommen werden. Diese und andere Änderungen und Modifikationen zielen darauf ab, in den Anwendungsbereich der vorliegenden Technologie zu fallen, wie in folgenden Patentansprüchen erklärt.

Claims

Delta-Sigma-Modulator mit einem Ausgabeanschluss, umfassend: mindestens zwei Integratoren einer ersten Stufe, die parallel verbunden sind; einen Integrator einer zweiten Stufe, der mit den Integratoren der ersten Stufe in Reihe verbunden ist; einen Quantisierer, der mit dem Integrator der zweiten Stufe in Reihe verbunden ist; und mindestens zwei Digital-Analog-Wandler, wobei ein erster Digital-Analog-Wandler zwischen der Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators und einer Eingabe eines ersten Integrators einer ersten Stufe gekoppelt ist und ein zweiter Digital-Analog-Wandler zwischen der Ausgabe des Delta-Sigma-Modulators und einer Eingabe eines zweiten Integrators einer ersten Stufe gekoppelt ist.
Delta-Sigma-Modulator nach Anspruch 1, wobei mindestens einer der Digital-Analog-Wandler ein Einbit-Wandler ist und der Quantisierer ein Einbit-Quantisierer ist.
Delta-Sigma-Modulator nach Anspruch 1, wobei der Digital-Analog-Wandler ein Mehrbit-Wandler ist und der Quantisierer ein Mehrbit-Quantisierer ist.
Delta-Sigma-Modulator nach Anspruch 1, wobei der Integrator der zweiten Stufe eine Zusatzfunktion umfasst.
Delta-Sigma-Modulator nach Anspruch 1, wobei die Kondensatoren der Integratoren der ersten Stufe Kapazitätswerte aufweisen, die einander im Wesentlichen entsprechen, wobei die Schaltvorrichtungen der Integratoren der ersten Stufe im Wesentlichen die gleiche Größe aufweisen und die Operationsverstärker der Integratoren der ersten Stufe im Wesentlichen die gleiche Topologie und Größe aufweisen.
Delta-Sigma-Modulator nach Anspruch 1, wobei jeder der Digital-Analog-Wandler einen Kondensator mit einem Kapazitätswert umfasst und wobei der Kapazitätswert des ersten Digital-Analog-Wandlers im Wesentlichen dem Kapazitätswert des zweiten Digital-Analog-Wandlers entspricht.
Verfahren zum Betreiben eines Delta-Sigma-Modulators mit einem erhöhten Signal-Rausch-Verhältnis, umfassend: Empfangen eines Eingabesignals von mindestens zwei Integratoren der ersten Stufe, die parallel verbunden sind, wobei jeder Integrator der ersten Stufe Folgendes umfasst: mindestens einen von jedem eines Kondensators, einer Schaltvorrichtung und eines Operationsverstärkers; gleichzeitiges Integrieren des Eingabesignals von jedem der Integratoren der ersten Stufe; Übertragen eines Signals an einen Integrator der zweiten Stufe, der mit den Integratoren der ersten Stufe in Reihe verbunden ist; und Quantisieren des Signals, um eine Digitalausgabe zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei mindestens einer der Integratoren der ersten Stufe als ein Integrator einer negativen Phase konfiguriert ist.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei jeder der Integratoren der ersten Stufe als ein Integrator einer positiven Phase konfiguriert ist.
System, umfassend: eine mikroelektromechanische Vorrichtung; einen Delta-Sigma-Modulator, der mit der mikroelektromechanischen Vorrichtung gekoppelt ist, umfassend: mindestens erste und zweite Integratoren einer ersten Stufe, die parallel verbunden sind, wobei jeder Integrator folgendes umfasst: mindestens einen jeweils eines Kondensators, einer Schaltvorrichtung und eines Operationsverstärkers; einen Integrator einer zweiten Stufe, der mit den Integratoren der ersten Stufe in Reihe verbunden ist; einen Quantisierer, der mit dem Integrator der zweiten Stufe in Reihe verbunden ist; einen ersten Digital-Analog-Wandler, der zwischen einer Ausgabe des Quantisierers und einer Eingabe des ersten Integrators der ersten Stufe gekoppelt ist; und einen zweiten Digital-Analog-Wandler, der zwischen der Ausgabe des Quantisierers und einer Eingabe des zweiten Integrators der ersten Stufe gekoppelt ist; und eine Digitalschaltung, die mit der Ausgabe des Quantisierers gekoppelt ist.