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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen zeitkontinuierlich arbeitenden
Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Ein
derartiger Wandler ist beispielsweise aus der
DE 10 2004 009 611 A1 bekannt.
Bei diesem Stand der Technik weist ein analoges Filter zum Filtern
des Eingangssignals einen Integrator auf, der durch einen Operationsverstärker realisiert
ist, dessen Ausgang über
einen Kondensator an den invertierenden Signaleingang des Operationsverstärkers rückgekoppelt
ist. Der Aufbau des Operationsverstärkers ist in dieser Veröffentlichung
nicht beschrieben.
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Ein
prinzipielles Problem bei herkömmlichen zeitkontinuierlichen
Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandlern
(engl. "continuous-time
delta-sigma analog digital converter") ist die Gewährleistung einer ausreichend
großen
Transitfrequenz des oder der Operationsverstärker, die zur Bildung einer
oder mehrer Integratorstufen verwendet werden. Bekanntlich nimmt
die Verstärkung
(offene Verstärkung
bzw. "open loop
gain") eines Operationsverstärkers bei hohen
Frequenzen mit zunehmender Frequenz ab. Als "Transitfrequenz" eines Operationsverstärkers wird
diejenige Frequenz bezeichnet, bei welcher dessen Verstärkung auf
den Betrag 1 abgesunken ist. Eine Integratorstufe, die durch einen
extern beschalteten Operationsverstärker realisiert ist, funktioniert daher
zuverlässig
nur für
Signalfrequenzen, die wesentlich kleiner als die Transitfrequenz
des verwendeten Operationsverstärkers
sind. Anders ausgedrückt
muss für
eine vorgegebene Transitfrequenz bzw. Bandbreite einer Integratorstufe
ein Operationsverstärker
mit einer demgegenüber
wesentlich größeren Transitfrequenz
verwendet werden. Operationsverstärker mit einer hohen Transitfrequenz
verbrauchen jedoch vergleichsweise viel elektrische Leistung.
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Aus
der
DE 101 43 770
A1 ist eine Verstärkerschaltung,
insbesondere für
die Anwendung in einem Sigma-Delta-Analog-Digital-Wandler bekannt. Für die insbesondere
mit einem extern beschalteten Operationsverstärker auszubildende Verstärkerschaltung
wird vorgeschlagen, dass der Operationsverstärker neben dem normalerweise
vorhandenen Signalpfad mindestens einen weiteren Zweig bzw.
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Signalpfad
aufweist. Dabei sind die parallelen Zweige symmetrisch zu bzw. in Übereinstimmung mit
denjenigen Signalpfaden, zu denen sie parallel geschaltet sind,
aufgebaut. Durch ein Aktivieren bzw. Deaktivieren des/der Parallelzweig(e)
soll ein unterschiedliches Betriebsverhalten der Verstärkerschaltung
realisiert werden.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler der eingangs
genannten Art bereitzustellen, der bei einem vorgegebenen Leistungsbedarf
für vergleichsweise
hohe Signalfrequenzen geeignet ist bzw. für eine vorgegebene Signalbandbreite
vergleichsweise wenig Leistungsbedarf besitzt.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Wandler
ist vorgesehen, dass der Operationsverstärker einen ersten Verstärkerpfad
und parallel dazu einen zweiten Verstärkerpfad aufweist, wobei die
Transitfrequenz des zweiten Verstärkerpfads kleiner als die Transitfrequenz
des ersten Verstärkerpfads
ist.
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Bevorzugt
ist die Transitfrequenz des zweiten Verstärkerpfads wenigstens um einen
Faktor 2 kleiner als die Transitfrequenz des ersten Verstärkerpfads.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
ist die Transitfrequenz des ersten Verstärkerpfads größer als
die Transitfrequenz der mittels des Operationsverstärkers gebildeten
Integratorstufe. Bevorzugt unterscheiden sich diese Transitfrequenzen
um wenigstens einen Faktor 2.
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Zur
grafischen Darstellung der Verstärkung eines
Operationsverstärkers
bzw. der Verstärkungen der
erfindungsgemäß vorgesehenen
Verstärkerpfade eines
Operationsverstärkers
in Abhängigkeit
von der Frequenz eignet sich besonders, gut ein so genanntes Bode-Diagramm.
Es handelt sich hierbei um eine doppelt-logarithmische Auftragung,
bei welcher die logarithmierte Verstärkung (z. B. in dB gemessen) gegen
den Logarithmus der Frequenz aufgetragen wird. In einem solchen
Diagramm ergibt sich typischerweise ein im Wesentlichen linearer
Verlauf für die
frequenzabhängige
Verstärkung,
die zu höheren Frequenzen
hin abnimmt und bei der Transitfrequenz den Wert 1 (für die Verstärkung) bzw.
0 (für
die logarithmierte Verstärkung)
annimmt. Wenn nachfolgend von der "Steigung" in einem Bode-Diagramm die Rede ist,
so ist damit die streng genommen negative Steigung gemeint. Dementsprechend
soll eine "größere Steigung" einen zu größeren Frequenzen
hin stärker
abfallenden Verlauf der frequenzabhängigen Verstärkung bezeichnen.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
ist vorgesehen, dass für
Frequenzen, die kleiner als die Transitfrequenz des zweiten Verstärkerpfads
sind, die Steigung der in einem Bode-Diagramm aufgetragenen Verstärkung des
zweiten Verstärkerpfads
um einen Faktor von wenigstens 2 größer als die entsprechende Steigung
für den
ersten Verstärkerpfad ist.
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In
einer schaltungstechnisch besonders einfachen Ausführungsform
ist vorgesehen, dass der zweite Verstärkerpfad aus einer Hintereinanderschaltung
mehrerer Verstärkerstufen
gebildet ist.
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In
einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass der Operationsverstärker einen
dritten Verstärkerpfad
aufweist, dessen Transitfrequenz kleiner als die Transitfrequenz
des zweiten Verstärkerpfads
ist. Wieder ist es hierbei besonders günstig, wenn diese Transitfrequenzen
sich um wenigstens einen Faktor 2 voneinander unterscheiden. Ferner kann
für Frequenzen,
die kleiner als die Transitfrequenz des dritten Verstärkerpfads
sind, die Steigung der in einem Bode-Diagramm aufgetragenen Verstärkung des
dritten Verstärkerpfads
um einen Faktor von wenigstens 2 größer gewählt sein als die entsprechende
Steigung für
den zweiten Verstärkerpfad.
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In
entsprechender Weise können
weitere Verstärkerpfade
mit jeweils verringerter Transitfrequenz in die Auslegung der schaltungstechnischen Struktur
des Operationsverstärkers
einbezogen werden. Auch hierbei können wieder die oben für die ersten
zwei bzw. ersten drei Verstärkerpfade
formulierten Dimensionierungsregeln betreffend die Transitfrequenz
und/oder die. Steigung der Verstärkung
vorgesehen werden.
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Falls
der oben erwähnte
dritte Verstärkerpfad
vorgesehen ist, so ist dieser bevorzugt aus einer Hintereinanderschaltung
einer Anzahl von Verstärkerstufen
gebildet, die größer als
die Anzahl der Verstärkerstufen
des zweiten Verstärkerpfads
ist. Falls noch mehr Verstärkerpfade
vorgesehen sind, so kann dementsprechend eine weitere sukzessive
Erhöhung
der Anzahl von Verstärkerstufen
für die
weiteren Verstärkungspfade
vorgesehen sein.
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Die
gemäß der Erfindung
vorgesehene besondere Verstärkerpfadstruktur
ermöglicht
die Realisierung eines Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandlers mit überragenden
Leistungseigenschaften, z. B. mit einem bis zu sehr hohen Frequenzen
reichenden Signalband bei gleichzeitig niedrigem Leistungsbedarf und
hoher Qualität
(z. B. Linearität)
des Ausgangssignals. Insbesondere in diesem Zusammenhang ist eine
Ausführungsform
von Vorteil, bei welcher der Quantisierer mehrere Quantisierungsstufen
aufweist und/oder das digitale Ausgangssignal des Quantisierers
eine Thermometerkodierung besitzt. In einer Ausführungsform weist der Quantisierer
beispielsweise 16 Quantisierungsstufen (entsprechend 4 Bit) auf.
Sowohl für
eine rasche Quantisierung als auch für eine rasche Digital-Analog-Wandlung
in der Rückkopplungsanordnung
ist es von Vorteil, wenn das digitale Ausgangssignal des Quantisierers
eine Thermometerkodierung besitzt.
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In
einer Ausführungsform
ist vorgesehen, dass der Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler voll-differentiell
aufgebaut ist.
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Eine
bevorzugte Fertigungstechnologie für den Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler
ist die CMOS-Technologie. Der Wandler kann insbesondere einen Funktionsblock
einer integrierten Schaltungsanordnung darstellen.
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In
an sich bekannter Weise kann dem Quantisierer ein digitaler Digitalprozessor
(DSP) zur Weiterverarbeitung des digitalen Ausgangssignals nachgeschaltet
sein. In diesem Fall kann das digitale Ausgangssignal von einem
zwischen dem Quantisierer und dem digitalen Signalprozessor angeordneten Schaltungsknoten
abgezweigt und der Rückkopplungsanordnung
zugeführt
werden.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen mit Bezug
auf die beigefügten
Zeichnungen weiter beschrieben. Es stellen dar:
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1 ein
Blockschaltbild eines Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandlers,
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2 eine
grafische Darstellung (Bode-Diagramm) der Abhängigkeit einer Verstärkung A
sowie einer Phase P eines Operationsverstärkers von der Frequenz f, einerseits
für einen
herkömmlichen
Operationsverstärker
und andererseits für
einen gemäß der Erfindung
aufgebauten Operationsverstärker,
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3 ein
Blockschaltbild zur Veranschaulichung einer Operationsverstärkerstruktur
gemäß einer
ersten Ausführungsform,
und
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4 ein
detaillierteres Schaltbild einer Operationsverstärkerstruktur gemäß einer
zweiten Ausführungsform.
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1 veranschaulicht
den Aufbau eines Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandlers 10 zur
Umwandlung eines analogen Eingangssignals Vin in ein digitales Ausgangssignal
Vout. Das analoge Eingangssignal Vin wird durch eine Eingangsspannung und
das digitale Ausgangssignal durch ein Ausgangsspannungssignal dargestellt.
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Der
Wandler 10 umfasst ein analoges Filter 20 zum
Filtern des analogen Eingangssignals Vin, einen durch ein Taktsignal
getakteten 4-Bit-Quantisierer 30 zur Erzeugung des digitalen
Ausgangssignals Vout durch Quantisierung des vom analogen Filter 20 abgegebenen
Signals, und eine Rückkopplungsanordnung 40 zum
Rückkoppeln
von analogen Rückkoppelsignalen
auf Basis des digitalen Ausgangssignals Vout.
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Ganz
allgemein wird bei einem Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler. die
integrierte ("Sigma") Differenz ("Delta") zwischen einem
analogen Eingangssignal und einer analogen Darstellung des quantisierten
digitalen Ausgangssignals dem Quantisierer (Analog-Digital-Wandlerstufe)
zugeführt.
Bei einer anderen Ausführung
eines solchen Wandlers, im engeren Sinne auch als "Delta-Modulator" bezeichnet, wird
die Differenz ("Delta") zwischen einem analogen
Eingangssignal und dem Integral ("Sigma") des quantisierten digitalen Ausgangssignals
dem Quantisierer zugeführt.
Durch die Rückkopplung
erzeugt der Quantisierer einen Ausgangsbitstrom, dessen Wert im
zeitlichen Mittel dem analogen Eingangssignal folgt. Der zeitkontinuierlich
arbeitende Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler bietet gegenüber den
zeitdiskret arbeitenden Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandlern
den Vorteil einer niedrigeren Leistungsaufnahme bzw. bei vorgegebener
Leistungsaufnahme den Vorteil einer höheren Signalbandbreite.
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Das
analoge Filter 20 umfasst im dargestellten Ausführungsbeispiel
mehrere Integratoren 22-1, 22-2 und 22-3 (Integratorkaskade),
die ein Filternetzwerk bilden. Die dargestellte Konfiguration des
Filters 20 ist selbstverständlich nur beispielhaft zu
verstehen und kann in an sich bekannter Weise weitreichend modifiziert
werden.
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Bei
der dargestellten Implementierung sind die Integratoren 22-1, 22-2 und 22-3 des
analogen Filters 20 jeweils durch geeignet extern beschaltete Operationsverstärker OPAMP1,
OPAMP2 und OPAMP3 realisiert. Die externe Beschaltung besteht wie
dargestellt aus geeignet dimensionierten Widerständen R und Kondensatoren C.
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Der
Quantisierer 30 besitzt 16 Quantisierungsstufen und stellt
das Ausgangssignal Vout in einer Thermometerkodierung auf 15 Ausgangsleitungen
dar, die der Einfachheit der Darstellung von 1 halber
lediglich durch eine einzige Leitungsverbindung symbolisiert sind.
Der Quantisierer 30 ist hierfür in an sich bekannter Weise
als Parallelschaltung von 15 Komparatoren mit 15 in einer "Leiter" angeordneten Komparatorschwellen
aufgebaut. Den Komparatoren wird simultan ein gemeinsames Taktsignal
CLK zugeführt,
durch welches die jeweiligen Vergleiche des gefilterten Eingangssignals
mit den Komparatorschwellen zu zeitdiskreten periodischen Zeitpunkten
durchgeführt
werden, so dass am Ausgang des Quantisierers 30 ein getaktet
bereitgestelltes 4-Bit-Ausgangssignal Vout vorliegt. Die physikalische
Darstellung erfolgt gemäß der Thermometerkodierung
in 15 digitalen Spannungen (symbolisiert durch Vout).
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Ferner
erkennt man in 1 einen digitalen Signalprozessor
(DSP) 60 zur weiteren digitalen Verarbeitung des vom Quantisierer 30 ausgegebenen Bitstroms.
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Die
Rückkopplungsanordnung 40 des
Wandlers 10 wird im Wesentlichen durch die nachfolgend beschriebenen
Schaltungskomponenten 42-1, 42-2, DAC1, DAC2 und
DAC3 gebildet. Diese Komponenten sind in 1 der Einfachheit
der Darstellung halber lediglich jeweils einfach eingezeichnet.
Tatsächlich
sind diese Komponenten entsprechend der Verarbeitung des über 15 Leitungen
entsprechend einer Thermometerkodierung übertragenen Signals in 15-facher
Ausführung
parallel zueinander vorgesehen.
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Ein
erster Rückkopplungspfad
verläuft
von einem Abwzeigungsknoten 50 zum ersten Integrator 22-1 des
analogen Filters 20 und umfasst einen als so genanntes "Latch" ausgebildeten, durch
das Taktsignal CLK (genauer: die invertierte Version CLK-B des Taktsignals
CLK) getaktet betriebenen digitalen Signalspeicher 42-1,
dem das digitale Ausgangssignal Vout zugeführt wird und dessen Ausgangssignal wiederum
dem Eingang eines Digital-Analog-Wandlers DAC1 eingegeben wird.
Das Ausgangssignal des Digital-Analog-Wandlers
DAC1 wird als voll-differentielles Stromsignal dem Integrator 22-1 zugeführt. Im
Bereich des Integrators 22-1 ist eine Addition der über Einkoppelwiderstände R1 bereitgestellten
und der am Ausgang des Digital-Analog-Wandlers DAC1 bereitgestellten Ströme realisiert.
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Der
Signalspeicher 42-1 ist ein Register, dessen Ausgangssignal
dem Eingangssignal folgt, wenn das eingegebene Taktsignal CLK-B
einen bestimmten der zwei möglichen
Taktsignalzustände
besitzt (Das Taktsignal dient gewissermaßen als ein "Erlaubnissignal"). Bei üblicher
Verwendung eines rechteckförmigen
Taktsignals CLK, welches die erste Hälfte einer Taktperiode T einen
logischen Pegel "1" und die zweite Hälfte der
Taktperiode einen logischen Pegel "0" besitzt,
ergibt sich am Ausgang des Signalspeichers 42-1 das um
die halbe Taktperiode des Taktsignals CLK verzögerte Ausgangssignal Vout.
Schaltungstechnisch betrachtet besteht der in 1 eingezeichnete
Signalspeicher 42-1 tatsächlich aus einer Parallelanordnung
von 15 1-Bit-Signalspeichern zur parallelen Verzögerung der auf 15 Leitungen
dargestellten Signalpegel.
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Das
durch den Signalspeicher 42-1 um eine halbe Taktperiode
verzögerte
Ausgangssignal Vout wird außerdem
dem Eingang eines Digital-Analog-Wandlers DAC2 zugeführt, der
an seinem Ausgang ein voll-differentielles Stromsignal (entsprechend
dem Ergebnis der Digital-Analog-Wandlung) bereitstellt. Außerdem wird
das Ausgangssignal des digitalen Signalspeichers 42-1 dem
Eingang eines zweiten digitalen Signalspeichers 42-2 eingegeben, der
wie der erste Signalspeicher 42-1 aufgebaut ist, jedoch
mit dem nicht-invertierten Taktsignal CLK getaktet betrieben wird.
Der zweite Signalspeicher 42-2 verzögert das ihm zugeführte Signal
wieder um eine halbe Taktperiode des Taktsignals CLK, so dass aufgrund
der Hintereinanderschaltung der als Verzögerungsglieder wirkenden Signalspeicher 42-1 und 42-2 am
Ausgang des zweiten Signalspeichers 42-2 ein insgesamt
um eine ganze Taktperiode T des Taktsignals CLK verzögerte Version
des Ausgangssignals Vout bereitgestellt wird. Dieses Ausgangssignal des
zweiten Signalspeichers 42-2 wird dem Eingang eines Digital-Analog-Wandlers
DAC3 zugeführt,
der (wie der Digital-Analog-Wandler DAC2) ein voll-differentielles
Stromsignal liefert, welches wie das Ausgangssignal des Digital-Analog-Wandlers
DAC2 in den Bereich des Integrators 22-3 eingespeist wird.
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Die
beiden Signalspeicher 42-1, 42-2 und die beiden
Digital-Analog-Wandler DAC2, DAC3 bilden zusammenfassend einen Funktionsblock
der Rückkopplungsanordnung 40 zur
Erzeugung eines dem differenzierten Ausgangssignal Vout des Quantisierers 30 entsprechenden
Rückkoppelsignals.
Die Erzeugung dieses differenzierten Signals beruht hierbei auf
der analogen Subtraktion von zwei Signalen, die ausgehend von dem
digitalen Ausgangssignal durch Vorsehen von verschiedenen Verzögerungen
und jeweils einer Digital-Analog-Wandlung bereitgestellt werden.
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Für jeden
der Operationsverstärker OPAMP1,
OPAMP2 und OPAMP3 sollte eine Verstärkungscharakteristik (frequenzabhängige Verstärkung) realisiert
sein, welche die gewünschte
Funktion der damit jeweils gebildeten Integratorstufe 22-1, 22-2 bzw. 22-3 gewährleistet.
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2 veranschaulicht
beispielhaft Verstärkungscharakteristiken
einerseits für
einen herkömmlichen
Operationsverstärker
(gestrichelte Linien) und andererseits für einen für die Verwendung bei dem erfindungsgemäßen Wandler 10 modifizierten
Operationsverstärker
(durchgezogene Linien).
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Die
nachfolgend beschriebene Besonderheit der Verstärkungscharakteristik ist für wenigstens
einen der Operationsverstärker
des Wandlers 10 vorgesehen, bevorzugt jedoch für mehrere,
insbesondere alle Operationsverstärker, welche bei dem Wandler 10 zur
Bildung von Integratorstufen eingesetzt werden.
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In 2 oben
ist die logarithmierte Verstärkung
A gegen die logarithmierte Frequenz f aufgetragen. In 2 unten
ist der Verlauf der Phase des Ausgangssignals des betreffenden Operationsverstärkers dargestellt.
SB bezeichnet das Signalband des betreffenden Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandlers.
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Wie
aus 2 ersichtlich, ergibt sich für einen herkömmlichen
Operationsverstärker
(gestrichelte Linien) ein annähernd
linearer Verlauf der Verstärkung,
die mit steigender Frequenz absinkt und bis zur Transitfrequenz
des Operationsverstärkers
nutzbar ist, die im dargestellten Beispiel bei etwa 2 GHz liegt.
Die Phase P des Ausgangssignals des Operationsverstärkers ist über den
nutzbaren Frequenzbereich im Wesentlichen konstant und liegt bei
etwa –90°.
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Es
sei angenommen, dass die Transitfrequenz der damit gebildeten Integratorstufe
bei etwa 300 MHz liegt, also bei einer Frequenz, die wesentlich
niedriger als die Transitfrequenz des Operationsverstärkers ist,
so dass eine einwandfreie Funktion der Integratorstufe gewährleistet
ist.
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Die
Verstärkercharakteristik
des herkömmlichen
Operationsverstärkers
ist durch eine "Verstärkungscharakteristik
erster Ordnung" O1
vorgegeben, welche durch deren Transitfrequenz und deren Steigung
charakterisiert ist.
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Die
Grundidee der Erfindung besteht darin, bei dem zur Bildung der Integratorstufe
verwendeten Operationsverstärker
eine Verstärkungscharakteristik
vorzusehen, bei welcher einerseits eine hohe Transitfrequenz gegeben
ist und andererseits für
den sich zu niedrigeren Frequenzen hin anschließenden Frequenzbereich eine
vergleichsweise große
Verstärkung
erzielt wird. Ein bei der Erfindung sich ergebender Verlauf der
Verstärkungscharakteristik
ist in 2 beispielhaft dargestellt (durchgezogene Linien)
und besitzt Abschnitte mit unterschiedlichen Steigungen, die in
der Figur mit O1, O2 und O3 bezeichnet sind.
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Diese
besondere Charakteristik wird schaltungstechnisch dadurch erzielt,
dass der betreffende Operationsverstärker mehrere (hier: drei) Verstärkerpfade
besitzt, die unterschiedliche Transitfrequenzen besitzen und zur
Erzielung der in 2 dargestellten Charakteristik
zusammenwirken.
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3 zeigt
eine solche schaltungstechnische Realisierung eines Operationsverstärkers OPAMP
in voll-differenzieller Ausführung
mit Eingangsanschlüssen
inp, inn und Ausgangsanschlüssen
outp, outn. Im linken Teil des Schaltbilds ist eine aus Transkonduktanzstufen
gm1 bis gm5 gebildete Eingangsstufe zu erkennen, welche eine im
rechten Teil der Figur dargestellte Ausgangsstufe treibt.
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Der
Operationsverstärker
OPAMP, dessen Struktur wie oben bereits erwähnt für jeden der in 1 dargestellten
Operationsverstärker
OPAMP1, OPAMP2, OPAMP3 einsetzbar ist, weist einen ersten durch
die Transkonduktanzstufe gm3 gebildeten Verstärkerpfad mit einer bestimmten
Transitfrequenz auf, nachfolgend als "erste Transitfrequenz" bezeichnet. Dieser
Verstärkerpfad
dominiert die in 2 dargestellte Verstärkungscharakteristik
im Bereich O1.
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Der
Operationsverstärker
OPAMP weist parallel dazu ferner einen zweiten Verstärkerpfad
auf, der durch eine Hintereinanderschaltung der Transkonduktanzstufen
gm2 und gm5 gebildet ist und insgesamt eine Transitfrequenz aufweist,
die nachfolgend als "zweite
Transitfrequenz" bezeichnet
wird und wesentlich kleiner als die erste Transitfrequenz ist. Im
dargestellten Beispiel ist die Transitfrequenz der Transkonduktanzstufe
gm5 etwa so groß wie
die erste Transitfrequenz. Die Transitfrequenz der Kombination aus
gm2 und gm5 wird jedoch maßgeblich bestimmt
durch die demgegenüber
wesentlich kleinere Transitfrequenz der Transkonduktanzstufe gm2.
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Der
zweite Verstärkerpfad
gm2, gm3 dominiert die in 1 dargestellte
Charakteristik im Bereich O2.
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Schließlich weist
der Operationsverstärker OPAMP
im dargestellten Beispiel noch einen dritten Verstärkerpfad
auf, der durch die Hintereinanderschaltung der Transkonduktanzstufen
gm1, gm4 und gm5 gebildet ist und eine noch weiter verringerte Transitfrequenz
besitzt, nachfolgend auch als "dritte Transitfrequenz" bezeichnet. Die
Transkonduktanzstufe gm4 besitzt zwar etwa die gleiche Transitfrequenz
wie die Transkonduktanzstufe gm2, die Transitfrequenz der vorgeschalteten
Transkonduktanzstufe gm1 ist demgegenüber jedoch wesentlich kleiner.
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Der
dritte Verstärkerpfad
gm1, gm4, gm5 dominiert die in 1 dargestellte
Charakteristik im Bereich O3.
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Eine
vorteilhafte, jedoch nicht zwingende Besonderheit der in 3 dargestellten
Struktur besteht darin, dass die Transkonduktanzstufe gm5 sowohl
eine Komponente des zweiten Verstärkerpfads als auch eine Komponente
des dritten Verstärkerpfads
bildet.
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4 zeigt
ein detaillierteres Schaltbild eines Operationsverstärkers OPAMP' gemäß einer weiteren
Ausführungsform,
bei welcher eine an sich bekannte schaltungstechnische Realisierung
der Transkonduktanzstufen durch Transistorpaare verdeutlicht ist
und abweichend von der Ausführung
gemäß 3 eine
Transkonduktanzstufe gm3 auf beide Ausgabepfade der im rechten Teil
von 4 dargestellten Ausgangsstufe einwirkt. Ansonsten
entspricht die Struktur und die Funktion des Operationsverstärkers OPAMP' dem bereits mit
Bezug auf 3 beschriebenen Operationsverstärker.
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Wenngleich
die bei der Erfindung vorgesehene Struktur des Operationsverstärkers als
solche bekannt ist, beispielweise als "multi-stage"- oder "multi-path"-Struktur, so liefert die Verwendung
dieser Struktur im Rahmen der Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandlung
eine gravierende Verbesserung der Leistungseigenschaften des betreffenden
Wandlers. Das besondere Integratordesign gestattet es, das erforderliche
Verstärkung-Bandbreite-Produkt für den Operationsverstärker zu
verringern oder bei einem vorgegebenen Verstärkung-Bandbreite-Produkt Integratoren
mit größerer Bandbreite
und geringerer Phasenverschiebung zu realisieren. Insbesondere können Operationsverstärker mit
wenigstens etwa doppelt so großer
Transitfrequenz, insbesondere um einen Faktor von 5 größeren Transitfrequenz,
bezogen auf die Integratorbandbreite, realisiert werden. Der Betrag
der Phasenverschiebung kann nahe 90° gehalten werden. Die gemäß der Erfindung
vorgesehene besondere Kombination von Verstärkerpfaden bietet eine wesentlich
größere Verstärkung im
Bereich der Integratorbandbreite als dies bei herkömmlichen
Schaltungsanordnungen der Fall war.