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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Halbleiterschaltung
und betrifft insbesondere eine exakte Komparatorschaltung, bei der eine
Verschlechterung der Genauigkeit eines Spannungsvergleichs verhindert
ist.
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Beschreibung des einschlägigen
Standes der Technik
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In
den letzten Jahren werden zunehmend analog/digital gemischte integrierte
Schaltungen verwendet, die analoge Schaltungen integriert in digitalen
integrierten Schaltungen in CMOS-Ausführung (komplementärer
Metalloxidhalbleiter) aufweisen, und Analog-Digital-Umsetzerschaltungen (ADU-Schaltungen),
die als Schnittstelle für die Verbindung zwischen den analogen
und digitalen Schaltungen dienen, haben an Bedeutung gewonnen. Die ADU-Schaltungen
lassen sich in verschiedene Typen klassifizieren, wie zum Beispiel
den Typ mit sukzessiver Approximation, den Pipeline-Typ, den Flash-Typ, den
Sigma-Delta-Typ (ΣΔ-Typ) sowie den Typ mit dualer
Integration.
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Bei
jedem dieser Typen ist ein Spannungsvergleichsvorgang erforderlich,
und eine Komparatorschaltung ist von essentieller Bedeutung. Es
gibt eine Tendenz zum Erhöhen der Auflösung der ADU-Schaltung,
die in eine analog/digital gemischte integrierte CMOS-Schaltung,
wie zum Beispiel einen Sensor, integriert ist. Dies verstärkt
die Notwendigkeit zum Verwenden einer Komparatorschaltung, die eine
hohe Spannungsvergleichsgenauigkeit besitzt.
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Beispielsweise
haben die
japanischen Patentanmeldungs-Offenlegungsschriften
Nr. 2001-189633 (Patentdokument 1) und
11-150454 (Patentdokument 2) sowie
die nationale PCT-Veröffentlichung Nr. 09-512684 (Patentdokument
3) Komparatorschaltungen offenbart, die bei Analog-Digital-Umsetzerschaltungen
und dergleichen verwendet werden.
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Bei
der in dem Patentdokument 1 offenbarten Komparatorschaltung handelt
es sich um einen OOS-Typ (Output Offset Storage bzw. Schaltung mit Offset-Speicherung
am Ausgang). Die Komparatorschaltung vom OOS-Typ beinhaltet eine
Verstärkerschaltung, eine Latch-Schaltung und einen Kondensator.
Diese Komparatorschaltung vom OOS-Typ führt einen Korrekturvorgang
an einer Offset-Spannung der Verstärkerschaltung aus, bevor
ein Spannungsvergleichsvorgang stattfindet. Insbesondere akkumulieren
zwei Kondensatoren, die mit jeweiligen Differenz-Ausgängen
der Verstärkerschaltung verbunden sind, Ladungen, die einem
Wert entsprechen, den man durch Multiplizieren der Offset-Spannung
der Verstärkerschaltung mit einer Verstärkung der
Verstärkerschaltung erhält.
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Bei
dem Spannungsvergleichsvorgang werden zwei zu vergleichende Eingangsspannungen
an die Verstärkerschaltung angelegt. Die Verstärkerschaltung
verstärkt die beiden Eingangsspannungen und gibt diese
aus. Bei diesem Vorgang heben die beiden Kondensatoren die Offset-Spannung
in den Ausgangsspannungen der Verstärkerschaltung auf, und
es lassen sich die Spannungen erhalten, die die Offset-Spannung
nicht beinhalten. Die Ausgangsspannung der Verstärkerschaltung
wird der Latch-Schaltung zugeführt, die diese in einen
logischen Pegel mit dem Niveau H oder dem Niveau L umwandelt und
diese als Resultat des Vergleichsvorgangs ausgibt.
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Bei
der in dem Patentdokument 1 offenbarten Komparatorschaltung entsteht
kein Problem, wenn die Komparatorschaltung die Vergleichszielspannungen
mit einer geringen Spannungsdifferenz erhält. Wenn jedoch
die Komparatorschaltung die Vergleichszielspannungen mit einer großen
Spannungsdifferenz erhält, werden die von den beiden Kondensatoren
gehaltenen Spannungen niedriger, und die Genauigkeit der Offset-Spannungskorrektur wird
beeinträchtigt.
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KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht in der Schaffung einer
integrierten Halbleiterschaltung, bei der sich eine Beeinträchtigung
der Genauigkeit bei einer Offset-Spannungskorrektur verhindern läßt
und sich somit die Genauigkeit eines Spannungsvergleichsvorgangs
verbessern läßt.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung weist eine integrierte Halbleiterschaltung
folgendes auf:
eine erste Differenzverstärkerschaltung
mit einem ersten Eingangsanschluß, an dem eine erste Eingangsspannung
zugeführt wird, mit einem zweiten Eingangsanschluß,
an dem eine zweite Eingangsspannung zugeführt wird, sowie
mit einem ersten Ausgangsanschluß und einem zweiten Ausgangsanschluß;
einen
ersten Kondensator, der einen mit dem ersten Ausgangsanschluß der
ersten Differenzverstärkerschaltung gekoppelten ersten
Anschluß sowie einen zweiten Anschluß aufweist;
einen
zweiten Kondensator, der einen mit dem zweiten Ausgangsanschluß der
ersten Differenzverstärkerschaltung gekoppelten ersten
Anschluß sowie einen zweiten Anschluß aufweist;
einen
ersten Schalter, der einen mit dem zweiten Anschluß des
ersten Kondensators gekoppelten ersten Anschluß sowie einen
mit einer vorbestimmten Spannung beaufschlagten zweiten Anschluß aufweist
und der einen Verbindungszustand und einen Trennungszustand des
ersten und des zweiten Anschlusses des ersten Schalters auswählt;
einen
zweiten Schalter, der einen mit dem zweiten Anschluß des
zweiten Kondensators gekoppelten ersten Anschluß sowie
einen mit einer vorbestimmten Spannung beaufschlagten zweiten Anschluß aufweist
und der einen Verbindungszustand und einen Trennungszustand des
ersten und des zweiten Anschlusses des zweiten Schalters auswählt;
einen
dritten Kondensator, der einen mit dem zweiten Anschluß des
ersten Kondensators gekoppelten ersten Anschluß und einen
mit dem zweiten Anschluß des zweiten Kondensators gekoppelten
zweiten Anschluß aufweist; und
eine Latch-Schaltung,
die die von dem ersten Ausganganschluß der ersten Differenzverstärkerschaltung über
den ersten Kondensator empfangene Spannung und eine von dem zweiten
Ausgangsanschluß der ersten Differenzverstärkerschaltung über den
zweiten Kondensator empfangene Spannung miteinander vergleicht und
ein digitales Signal liefert, das ein Ergebnis des Vergleichs zwischen
der ersten und der zweiten Eingangsspannung darstellt.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung weist eine integrierte Halbleiterschaltung
folgendes auf:
einen ersten Kondensator, der einen mit einer
ersten Eingangsspannung beaufschlagten ersten Anschluß sowie
einen zweiten Anschluß aufweist;
einen zweiten Kondensator,
der einen mit einer zweiten Eingangsspannung beaufschlagten ersten
Anschluß sowie einen zweiten Anschluß aufweist;
eine
Differenzverstärkerschaltung, die einen mit dem zweiten
Anschluß des ersten Kondensators gekoppelten ersten Anschluß,
einen mit dem zweiten Anschluß des zweiten Kondensators
gekoppelten zweiten Eingangsanschluß, einen ersten Ausgangsanschluß sowie
einen zweiten Ausgangsanschluß aufweist;
einen ersten
Schalter, der einen mit dem zweiten Anschluß des ersten
Kondensators gekoppelten ersten Anschluß sowie einen mit
dem ersten Ausgangsanschluß der Differenzverstärkerschaltung
gekoppelten zweiten Anschluß aufweist und der einen Verbindungszustand
und einen Trennungszustand des ersten und des zweiten Anschlusses
des ersten Schalters auswählt;
einen zweiten Schalter,
der einen mit dem zweiten Anschluß des zweiten Kondensators
gekoppelten ersten Anschluß und einen mit dem zweiten Ausgangsanschluß der
Differenzverstärkerschaltung gekoppelten zweiten Anschluß aufweist
und der einen Verbindungszustand und einen Trennungszustand des
ersten und des zweiten Anschlusses des zweiten Schalters auswählt;
einen
dritten Kondensator, der einen mit dem ersten Eingangsanschluß der
Differenzverstärkerschaltung gekoppelten ersten Anschluß und
einen mit dem zweiten Eingangsanschluß der Differenzverstärkerschaltung
gekoppelten zweiten Anschluß aufweist; und
eine Latch-Schaltung,
die eine von dem ersten Ausgangsanschluß der Differenzverstärkerschaltung empfangene
Spannung sowie eine von dem zweiten Ausgangsanschluß der
Differenzverstärkerschaltung empfangene Spannung miteinander
vergleicht und ein digitales Signal liefert, das ein Resultat des
Vergleichs zwischen der ersten und der zweiten Eingangsspannung
darstellt.
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Die
Erfindung kann eine Beeinträchtigung der Genauigkeit eines
Offset-Spannungskorrekturvorgangs verhindern und somit die Genauigkeit
bei einem Spannungsvergleich verbessern.
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Die
vorstehenden und weitere Ziele, Merkmale, Aspekte und Vorteile der
vorliegenden Erfindung werden im folgenden anhand der ausführlichen Beschreibung
der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit den Begleitzeichnungen
noch deutlicher.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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In
den Zeichnungen zeigen:
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1 die
Ausbildung einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
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2 die
Ausbildung einer Verstärkerschaltung A1 bei der integrierten
Halbleiterschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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3 die
Ausbildung einer Latch-Schaltung U1 bei der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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4 die
Darstellung eines Korrekturvorgangs für eine Offset-Spannung
der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
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5 einen
Spannungsvergleichsvorgang bei der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung;
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6 eine
Wellenform-Darstellung zur Erläuterung der Arbeitsweise
der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
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7 die
Ausbildung einer ADU-Schaltung, die bei der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung vorgesehen ist;
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8 eine
Wellenform-Darstellung einer Ausgangsspannung einer DAU-Schaltung 51 in
einer ADU-Schaltung 201;
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9 eine
Darstellung der Arbeitsweise eines Kondensators CZ1 bei der integrierten
Halbleiterschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der
Erfindung;
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10 eine
Darstellung von Eingangskapazitäten um den Kondensator
CZ1 herum bei der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
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11 ein
Wellenform-Diagramm zur Erläuterung eines Resultats, das
man erhält, indem mittels eines Schaltungssimulators ein
Spannungsvergleichsvorgang einer integrierten Halbleiterschaltung simuliert
wird, die unter Entfernen des Kondensators CZ1 aus der integrierten
Halbleiterschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung präpariert worden ist;
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12 ein
Wellenform-Diagramm zur Erläuterung eines Resultats, das
man erhält, indem mittels eines Schaltungssimulators ein
Spannungsvergleichsvorgang der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung simuliert wird;
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13 eine
graphische Darstellung zur Erläuterung der Relation zwischen
einem Kapazitätswert des Kondensators CZ1 und einer Offset-Spannung
einer Verstärkerschaltung A1;
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14 die
Ausbildung einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
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15 ein
Wellenform-Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der
integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem zweiten
Ausführungsbeispiel der Erfindung;
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16 die
Ausbildung einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
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17 die
Ausbildung einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem
vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung; und
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18 ein
Wellenform-Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der
integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem vierten
Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert.
In den Zeichnungen sind gleiche oder entsprechende Teile mit den
gleichen Bezugszeichen bezeichnet, wobei auf eine Wiederholung der
Beschreibung von diesen verzichtet wird.
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Erstes Ausführungsbeispiel
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Ausbildung und grundlegende Arbeitsweise
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1 zeigt
die Ausbildung einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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Wie
unter Bezugnahme auf 1 ersichtlich, handelt es sich
bei der integrierten Halbleiterschaltung 101 um eine Komparatorschaltung
vom OOS-Typ, und sie beinhaltet eine Verstärkerschaltung
(Differenzverstärkerschaltung) A1, Kondensatoren (einen
ersten, zweiten und dritten Kondensator) C1P, C1N und CZ1, Schalter
S0P und S1P, einen Schalter (erster Schalter) S2P, Schalter S0N
und S1N, einen Schalter (zweiter Schalter) S2N sowie eine Latch-Schaltung
U1. Jeder der Schalter S0P bis S2P sowie S0N bis S2N kann zum Beispiel
durch einen N-Kanal-MOS-Transistor, einen P-Kanal-MOS-Transistor
oder einen komplementären Schalter implementiert sein,
der aus einer Kombination von N- und P-Kanal-MOS-Transistoren gebildet ist.
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Der
Schalter S0P hat einen ersten Anschluß, an dem eine Eingangsspannung
Vip zugeführt wird, sowie einen zweiten Anschluß,
der mit einem Plusphasen-Eingangsanschluß (erster Eingangsanschluß)
der Verstärkerschaltung A1 sowie mit einem ersten Anschluß des
Schalters S1P verbunden ist.
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Der
Schalter S0N besitzt einen ersten Anschluß, an dem eine
Eingangsspannung Vin zugeführt wird, sowie einen zweiten
Anschluß, der mit einem Umkehrphasen- bzw. Minusphasen-Eingangsanschluß (zweiter
Eingangsanschluß) der Verstärkerschaltung A1 sowie
mit einem ersten Anschluß des Schalters S1N verbunden ist.
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Der
Kondensator C1P weist einen ersten Anschluß, der mit einem
Plusphasen-Ausgangsanschluß (erster Ausgangsanschluß)
der Verstärkerschaltung A1 verbunden ist, sowie einen zweiten
Anschluß auf, der mit einem ersten Anschluß des
Kondensators CZ1, dem ersten Anschluß des Schalters S2P
sowie mit einem Plusphasen-Eingangsanschluß der Latch-Schaltung
U1 verbunden ist.
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Der
Kondensator C1N besitzt einen ersten Anschluß, der mit
einem Minusphasen-Ausgangsanschluß (zweiter Ausgangsanschluß)
der Verstärkerschaltung A1 verbunden ist, sowie einen zweiten
Anschluß, der mit einem zweiten Anschluß des Kondensators
CZ1, einem ersten Anschluß des Schalters S2N sowie mit
einem Minusphasen-Eingangsanschluß der Latch-Schaltung
U1 verbunden ist.
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An
den zweiten Anschlüssen der Schalter S1P, S2P, S1N und
S2N wird eine Spannung zugeführt, die gleich der Hälfte
einer feststehenden Spannung VDD ist.
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Die
Schalter S0P und S0N werden auf der Basis einer Steuerschaltung
VOC0 eingeschaltet/ausgeschaltet und sorgen somit für ein
selektives Trennen und Verbinden der ersten und der zweiten Anschlüsse.
Die Schalter S1P und S1N werden auf der Basis einer Steuerspannung
VOC0B eingeschaltet/ausgeschaltet. Die Schalter S2P und S2N werden auf
der Basis einer Steuerspannung VOC1 eingeschaltet/ausgeschaltet.
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In
der nachfolgenden Beschreibung werden die Schalter S0P bis S2P und
S0N bis S2N eingeschaltet, wenn sich die Steuerspannung auf einem hohen
Logik-Pegel befindet (der im folgenden auch als "H-Pegel" bezeichnet
wird) und ausgeschaltet, wenn sich die Steuerspannung auf einem
niedrigen Logik-Pegel befindet (der im folgenden auch als "L-Pegel"
bezeichnet wird).
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Die
Verstärkerschaltung A1 verstärkt die über
den Schalter S0P empfangene Eingangsspannung Vip sowie die über
den Schalter S0N empfangene Eingangsspannung Vin und gibt diese
aus.
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Die
Latch-Schaltung U1 führt einen Vergleich zwischen einer
Spannung Vmp, die von dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A1 über den Kondensator C1P
zugeführt wird, sowie einer Spannung Vmn aus, die von dem
Minusphasen-Ausgangsanschluß der Verstärkerschaltung
A1 über den Kondensator C1N zugeführt wird, und
hält ein digitales Signal auf dem Pegel H oder L, wobei dies
ein Resultat des Vergleichs anzeigt, und gibt dieses in Form von
Ausgangsspannungen VOP und VON aus.
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2 veranschaulicht
die Ausbildung einer Verstärkerschaltung A1 bei der integrierten
Halbleiterschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der
Erfindung.
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Wie
unter Bezugnahme auf 2 ersichtlich, weist die Verstärkerschaltung
A1 eine zweistufige Konstruktion auf und beinhaltet eine Vorspannungsschaltung 11,
eine Differenz-Eingangsschaltung 12 und eine Lastschaltung 13,
die eine erste Stufe bilden, sowie ferner eine Ausgangspufferschaltung 14,
die eine zweite Stufe bildet. Die Vorspannungsschaltung 11 beinhaltet
eine Stromzufuhr Ib sowie P-Kanal-MOS-Transistoren MPC1 und MPC2, die
eine Stromspiegelschaltung bilden. Die Differenz-Eingangsschaltung 12 beinhaltet
P-Kanal-MOS-Transistoren MP1 und MP2. Die Lastschaltung 13 beinhaltet
N-Kanal-MOS-Transistoren MN1 bis MN4. Die Ausgangspufferschaltung 14 beinhaltet P-Kanal-MOS-Transistoren
MPC3 und MPC4 sowie N-Kanal-MOS-Transistoren MM5 und MM6.
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Ein
Gateanschluß des P-Kanal-MOS-Transistors MP1 entspricht
dem Plusphasen-Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung
A1. Ein Gateanschluß des P-Kanal-MOS-Transistors MP2 entspricht dem
Minusphasen-Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung
A1. Ein Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Transistors MPC3
entspricht dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der Verstärkerschaltung
A1. Ein Drainanschluß des P-Kanal-MOS-Transistors MPC4
entspricht dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der Verstärkerschaltung
A1.
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Bei
der Verstärkerschaltung A1 hat jeder MOS-Transistor eine
Gate-Länge und eine Gate-Breite, die derart eingestellt
sind, daß die Verstärkerschaltung A1 eine Verstärkung
mit einem Faktor von etwa 10 aufweisen kann.
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In
der Differenz-Eingangsschaltung 12 und der Lastschaltung 13 der
Verstärkerschaltung A1 kann die Symmetrie der Schaltungen
auf der Plusphasenseite und der Minusphasenseite aufgrund von verschiedenartigen
Schwankungen bei dem CMOS-Prozeß verloren gehen. Dies führt
in äquivalenter Weise zu einem Zustand, in dem eine Spannungsversorgung
zu einem der Plusphasen- und der Minusphasen-Eingangsanschlüsse
der Verstärkerschaltung A1 hinzugefügt ist. Der
Spannungswert der auf diese Weise hinzugefügten Spannungsversorgung
entspricht einer Offset-Spannung der Verstärkerschaltung
A1.
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3 veranschaulicht
die Ausbildung der Latch-Schaltung U1 bei der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der
Erfindung.
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Wie
unter Bezugnahme auf 3 ersichtlich, beinhaltet die
Latch-Schaltung U1 einen Latch-Schaltungskörper 21,
eine Pufferschaltung 22 und eine Rücksetz/Setz-Flipflopschaltung
(RS-Flipflopschaltung) 23. Der Latch-Schaltungskörper 21 beinhaltet
P-Kanal-MOS-Transistoren MP11 bis MP14 sowie N-Kanal-MOS-Transistoren
MN11 bis MN18. Die Pufferschaltung 22 beinhaltet Inverterschaltungen
G1 bis G4. Die Rücksetz/Setz-Flipflopschaltung 23 beinhaltet
NAND-Schaltungen G5 und G6.
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Ein
Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Transistors ML11 entspricht
dem Plusphasen-Eingangsanschluß der Latch-Schaltung U1.
Ein Gateanschluß des N-Kanal-MOS-Transistors MN12 entspricht
dem Minusphasen-Eingangsanschluß der Latch-Schaltung U1.
Die Gateanschlüsse der N-Kanal-MOS-Transistoren MN11 und
MN12 werden somit mit Spannungen Vmp bzw. Vmn beaufschlagt.
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Die
P-Kanal-MOS-Transistoren MP11 und MP12 sowie die N-Kanal-MOS-Transistoren
MN15 und MN16 beginnen den Latch-Vorgang auf der Basis einer Steuerspannung
VLATCH.
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Die
P-Kanal-MOS-Transistoren MP13 und MP14 sowie die N-Kanal-MOS-Transistoren
ML13 und ML14 bilden eine Mitkopplungsschaltung zum raschen Bestimmen
der Ausgangsspannungen des Latch-Schaltungskörpers 21.
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Die
N-Kanal-MOS-Transistoren MN17 und MN18 halten die Ausgangsspannungen
des Latch-Schaltungskörpers 21 auf konstanten
Niveaus, wenn die Latch-Schaltung U1 den Latch-Vorgang nicht ausführt.
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Die
Rücksetz/Setz-Flipflopschaltung 23 hält die über
die Pufferschaltung 22 empfangenen Ausgangsschaltungen
des Latch-Schaltungskörpers 21 und gibt diese
als Spannungen VOP und VON nach außen aus.
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In
der Latch-Schaltung U1 erreichen die Spannungen VOP und VON den
H- und den L-Pegel, wenn die Spannung Vmp größer
ist als die Spannung Vmn, und die Span nungen VOP und VON erreichen den
L- bzw. den H-Pegel, wenn die Spannung Vmp kleiner ist als die Spannung
Vmn.
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Arbeitsweise
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4 veranschaulicht
einen Korrekturvorgang für die Offset-Spannung der integrierten
Halbleiterschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung. 5 veranschaulicht einen Spannungsvergleichsvorgang
bei der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. In der nachfolgenden
Beschreibung stellen VINP und VINN die Eingangsspannungen auf der
Plusphasenseite bzw. der Minusphasenseite der Verstärkerschaltung
A1 dar, VOUTP und VOUTN stellen die Ausgangsspannungen auf der Plusphasenseite
bzw. der Minusphasenseite der Verstärkerschaltung A1 dar,
VOS stellt eine Offset-Spannung der Verstärkerschaltung
A1 dar, und A stellt die Verstärkung der Verstärkerschaltung A1
dar.
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Die
Verstärkerschaltung A1 führt den Verstärkungsvorgang
aus, um eine Beziehung (VOUTP – VOUTN = A × (VINP – VINN))
zu erfüllen. Aus Gründen der Vereinfachung sei
angenommen, daß die Verstärkerschaltung A1 einen
Differenz-Vorgang ausführt und daß die Ausgangssignale
der Verstärkerschaltung A1 selbst dann ausbalanciert bzw.
symmetrisch sind, wenn die Eingangssignale der Verstärkerschaltung
A1 nicht symmetrisch sind.
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Wie
unter Bezugnahme auf 4 ersichtlich, wird bei dem
Korrekturvorgang eine Spannung von 2,5 V an die Differenz-Eingänge
und die Differenz-Ausgänge der Verstärkerschaltung
A1 angelegt. Somit sind die Spannungen VOUTN, VOUTP, VINP und VINN
auf 2,5 V gesetzt. Dadurch speichern die Kondensatoren C1P und C1N
Ladungen, die (A × VOS/2) bzw. (–A × VOS/2)
entsprechen. Somit halten die Kondensatoren C1P und C1N die Spannung,
die man durch Multiplizieren der Offset-Spannung VOS mit der Verstärkung
A erhält.
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Wenn
unter Bezugnahme auf 5 Spannungen von 2,5 V + V1
(wobei V1 ein beliebiger Spannungswert ist) bzw. 2,5 V an die Differenz-Eingänge
der Verstärkerschaltung A1 angelegt werden, gibt die Verstärkerschaltung
A1 an ihren Differenz-Ausgängen jeweils Spannungen von
(2,5 V + A × (VOS + V1)/2) bzw. (2,5 V – A × (VOS
+ V1)/2) aus. Bei dem Korrekturvorgang und dem Spannungs vergleichsvorgang
kommt es zu keiner Änderung in der Spannung zwischen den
Anschlüssen des Kondensators C1P sowie bei der Spannung
zwischen den Anschlüssen C1N, so daß VOUT gleich
(2,5 V + A × V1/2) wird und VOUTN gleich (2,5 V – A × V1/2)
wird.
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6 zeigt
ein Wellenform-Diagramm zur Erläuterung einer Arbeitsweise
der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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In
einer Periode a wird der bereits beschriebene Korrekturvorgang für
die Offset-Spannung ausgeführt. Insbesondere erreichen
die Steuerspannungen VOC0, VOC0B und VOC1 die Pegel L, H bzw. H. Dadurch
werden die Schalter S0P und S0N ausgeschaltet, die Schalter S1P
und S1N werden eingeschaltet, und die Schalter S2P und S2N werden
eingeschaltet, so daß eine Spannung VDD/2 an die Differenz-Eingänge
und die Differenz-Ausgänge der Verstärkerschaltung
A1 angelegt wird. Die Kondensatoren C1P und C1N speichern somit
Ladungen, die der Spannung entsprechen, die man durch Multiplizieren
der Offset-Spannung der Verstärkerschaltung A1 mit der
Verstärkung der Verstärkerschaltung A1 erhält.
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In
einer Periode b erreichen die Steuerspannungen VOC0, VOC0B und VOC1
den Pegel L, L bzw. H. Dadurch schalten die Schalter S1P und S1N von
dem Ein-Zustand in den Aus-Zustand. Somit sind die Schalter S0P
und S0N aus, die Schalter S1P und S1N, aus sowie die Schalter S2P
und S2N ein. Auf diese Weise ist die von den Kondensatoren C1P und C1N
gehaltene Offset-Spannung der Verstärkerschaltung A1 fixiert.
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In
einer Periode c erreichen alle Steuerspannungen VOC0, VOC0B und
VOC1 den Pegel L. Dadurch schalten die Schalter S2P und S20 von
dem Ein-Zustand in den Aus-Zustand. Somit sind die Schalter S0P
und S0N ausgeschaltet, die Schalter S1P und S1N sind ausgeschaltet,
und die Schalter S2P und S2N sind ausgeschaltet.
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In
einer Periode d erreichen die Steuerspannungen VOC0, VOC0B und VOC1
den Pegel H, L bzw. L. Dadurch schalten die Schalter S0P und S0N von
dem Aus-Zustand in den Ein-Zustand. Somit sind die Schalter S0P
und S0N eingeschaltet, die Schalter S1P und S1N sind ausgeschaltet
und die Schalter S2P und S2N sind ausgeschaltet. Auf diese Weise kann
die integrierte Halbleiterschaltung 101 den Spannungsvergleichsvorgang
an den Eingangsspannungen Vip und Vin ausführen.
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Die
integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem ersten
Ausführungsbeispiel der Erfindung kann somit die Offset-Spannung
in den Ausgangsspannungen der Verstärkerschaltung A1 eliminieren.
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7 zeigt
eine Konstruktion einer ADU-Schaltung, die bei der integrierten
Halbleiterschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der
Erfindung vorgesehen ist.
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Wie
unter Bezugnahme auf 7 ersichtlich, handelt es sich
bei der ADU-Schaltung 201 um eine ADU-Schaltung des Typs
mit sukzessiver Approximation. Sie beinhaltet eine integrierte Halbleiterschaltung 101,
eine DAU-Schaltung (Digital-Analog-Umsetzerschaltung) 51 sowie
eine Registerschaltung 52 mit sukzessiver Approximation.
VAIN bezeichnet eine analoge Eingangsspannung der ADU-Schaltung 201,
VREF bezeichnet eine Referenzspannung der integrierten Halbleiterschaltung 101 und
der DAU-Schaltung 51, und VDAC_OUT bezeichnet eine Ausgangsspannung
der DAU-Schaltung 51. Die ADU-Schaltung 201 ist
zum Beispiel in einer einzelnen integrierten Halbleiterschaltung
enthalten.
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8 zeigt
ein Wellenform-Diagramm einer Ausgangsspannung der DAU-Schaltung 51 in
der ADU-Schaltung 201.
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Die
Arbeitsweise der ADU-Schaltung 201 kann in drei Vorgänge
unterteilt werden, d. h. einen Initialisierungsvorgang (Periode
a), einen Vorgang des Abtastens der analogen Eingangsspannung (Periode
b) sowie einen Spannungsvergleichsvorgang (Periode c und nachfolgende
Perioden).
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Wie
unter Bezugnahme auf 8 ersichtlich, wird die Registerschaltung 51 mit
sukzessiver Approximation in der Periode a zurückgesetzt,
und sämtliche (n-1) Datenbits, die von der Registerschaltung 52 mit
sukzessiver Approximation bereitgestellt werden, werden Null. Dadurch
gibt die DAU-Schaltung 51 die Referenzspannung VREF als
ihre Ausgangsspannung VDAC_OUT aus. Bei diesem Vorgang führt
die integrierte Halbleiterschaltung 101 den Korrekturvorgang
für die vorstehend geschilderte Offset-Spannung aus, und
sie hebt die Offset-Spannung in der Ausgangsspannung auf.
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In
der Periode b wird der DAU-Schaltung 51 extern eine analoge
Spannung VAIN zugeführt, und die Ausgangsspannung VDAC_OUT
der DAU-Schaltung wird gleich (VREF – VAIN).
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In
der Periode c wird ein erster Vergleichsvorgang ausgeführt,
indem das höchstwertige Bit der DAU-Schaltung 51 auf
einen Ausgangswert von 1 gesetzt werden und Bits von (bn – 2)
bis (b0) auf 0 gesetzt werden.
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Unter
der Annahme, daß b0 – (bn – 1) jeweils (n-1)
Bits der Daten darstellen, die die DAU-Schaltung 51 von
der Registerschaltung 52 mit sukzessiver Approximation
erhält, wird die Ausgangsspannung VDAC_OUT der DAU-Schaltung 51 durch
die nachfolgende Gleichung dargestellt.
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In
der Periode c ist das höchstwertige Bit (bn-1) gleich 1,
und die Bits (bn-2) – (b0) sind 0, so daß die
Ausgangsspannung VDAC_OUT der DAU-Schaltung 51 durch die
nachfolgende Gleichung dargestellt wird: VDAC_OUT
= VREF – VAIN + VREF/2
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Die
integrierte Halbleiterschaltung 110 vergleicht diese Ausgangsspannung
VDAC_OUT mit der Referenzspannung VREF und führt das Resultat des
Vergleichs der Registerschaltung 52 mit sukzessiver Approximation
zu.
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Wenn
die Ausgangsspannung VDAC_OUT geringer ist als die Referenzspannung
VREF, setzt die Registerschaltung 52 mit sukzessiver Approximation
das höchstwertige Bit (bn – 1) der Ausgangsdaten
auf 1 und führt dann den nächsten Vergleichsvorgang
aus. Wenn die Ausgangsspannung VDAC_OUT größer
ist als die Referenzspannung VREF, setzt die Registerschaltung 52 mit
sukzessiver Approximation das höchstwertige Bit (bn – 1)
der Ausgangsdaten auf 0 und führt den nächsten
Vergleichsvorgang aus. Da bei dem in 8 dargestellten
Vorgang die Ausgangsspannung VDAC_OUT größer ist
als die Referenzspannung VREF, setzt die Registerschaltung 52 mit
sukzessiver Approximation das höchstwertige Bit (bn – 1)
der Ausgangsdaten auf 0.
-
Die
Registerschaltung 52 mit sukzessiver Approximation führt ähnliche
Vergleichsvorgänge in sowie nach der Periode d aus, und
sie setzt oder bestimmt die Werte von allen der nachfolgenden Bits (bn – 2) – (b0)
der Ausgangsdaten. Insbesondere setzt die Registerschaltung 52 mit
sukzessiver Approximation das Bit (bn – 2) der Ausgangsdaten
in der Periode d auf 1 und setzt das Bit (bn – 3) der Ausgangsdaten
in einer Periode e auf 0. Der sukzessiver Vergleichsvorgang endet
somit in einem Zustand, in dem die Ausgangsspannung VDAC_OUT einen
maximalen Wert annimmt, der die Referenzspannung VREF nicht übersteigt.
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Das
Datenelement von (n – 1) Bits, das von der Registerschaltung 52 mit
sukzessiver Approximation ausgegeben wird, wenn das niederwertigste Bit
(b0) gesetzt ist, stellt einen Wert dar, den man durch Umwandeln
der analogen Spannung VAIN in einen digitalen Wert erhält.
-
Wie
unter erneuter Bezugnahme auf 5 ersichtlich,
wird dann, wenn eine Differenz zwischen den Spannungen VINP und
VINN, d. h. den Differenz-Eingangsspannungen der integrierten Halbleiterschaltung 101,
gering ist, der vorstehend geschilderte Offset-Spannungskorrekturvorgang
korrekt ausgeführt. Wenn jedoch eine große Differenz
zwischen den Spannungen VINP und VINN vorhanden ist, liefern die
Kondensatoren C1P und C1N Impulsströme (d. h. impulsartige
Ströme), die Flankenkomponenten der Ausgangsamplitude der
Verstärkerschaltung A1 entsprechen.
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Dieser
Impulsstrom fließt von dem Kondensator C1P zu einer parasitären
Kapazität des Schalters S2P, der sich während
des Spannungsvergleichsvorgangs im Aus-Zustand befindet, und fließt ferner
von einer parasitären Kapazität des Schalters S2N,
der sich während des Spannungsvergleichsvorgangs im Aus-Zustand
befindet, zu dem Kondensator C1N. Das Fließen des Impulsstroms
verringert die von den Kondensatoren C1P und C1N gehaltenen Offset-Spannungen,
und die Spannungen zum Korrigieren der Offset-Spannung der Verstärkerschaltung A1
gehen verloren.
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Unter
erneuter Bezugnahme auf 7 ist ein ähnliches
Phänomen auch bei der ADU-Schaltung 201 zu beobachten.
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Die
Periode, in der die von den Kondensatoren C1P und C1N gehaltenen
Offset-Spannungen geringer werden, stimmt in erster Linie mit der
Periode in 8 überein, d. h. der
Periode zum Abtasten der analogen Spannung VAIN.
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Wie
unter Bezugnahme auf 8 ersichtlich, ändert
sich die Ausgangsspannung VDAC_OUT der DAU-Schaltung 51 zum
Zeitpunkt des Übergangs von der Periode a in die Periode
b rasch von der Referenzspannung VREF auf (VREF – VAIN)
und ändert sich dann zum Zeitpunkt des Übergangs
von der Periode b in die Periode c rasch von (VREF – VAIN) in
(VREF – VAIN + VREF/2).
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Da
der Ausgang der DAU-Schaltung 51 mit dem Eingang der integrierten
Halbleiterschaltung 101 verbunden ist, wird die Offset-Spannungskorrekturfähigkeit
der integrierten Halbleiterschaltung 101 beeinträchtigt,
wenn die rasche Spannungsänderung zweimal in oder nahe
der Periode b auftritt.
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Wenn
die in 8 dargestellte Ausgangsspannung VDAC_OUT der integrierten
Halbleiterschaltung 101 zugeführt wird, tritt
eine Offset-Spannung von etwa 10 mV auf der Ausgangsseite der Verstärkerschaltung
A1 auf. Somit wird die Spannungsvergleichsgenauigkeit der in der
ADU-Schaltung 201 angeordneten integrierten Halbleiterschaltung 101 während
des Betriebs der ADU-Schaltung 201 schlechter.
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Das
vorstehend geschilderte Problem wird durch die Ausbildung der integrierten
Halbleiterschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung überwunden, und diese Ausführungsform wird
im folgenden erläutert.
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9 veranschaulicht
eine Arbeitsweise des Kondensators CZ1 in der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
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10 veranschaulicht
Eingangskapazitäten um den Kondensator CZ1 herum bei der
integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem ersten
Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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Wenn
der integrierten Halbleiterschaltung 101 als Differenz-Eingangsspannungen
eine Impulseingangsspannung Vip sowie eine Eingangsspannung Vin
für den Vergleich zugeführt werden, wie dies in 9 gezeigt
ist, werden von den Kondensatoren C1P und C1N Impulsströme
IPLSP bzw. IPLSN ausgegeben, die den Flankenkomponenten der Impulseingangsspannung
Vip entsprechen.
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Bei
der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung speichert jedoch
der Kondensator CZ1 die Ladungen, die dem Impuls strom entsprechen.
Insbesondere sind die Polaritäten der Impulsströme,
die von den Kondensatoren C1P bzw. C1N geliefert werden, einander
stets entgegengesetzt, und diese fließen jeweils in die
entgegengesetzten Anschlüsse des Kondensators CZ1, so daß der
Kondensator CZ1 den Impulsstrom absorbieren kann.
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Wenn
der Kondensator CZ1 eine Kapazität aufweist, die viel höher
ist als eine Summe aus den Eingangskapazitäten CU1P und
CU1N der Latch-Schaltung U1, einer Eingangskapazität CS1P des
Schalters S2P sowie einer Eingangskapazität CS1N des Schalters
S2N, ist die Spannung, die aufgrund des Impulsstroms zwischen den
Anschlüssen des Kondensators CZ1 verursacht wird, extrem
gering. Die Ladungen, die von den Kondensatoren C1P und C1N über
die Schalter S2P und S2N an Masse fließen, sowie die Energieversorgung
nehmen somit mengenmäßig ab, und es kommt zu keiner
unnötigen Gleichstromvorspannung zwischen den gegenüberliegenden
Anschlüssen des Kondensators CZ1. Somit ändert
der Kondensator CZ1 die Impulsströme in Komponenten mit
der gleichen Phase.
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Die
Impulsströme fließen nicht nur zu dem Kondensator
CZ1, sondern auch zu den Eingangskapazitäten CU1P und CU1N
der Latch-Schaltung U1, zu der Eingangskapazität CS1P des
Schalters S2P sowie zu der Eingangskapazität CS1N des Schalters S2N.
Wenn jedoch der Kondensator CZ1 eine hohe Kapazität aufweist,
können die Ladungen, d. h. die Ströme, die durch
die Eingangskapazitäten CU1P und CU1N der Latch-Schaltung
U1, die Eingangskapazität CS1P des Schalters S2P und die
Eingangskapazität CS1N des Schalters S2N fließen,
im Vergleich zu der Konstruktion, bei der die integrierte Halbleiterschaltung 101 den
Kondensators CZ1 nicht beinhaltet, in signifikanter Weise reduziert
werden.
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Auf
diese Weise kann die integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung eine Verringerung
der von den Kondensatoren C1P und C1N gehaltenen Offset-Spannungen
verhindern, eine Beeinträchtigung der Genauigkeit des Offset-Spannungskorrekturvorgangs ausschließen
sowie die Spannungsvergleichsgenauigkeit verbessern. Somit kann
die integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung einen Spannungsverstärkungsvorgang mit
extrem hoher Genauigkeit erzielen.
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Wenn
der Kondensator an die Ausgangsseite der in die Komparatorschaltung
integrierten Verstärkerschaltung angeschlossen ist, wird
normalerweise die Frequenz kennlinie der Komparatorschaltung beeinträchtigt.
Aus diesem Grund wird diese Konstruktion nur dann verwendet, wenn
es notwendig ist, beispielsweise zum Integrieren von Abtast- und
Haltevorgängen in die Komparatorschaltung. Die Fachleute
konnten somit nicht leicht auf die Idee kommen, den Kondensator
CZ1 ohne Schwierigkeit in der integrierten Halbleiterschaltung 101 anzuordnen.
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Bei
der in dem Patentdokument 2 offenbarten Komparatorschaltung sind
zwei Kondensatoren, die mit je einem ihrer Anschlüsse mit
einer Vorspannungsspannung verbunden sind, mit jeweiligen Dfferenz-Wegen
zwischen Differenzverstärkern (Verstärkerschaltungen)
zum Integrieren der Abtast- und Haltevorgänge in die Komparatorschaltung
verbunden. Bei dieser Konstruktion geht jedoch eine Spannung zum
Korrigieren des Offsets der Verstärkerschaltung verloren.
Daher ist verständlich, daß die Konstruktion mit
dem Kondensator CZ1 ähnlich wie bei der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung auch bei der in dem Patentdokument 2 offenbarten Komparatorschaltung von
Nutzen sein kann.
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11 zeigt
ein Wellenform-Diagramm zur Erläuterung eines Resultats,
das man erhält, indem mit einem Schaltungssimulator ein
Spannungsvergleichsvorgang einer integrierten Halbleiterschaltung simuliert
wird, der unter Entfernen des Kondensators CZ1 aus der integrierten
Halbleiterschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung präpariert wurde.
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Wie
unter Bezugnahme auf 11 ersichtlich, wird eine Spannungsdifferenz
zwischen den von dieser integrierten Halbleiterschaltung zugeführten Differenz-Eingangsspannungen
größer. Ein Spannungsdifferenz, die durch eine
Rechteckwelle von 2 V dargestellt ist, wird somit während
einer Periode von 25 μs bis 33 μs an die integrierte
Halbleiterschaltung in Form von Differenz-Eingangsspannungen angelegt.
Dies beeinträchtigt die Fähigkeit zum Korrigieren
der Offset-Spannung der Verstärkerschaltung, die in der
integrierten Halbleiterschaltung angeordnet ist, wie dies vorstehend
beschrieben worden ist.
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Eingangsspannungen
Vip und Vin werden dann während einer Periode von 41 μs
bis 49 μs auf (5 V + 76 μV) bzw. 5 V gesetzt.
Während einer Periode von 49 μs bis 57 μs
werden die Eingangsspannungen Vip und Vin auf (5 V – 76 μV)
bzw. 5 V gesetzt. Während einer Periode von 41 μs
bis 49 μs und einer Periode von 49 μs bis 57 μs ändert
sich die Spannung VLATCH von dem Pegel L in den Pegel H, und dadurch
führt die integrierte Halbleiterschaltung den Spannungsvergleichsvorgang
aus.
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Bei
dieser integrierten Halbleiterschaltung, die den Kondensator CZ1
nicht beinhaltet, erreichen die Ausgangsspannungen Vop und Von der Latch-Schaltung
U1 den Pegel H bzw. den Pegel L während einer Periode von
41 μs bis 49 μs, und zwar trotz der Tatsache,
daß die Eingangsspannung Vip geringer ist als die Eingangsspannung
Vin, und das erzielte Resultat des Spannungsvergleichs ist fehlerhaft.
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12 zeigt
ein Wellenform-Diagramm zur Erläuterung eines Resultats,
das man erhält, indem mit einem Schaltungssimulator ein
Spannungsvergleichsvorgang bei der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung simuliert wird.
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Wie
unter Bezugnahme auf 12 ersichtlich, sind die Eingangsspannungen
der integrierten Halbleiterschaltung 101 den in 11 dargestellten ähnlich.
Bei der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden die korrekten
Resultate des Spannungsvergleichs während einer Periode
von 41 μs bis 49 μs sowie einer Periode von 49 μs
bis 57 μs erzielt. Die integrierte Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung kann somit eine Bestimmungsgenauigkeit von mindestens
76 μV erreichen.
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13 zeigt
eine graphische Darstellung zur Erläuterung einer Beziehung
zwischen dem Kapazitätswert des Kondensators CZ1 und der
Offset-Spannung der Verstärkerschaltung A1. 13 veranschaulicht
die Offset-Spannungen, die in der integrierten Halbleiterschaltung 101 auftreten,
wenn der Kondensator CZ1 entfernt ist, d. h. wenn der Kondensator
CZ1 einen Kapazitätswert von 0 pF aufweist, und wenn der
Kapazitätswert des Kondensators CZ1 von 0,5 pF bis 6,5
pF gewobbelt wird.
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Wenn
der Kondensator CZ1 den Kapazitätswert von 1,2 pF aufweist,
kann der Spannungsvergleichsvorgang an den Differenz-Eingangsspannungen
von Zielwerten, d. h. (5 V ± 76 μV) und 5 V, in
korrekter Weise ausgeführt werden. Da die Kondensatoren
C1P und C1N auf 5 pF eingestellt sind, nimmt die Offset-Spannung
von der Spannung in dem Fall, in dem der Kondensator CZ1 auf 5 pF
eingestellt ist, rasch ab, wie dies in 12 zu
sehen ist. Wenn jedoch der Kondensator CZ1 einen exzessiv hohen
Kapazitätswert hat, wird die Verstärkung der Verstärkerschaltung
A1 in signifikanter Weise geringer, so daß es zu einer
fehlerhaften Bestimmung kommen kann.
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Wenn
die Kondensatoren CZ1 und C1P Kapazitätswerte von CZ1 bzw.
C1P aufweisen, stellt sich somit die Untergrenze des Kondensators
CZ1 unter Berücksichtigung der Offset-Spannung der Verstärkerschaltung
A1 als (C1P ≤ CZ1) dar. Der Grund hierfür besteht
darin, daß die in den Kondensatoren C1P und C1N erzeugten
Ladungen von einem Kondensator absorbiert werden können,
der eine Kapazität aufweist, die gleich oder größer
ist als die Kapazitäten der Kondensatoren C1P und C1N.
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Ein
Dämpfungsverhältnis der Verstärkung der
Verstärkerschaltung A1, das durch den Kondensator CZ1 bestimmt
wird, ist dargestellt durch (α = C1P/(2 × C1P
+ CZ1), da die Kapazitätswerte der Kondensatoren C1P und
C1N gleich sind. Unter der Annahme, daß ein Punkt, an dem
die Verstärkungsfähigkeit der Verstärkerschaltung
A1 verloren geht, ein Grenzpunkt des Kondensators CZ1 ist und daß die
Verstärkerschaltung A1 eine Verstärkung von A aufweist,
muß eine Beziehung von (α × A ≥ 1)
erfüllt werden. Aus diesem Grund wird der maximale Wert des
Kondensators CZ1 dargestellt durch (CZ1 ≤ (A – 2) × C1P),
wobei (A > 2) erfüllt
sein muß.
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Aus
den vorstehend genannten Beziehungen ist der Einstellbereich des
Kondensators CZ1 dargestellt durch (C1P ≤ CZ1 ≤ (A – 2) × C1P).
Wenn der Kondensator CZ1 einen hohen Kapazitätswert aufweist,
verschlechtern sich die Frequenzkennlinie und die Ansprechgeschwindigkeit
der Verstärkerschaltung A1, und aus diesem Grund ist es
wünschenswert, daß der Kapazitätswert
des Kondensators CZ1 nahe dem Kapazitätswert des Kondensators
C1P ist.
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Bei
der in dem Patentdokument 3 offenbarten Komparatorschaltung ist
nur die Einschränkung hinsichtlich der Ausgangsspannungsamplitude
unter Verwendung der in Diodenschaltung angeordneten P-Kanal-MOS-Transistoren
als Ausbildungsfaktor im Hinblick auf den Ausgang der Verstärkerschaltung vorhanden.
Bei der in dem Patentdokument 3 offenbarten Komparatorschaltung
gehen somit die Ladungen des die Offset-Spannung der Verstärkerschaltung
A1 haltenden Kondensators verloren, wenn die Spannungsdifferenz
zwischen den Differenz-Eingangsspannungen groß ist, und
aus diesem Grund wird die Spannungskorrekturgenauigkeit der Komparatorschaltung
schlechter.
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Bei
der in dem Patentdokument 1 offenbarten Komparatorschaltung ist
der Kondensator zwischen den Ausgängen der beiden MOS-Transistoren in
einer Kompensationsstrom erzeugenden Schaltung angeordnet, die die
Kapazität zwischen dem Gateanschluß und dem Drainanschluß des
für die Differenz-Eingänge vorgesehenen MOS-Transistors aufhebt.
Die in dem Patentdokument 1 offenbarte Komparatorschaltung macht
somit nicht von dem Phänomen Gebrauch, bei dem zwei MOS-Transistoren
in der Ausgangsstufe der Differenzverstärkerschaltung Impulsströme
mit entgegengesetzten Phasen liefern, und die Komparatorschaltung
ist somit recht verschieden von der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der
Erfindung.
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Wenn
die in dem Patendokument 1 offenbarte Komparatorschaltung die Vergleichszielspannungen
mit einer großen Spannungsdifferenz empfängt, wird
die von den beiden Kondensatoren gehaltene Spannung niedriger, und
die Genauigkeit bei der Offset-Spannungskorrektur wird geringer.
Im Gegensatz dazu beinhaltet die integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung den Kondensator
CZ1 zwischen dem Plusphasen- und dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der Verstärkerschaltung
A1.
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Diese
Konstruktion kann eine Situation verhindern, bei der der Impulsstrom,
der von dem die Spannung zum Korrigieren der Offset-Spannung haltenden
Kondensator fließt, an Masse, zur Stromversorgung oder
dergleichen fließt. Somit kann die integrierte Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung eine Beeinträchtigung der Genauigkeit bei
der Offset-Spannungskorrektur verhindern sowie die Spannungsvergleichsgenauigkeit
verbessern.
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Ein
weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden
unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen
tragen gleiche oder entsprechende Teile die gleichen Bezugszeichen,
wobei die Beschreibung von diesen nicht wiederholt wird.
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Zweites Ausführungsbeispiel
-
Ein
zweites Ausführungsbeispiel befaßt sich mit einer
integrierten Halbleiterschaltung, die sich von der integrierten
Halbleiterschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
darin unterscheidet, daß Verstärkerschaltungen
in mehreren Stufen an geordnet sind. Die integrierte Halbleiterschaltung
gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel
ist mit Ausnahme der im folgenden beschriebenen Details mit der
integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem ersten
Ausführungsbeispiel im wesentlichen identisch.
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14 zeigt
eine Konstruktion der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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Unter
Bezugnahme auf 14 handelt es sich bei der integrierten
Halbleiterschaltung 102 um eine Komparatorschaltung vom
OOS-Typ, und diese beinhaltet Verstärkungseinheiten 61 bis 64 sowie eine
Latch-Schaltung U1. Die Verstärkungseinheit 61 beinhaltet
eine Verstärkerschaltung (erste Differenzverstärkerschaltung)
A1, Inverterschaltungen G11 und G12, Kondensatoren (erster, zweiter
und dritter Kondensator) C1P, C1N und CZ1, Schalter S0P und S1P,
einen Schalter (erster Schalter) S2P, Schalter S0N und S1N sowie
einen Schalter (zweiter Schalter) S2N.
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Die
Verstärkungseinheit 62 beinhaltet eine Verstärkerschaltung
(zweite Differenzverstärkerschaltung) A2, Kondensatoren
(vierter und fünfter Kondensator) C2P und C2N, sowie Schalter
(dritter und vierter Schalter) S3P und S3N. Die Verstärkungseinheit 63 beinhaltet
eine Verstärkerschaltung A3, Kondensatoren C3P und C3N
sowie Schalter S4P und S4N. Die Verstärkungseinheit 64 beinhaltet eine
Verstärkerschaltung A4, Kondensatoren C4P und C4N sowie
Schalter S5P und S5N.
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In
der Verstärkungseinheit 61 wird der Schalter S0P
an dem ersten Anschluß mit der Eingangsspannung Vip beaufschlagt,
und der zweite Anschluß ist mit dem Plusphasen-Eingangsanschluß (erster Eingangsanschluß)
der Verstärkerschaltung A1 sowie mit dem ersten Anschluß des
Schalters S1P verbunden.
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Der
Schalter S0N wird an dem ersten Anschluß mit der Eingangsspannung
Vin beaufschlagt, und der zweite Anschluß ist mit dem Minusphasen-Eingangsanschluß (zweiter
Eingangsanschluß) der Verstärkerschaltung A1 sowie
dem ersten Anschluß des Schalters S1N verbunden.
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Der
Kondensator C1P ist an dem ersten Anschluß mit dem Plusphasen-Ausgangsanschluß (erster
Ausgangsanschluß) der Verstärkerschaltung A1 verbunden
und an dem zweiten Anschluß mit dem ersten Anschluß des
Kondensators CZ1 und dem ersten Anschluß des Schalters
S2P verbunden.
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Der
Kondensator C1N ist an dem ersten Anschluß mit dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A1 verbunden und an dem zweiten Anschluß mit
dem zweiten Anschluß des Kondensators CZ1 und einem ersten
Anschluß des Schalters S2N verbunden.
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Eine
Spannung, die gleich der Hälfte der festgelegten Spannung
VDD beträgt, wird an die zweiten Anschlüsse der
Schalter S1P, S2P, S1N und S2N angelegt.
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Die
Inverterschaltungen G11 und G12 invertieren den logischen Pegel
der Steuerspannung VOC0 und geben diesen aus.
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Die
Schalter S0P und S0N werden auf der Basis der Steuerspannung VOC0
eingeschaltet/ausgeschaltet, deren Logikpegel durch die Inverterschaltungen
G11 und G12 invertiert wird. Somit wählen die Schalter
S0P und S0N den Verbindungszustand und den Trennungszustand des
ersten und des zweiten Anschlusses aus. Die Schalter S1P und S1N
werden auf der Basis der Steuerspannung VOC0 eingeschaltet/ausgeschaltet.
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Die
Schalter S2P und S2N werden auf der Basis einer Steuerspannung VOC1
eingeschaltet/ausgeschaltet. In der nachfolgenden Beschreibung werden
die Schalter, wie z. B. die Schalter S0P bis S2P sowie S0N bis S2N
eingeschaltet, wenn sich die Steuerspannung auf dem Pegel H befindet,
sowie ausgeschaltet, wenn sich die Steuerspannung auf dem Pegel
L befindet.
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Die
Verstärkerschaltung A1 verstärkt die durch die
jeweiligen Schalter S0P und S0N zugeführten Eingangsspannungen
Vip und Vin und gibt diese aus.
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In
der Verstärkungseinheit 62 hat die Verstärkerschaltung
A2 einen Plusphasen-Eingangsanschluß, der mit dem zweiten
Anschluß des Kondensators C1P verbunden ist, sowie einen
Minusphasen-Eingangsanschluß, der mit dem zweiten Anschluß des
Kondensators C1N verbunden ist.
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Der
Kondensator C2P ist mit einem ersten Anschluß mit dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A2 verbunden und mit einem zweiten
Anschluß mit einem ersten Anschluß des Schalters
S3 verbunden. Der Kondensator C2N ist mit einem ersten Anschluß mit
dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der Verstärkerschaltung
A2 verbunden und mit einem zweiten Anschluß mit einem ersten
Anschluß des Schalters S3N verbunden.
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Die
Schalter S3P und S3N werden an ihren zweiten Anschlüssen
mit der Hälfte der feststehenden Spannung VDD beaufschlagt.
Die Schalter S3P und S3N werden auf der Basis der Steuerspannung VOC2
eingeschaltet/ausgeschaltet.
-
Die
Verstärkerschaltung A2 verstärkt eine Spannung,
die sie von dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der Verstärkerschaltung
A1 über den Kondensator C1P erhält, sowie eine
Spannung, die sie von dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A1 über den Kondensator C1N
erhält.
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In
der Verstärkungseinheit 63 ist die Verstärkerschaltung
A3 an einem Plusphasen-Eingangsanschluß mit dem zweiten
Anschluß des Kondensators C2P gekoppelt und an einem Minusphasen-Eingangsanschluß mit
dem zweiten Anschluß des Kondensators C2N gekoppelt.
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Der
Kondensator C3P ist an einem ersten Anschluß mit dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A3 verbunden und an einem zweiten Anschluß mit
einem ersten Anschluß des Schalters S4P verbunden. Der
Kondensator C3N ist an einem ersten Anschluß mit dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A3 verbunden und an einem zweiten Anschluß mit
einem ersten Anschluß des Schalters S4N verbunden.
-
Die
Schalter S4P und S4N werden an ihren zweiten Anschlüssen
mit einer Spannung beaufschlagt, die gleich der Hälfte
der feststehenden Spannung VDD ist. Die Schalter S4P und S4N werden
auf der Basis einer Steuerspannung VOC3 eingeschaltet/ausgeschaltet.
-
Die
Verstärkerschaltung A3 verstärkt die von dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A2 über den Kondensator C2P
empfangene Spannung sowie die von dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A2 über den Kondensator C2N
empfangene Spannung und gibt diese aus.
-
In
der Verstärkungseinheit 64 ist die Verstärkerschaltung
A4 an einem Plusphasen-Eingangsanschluß mit dem zweiten
Anschluß des Kondensators C3P gekoppelt und an einem Minusphasen-Eingangsanschluß mit
dem zweiten Anschluß des Kondensators C3N gekoppelt.
-
Der
Kondensator C4P ist an einem ersten Anschluß mit dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A4 verbunden und an einem zweiten Anschluß mit
einem ersten Anschluß des Schalters S5P verbunden. Der
Kondensator C4N ist an einem ersten Anschluß mit dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A4 verbunden und an einem zweiten Anschluß mit
einem ersten Anschluß des Schalters S5P verbunden.
-
Die
Schalter S5P und S5N werden an ihren zweiten Anschlüssen
mit einer Spannung beaufschlagt, die gleich der Hälfte
der feststehenden Spannung VDD ist, und werden auf der Basis einer Steuerspannung
VOC4 eingeschaltet/ausgeschaltet.
-
Die
Verstärkerschaltung A4 verstärkt die von dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A3 über den Kondensator C3P
empfangene Spannung sowie die von dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A3 über den Kondensator S3N
empfangene Spannung und gibt diese aus.
-
Die
Latch-Schaltung U1 nimmt einen Vergleich zwischen der von dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A4 über den Kondensator C4P
empfangenen Spannung Vmp sowie einer von dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der Verstärkerschaltung
A4 über den Kondensator C4N empfangenen Spannung Vmn vor,
hält ein digitales Signal auf dem Pegel H oder dem Pegel
L, wobei dieses ein Resultat des Vergleichs anzeigt, und gibt dieses
digitale Signal als Ausgangsspannungen VOP und VON aus.
-
15 zeigt
ein Wellenform-Diagramm zur Erläuterung einer Arbeitsweise
der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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In
einer Periode a wird der Korrekturvorgang für die Offset-Spannung
der Verstärkerschaltung A1 in ähnlicher Weise
wie bei der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung ausgeführt.
Insbesondere erreichen die Steuerspannungen VOC0 bis VOC4 den Pegel
H, und die Steuerspannung VLATCH erreicht den Pegel L. Dadurch werden
die Schalter S0P und S0N ausgeschaltet, die Schalter S1P bis S5P
werden eingeschaltet und die Schalter S1N bis S5N werden eingeschaltet.
-
Zu
diesem Zeitpunkt wird die Spannung VDD/2 an die Differenz-Eingänge
und die Differenz-Ausgänge der Verstärkerschaltung
A1 angelegt. Dadurch speichern die Kondensatoren C1P und C1N Ladungen,
die der Spannung entsprechen, die man durch Multiplizieren der Offset-Spannung
der Verstärkerschaltung A1 mit der Verstärkung
der Verstärkerschaltung A1 erhält.
-
In
einer Periode b erreicht die Steuerspannung VOC1 den Pegel L, die
Steuerspannungen VOC0 und VOC2 bis VOC4 erreichen den Pegel H, und
die Steuerspannung VLATCH erreicht den Pegel L. Dadurch schalten
die Schalter S2P und S2N von dem Ein-Zustand in den Aus-Zustand.
Die Schalter S0P, S0N, S2P und S2N sind somit aus, die Schalter S1P
und S3P bis S5P sind ein, und die Schalter S1N und S3N bis S5N sind
ein. An diesem Punkt ist die von den Kondensatoren C1P und C1N gehaltene
Offset-Spannung der Verstärkerschaltung A1 festgelegt.
-
In
einer Periode c erreichen die Steuerspannungen VOC1 und VOC2 den
Pegel L, die Steuerspannungen VOC0, VOC3 und VOC4 erreichen den Pegel
H, und die Steuerspannung VLATCH erreicht den Pegel L. Dadurch schalten
die Schalter S3P und S3N von dem Ein-Zustand in den Aus-Zustand.
Die Schalter S0P, S0N, S2P, S2N, S3P und S3N sind somit aus, die
Schalter S1P, S4P und S5P sind ein und die Schalter S1N, S4N und
S5N sind ein. An diesem Punkt ist die von den Kondensatoren C2P
und C2N gehaltene Offset-Spannung der Verstärkerschaltung A2
festgelegt.
-
In
einer Periode d erreichen die Steuerspannungen VOC1 bis VOC3 den
Pegel H, die Steuerspannungen VOC0 und VOC4 erreichen den Pegel
H und die Steuerspannung VLATCH erreicht den Pegel L. Dadurch wechseln
die Schalter S4P und S4N von dem Ein-Zustand in den Aus-Zustand.
Die Schalter S0P, S0N, S2P bis S4P sowie S2N bis S4N sind somit
aus, die Schalter S1P und S5P sind ein, und die Schalter S1N und
S5N sind ein. An diesem Punkt ist die von den Kondensatoren C3P
und C3N gehaltene Offset-Spannung der Verstärkerschaltung
A3 festgelegt.
-
In
einer Periode e erreichen die Steuerspannungen VOC1 bis VOC4 den
Pegel H, die Steuerspannung VOC0 erreicht den Pegel H, und die Steuerspannung
VLATCH erreicht den Pegel L. Dadurch wechseln die Schalter S5P und
S5N von dem Ein-Zustand in den Aus-Zustand. Die Schalter S0P, S0N, S2P
bis S5P sowie S2N bis S5N sind somit aus, der Schalter S1P ist ein,
und der Schalter S1N ist ein. An diesem Punkt ist die von den Kondensatoren
C4P und V4N gehaltene Offset-Spannung der Verstärkerschaltung
A4 festgelegt.
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In
einer Periode f erreichen die Steuerspannungen VOC0 bis VOC4 den
Pegel L, und die Steuerspannung VLATCH erreicht den Pegel H. Dadurch schalten
die Schalter S1P und S1N von dem Ein-Zustand in den Aus-Zustand,
und die Schalter S0P und S0N schalten von dem Aus-Zustand in den
Ein-Zustand. Die Schalter S1P bis S5P sowie S1N bis S5N sind somit
aus, und die Schalter S0P und S0N sind ein. Die integrierte Halbleiterschaltung 102 kann
somit den Spannungsvergleichsvorgang an den Eingangsspannungen Vip
und Vin ausführen.
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Die
integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem zweiten
Ausführungsbeispiel der Erfindung kann somit die Offset-Spannungen
der Verstärkerschaltungen A1 bis A4 in den Ausgangsspannungen der
Verstärkerschaltungen A1 bis A4 eliminieren.
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Bei
einer Komparatorschaltung vom OOS-Typ ist es im allgemeinen schwierig,
die Verstärkung pro Verstärkungseinheit, d. h.
pro Verstärkerschaltung, zu steigern. Der Grund hierfür
besteht darin, daß die Ausgangsspannung in manchen Fällen
nur durch Verstärken der Offset-Spannung der eigentlichen
Verstärkerschaltung gesättigt wird.
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Die
integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem zweiten
Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet jedoch die
Verstärkerschaltungen in mehreren Stufen und kann somit
die erforderlichen Bestimmungsbedingungen für den Spannungsvergleich
in der Latch-Schaltung U1 entschärfen, so daß die Spannungsvergleichsgenauigkeit
der integrierten Halbleiterschaltung im Vergleich zu der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung verbessert werden kann.
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Die
integrierte Halbleiterschaltung 102 weist die vier Verstärkungseinheiten
auf. Diese Ausbildung ist jedoch nicht einschränkend zu
verstehen, sondern es kann eine beliebige Anzahl von Verstärkungseinheiten
verwendet werden.
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Wenn
zum Beispiel die Steuerspannung VOC1 in der Periode b von dem Pegel
H auf den Pegel L wechselt, beendet die Verstärkungseinheit 61 den
Korrekturvorgang. Zu diesem Zeitpunkt findet eine Ladungsinjektion
bei den Schaltern S2P und S2N statt, und somit werden die Schalter
S2P und S2N geladen oder entladen. Die Verstärkerschaltung A2
gibt somit die Spannung einschließlich einer Spannung aus,
die durch die Ladungsinjektion bedingt ist. Die integrierte Halbleiterschaltung
gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung ändert jedoch die Steuerspannung VOC2 von
dem Pegel H in den Pegel L in der auf die Periode b folgenden Periode
c und beendet den Korrekturvorgang der Verstärkungseinheit 62.
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Aufgrund
dieser Ausbildungen können die Kondensatoren C2P und C2N
die Spannung halten, die die Offset-Spannung in der eigentlichen
Verstärkerschaltung A2 eliminiert, sowie auch die Spannung halten,
welche die Spannungen aufhebt, die von der Verstärkerschaltung
A2 entsprechend der Ladungsinjektion in die Schalter S2P und S2N
geliefert wird. Ein ähnlicher Effekt kann auch in Verbindung
mit der Verstärkungseinheit 63 in der Periode
d und in Verbindung mit der Verstärkungseinheit 64 in
der Periode e erreicht werden.
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Die
integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem zweiten
Ausführungsbeispiel der Erfindung kann somit ihre Spannungsvergleichsgenauigkeit
im Vergleich zu der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung verbessern.
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Im
folgenden wird noch ein weiteres Ausführungsbeispiel der
Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Dabei
tragen in den Zeichnungen gleiche oder entsprechende Teile die gleichen
Bezugszeichen, wobei die Beschreibung von diesen nicht wiederholt
wird.
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Drittes Ausführungsbeispiel
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Dieses
Ausführungsbeispiel befaßt sich mit einer integrierten
Halbleiterschaltung, bei der jede Verstärkungseinheit,
die einer Verstärkungseinheit in der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel
entspricht, einen Kondensator als Meßeinrichtung hinsichtlich
des Impulsstroms aufweist. Die integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem
dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist mit Ausnahme
der im folgenden beschriebenen Details mit der gemäß dem
zweiten Ausführungsbeispiel im wesentlichen identisch ausgebildet.
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16 zeigt
eine Konstruktion einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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Wie
unter Bezugnahme auf 16 ersichtlich, handelt es sich
bei der integrierten Halbleiterschaltung 103 um eine Komparatorschaltung
vom OOS-Typ, und diese beinhaltet Verstärkungseinheiten 71 bis 74 und
eine Latch-Schaltung U1. Die Verstärkungseinheit 71 hat
im wesentlichen die gleiche Konstruktion wie die Verstärkungseinheit 61.
Die Verstärkungseinheiten 72 bis 74 unterscheiden
sich von den Verstärkungseinheiten 62 bis 64 in
der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung darin, daß die
Verstärkungseinheiten 72 bis 74 weiterhin
jeweilige Kondensatoren CZ2 bis CZ4 beinhalten.
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In
der Verstärkungseinheit 72 ist der Kondensator
(sechster Kondensator) CZ2 an einem ersten Anschluß mit
dem zweiten Anschluß des Kondensators C2P gekoppelt und
an einem zweiten Anschluß mit dem zweiten Anschluß des
Kondensators C2N gekoppelt. In der Verstärkungseinheit 73 ist
der Kondensator CZ3 an einem ersten Anschluß mit dem zweiten
Anschluß des Kondensators C3P gekoppelt und an einem zweiten
Anschluß mit dem zweiten Anschluß des Kondensators
C3N gekoppelt. In der Verstärkungseinheit 74 ist
der Kondensator CZ4 an einem ersten Anschluß mit dem zweiten
Anschluß des Kondensators C4P gekoppelt und an einem zweiten Anschluß mit
dem zweiten Anschluß des Kondensators C4N gekoppelt.
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Ein
Wellenform-Diagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der
integrierten Halbleiterschaltung 103 ist im wesentlichen
identisch mit dem der 15, das die Arbeitsweise der
integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem zweiten
Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt. Somit ist
die Arbeitsweise der integrierten Halbleiterschaltung 103 mit
Ausnahme der der Kondensatoren CZ2 bis CZ4 im wesentlichen identisch
mit der der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, so daß auf
eine Wiederholung der Beschreibung der im wesentlichen gleichen
Arbeitsvorgänge verzichtet werden kann.
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Bei
der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung beinhalten die
Verstärkungseinheiten 72 bis 74 in der zweiten
Stufe und den nachfolgenden Stufen jeweils einen Kondensator CZ2
bis CZ4. Jede Verstärkungseinheit hat somit Maßnahmen
für den Fall ergriffen, in dem die Amplitudendifferenz
der Differenz-Eingangsspannungen der Verstärkungseinheit
groß ist. Selbst wenn eine bestimmte Verstärkerschaltung
rasch eine Spannung reproduziert und eine Spannung mit einer Amplitude
ausgibt, die sich steil ändert, kann die vorstehend beschriebene
Konstruktion eine solche Situation verhindern, bei der die Spannungen
zum Korrigieren der Offset-Spannung der Verstärkerschaltung in
der Verstärkungseinheit in der nächsten Stufe
verloren gehen, und die Konstruktion kann die von der Verstärkungseinheit
in der vorausgehenden Stufe empfangenen Spannungen verstärken
und diese zu der Verstärkungseinheit in der nächsten
Stufe übertragen.
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Selbst
wenn bei der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung eine Ausgangsspannung
der Verstärkungseinheit gesättigt ist und eine
Rechteck-Wellenform aufweist, kommt es in der nachfolgenden Verstärkungseinheit
zu keiner Beeinträchtigung der Korrekturgenauigkeit für
die Offset-Spannung der Verstärkerschaltung. Somit kann
die integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem
dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung für
eine weitere Verbesserung der Spannungsvergleichsgenauigkeit der
integrierten Halbleiterschaltung im Vergleich mit der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung sorgen.
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Noch
ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung wird unter
Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen tragen
gleiche oder entsprechende Teile dieselben Bezugszeichen, wobei
die Beschreibung davon nicht wiederholt wird.
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Viertes Ausführungsbeispiel
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Ein
viertes Ausführungsbeispiel betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung,
die hinsichtlich ihres Typs von der integrierten Halbleiterschaltung
gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
verschieden ist. Die integrierte Halbleiterschaltung gemäß diesem
vierten Ausführungsbeispiel ist mit Ausnahme der im folgenden
genannten Details im wesentlichen mit der des ersten Ausführungsbeispiels
identisch.
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17 zeigt
eine Konstruktion einer integrierten Halbleiterschaltung gemäß einem
vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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Wie
unter Bezugnahme auf 17 ersichtlich, handelt es sich
bei der integrierten Halbleiterschaltung 104 um eine Komparatorschaltung
vom IOS-Typ (Input Offset Storage bzw. Schaltung mit Offset-Speicherung
am Eingang), und diese beinhaltet eine Verstärkerschaltung
(Differenzverstärkerschaltung) A11, Inverterschaltungen
G21 und G22, Kondensatoren (erster, zweiter und dritter Kondensator)
C11P, C11N und CZ11, Schalter S10P und S11P, einen Schalter (erster
Schalter) S12P, Schalter S10N und S11N, einen Schalter (zweiter
Schalter) S12N sowie eine Latch-Schaltung U11. Die Schalter S10P bis
S12P sowie S10N bis S12N können unter Verwendung von komplementären
Schaltern gebildet sein, die aus Kombinationen beispielsweise von
N- und P-Kanal-MOS-Transistoren sowie von N- und P-Kanal-MOS-Transistoren
gebildet sind.
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Der
Schalter S10P wird an einem ersten Anschluß mit der Eingangsspannung
Vip beaufschlagt, und ein zweiter Anschluß ist mit einem
ersten Anschluß des Kondensators C11P sowie einem ersten Anschluß des
Schalters S11P verbunden.
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Der
Schalter S10N wird an einem ersten Anschluß mit der Eingangsspannung
Vin beaufschlagt, und ein zweiter Anschluß ist mit einem
ersten Anschluß des Kondensators C11N sowie mit einem ersten
Anschluß des Schalters S11N verbunden.
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Die
Verstärkerschaltung A11 besitzt einen Plusphasen-Eingangsanschluß (erster
Eingangsanschluß), der mit einem zweiten Anschluß des
Kondensators C11P, einem ersten Anschluß des Schalters
S12P und einem ersten Anschluß des Kondensators CZ11 verbunden
ist, sowie einen Minusphasen-Eingangsanschluß (zweiter
Eingangsanschluß), der mit einem zweiten Anschluß des
Kondensators C11N, einem ersten Anschluß des Schalters
S12N und einem zweiten Anschluß des Kondensators CZ11 verbunden
ist.
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Ferner
weist die Verstärkerschaltung A11 einen Plusphasen-Ausgangsanschluß (erster
Ausgangsanschluß), der mit einem zweiten Anschluß des
Schalters S12P und einem Plusphasen-Eingangsanschluß der
Latch-Schaltung U11 verbunden ist, sowie einen Minusphasen-Ausgangsanschluß (zweiter
Ausgangsanschluß) auf, der mit einem zweiten Anschluß des
Schalters S12N und einem Minusphasen-Eingangsanschluß der
Latch-Schaltung U11 verbunden ist.
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Die
Schalter S11P und S11N werden an ihren zweiten Anschlüssen
mit einer Spannung beaufschlagt, die gleich der Hälfte
der feststehenden Spannung VDD ist.
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Jede
der Inverterschaltungen G21 und G22 invertiert einen logischen Pegel
einer Steuerspannung VOC10 und gibt diesen aus.
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Die
Schalter S10P und S10N werden auf der Basis der Steuerspannungen
VOC10 eingeschaltet/ausgeschaltet, die die durch die Inverterschaltungen
G21 bzw. G22 invertierten logischen Pegel aufweisen. Die Schalter
S11P und S11N werden auf der Basis der Steuerspannung VOC eingeschaltet/ausgeschaltet.
Die Schalter S12P und S12N werden auf der Basis einer Steuerspannung
VOC11 eingeschaltet/ausgeschaltet. In der nachfolgenden Beschreibung
werden die Schalter S10P bis S12P sowie S10N bis S12N eingeschaltet,
wenn sich die Steuerspannung auf dem Pegel H befindet, und ausgeschaltet,
wenn sich die Steuerspannung auf dem Pegel L befindet.
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Die
Verstärkerschaltung A11 verstärkt die über
den Schalter S10P und den Kondensator C11P empfangene Eingangsspannung
Vip sowie die über den Schalter S10N und den Kondensator
C11N empfangene Eingangsspannung Vin und gibt diese aus.
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Die
Latch-Schaltung U11 führt einen Vergleichsvorgang zwischen
der von dem Plusphasen-Ausgangsanschluß der Verstärkerschaltung
A11 empfangenen Spannung Vmp und der von dem Minusphasen-Ausgangsanschluß der
Verstärkerschaltung A11 über den Kondensator C11N
empfangenen Spannung Vmn aus, hält ein digitales Signal
auf dem Pegel H oder dem Pegel L, wobei dies ein Vergleichsresultat
anzeigt, und gibt dieses Signal in Form von Ausgangsspannungen VOP
und VON aus.
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18 veranschaulicht
ein Wellenform-Diagramm zur Erläuterung einer Arbeitsweise
der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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In
einer Periode a wird der Korrekturvorgang für die Offset-Spannung
der Verstärkerschaltung A11 in ähnlicher Weise
wie bei der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung ausgeführt.
Insbesondere erreichen die Steuerspannungen VOC10 und VOC11 den
Pegel H, und die Steuerspannung VLATCH erreicht den Pegel L. Dadurch
werden die Schalter S10P und S10N ausgeschaltet, und die Schalter
S11P, S12P, S11N und S12N werden eingeschaltet. An diesem Punkt
speichern die Kondensatoren C11P und C11N Ladungen entsprechend
der Offset-Spannung der Verstärkerschaltung A11.
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In
einer Periode b erreichen die Steuerspannungen VOC10 und VOC11 den
Pegel H bzw. den Pegel L, und die Steuerspannung VLATCH erreicht den
Pegel L. Dadurch schalten die Schalter S12P und S12N von dem Ein-Zustand
in den Aus-Zustand. Die Schalter S10P, S10N, S12P und S12N sind
somit aus, und die Schalter S11P und S11N sind ein. Zu diesem Punkt
ist die von den Kondensatoren C11P und C11N gehaltene Offset-Spannung
der Verstärkerschaltung A11 festgelegt.
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In
einer Periode c erreichen die Steuerspannungen VOC10 und VOC11 den
Pegel L, und die Steuerspannung VLATCH erreicht den Pegel H. Dadurch
wechseln die Schalter S11P und S11N von dem Ein-Zustand in den Aus-Zustand,
und die Schalter S10P und S10N wechseln von dem Aus-Zustand in den
Ein-Zustand. Somit sind die Schalter S11P, S12P, S11N und S12N ausgeschaltet,
und die Schalter S10P und S10N sind eingeschaltet. Die integrierte Halbleiterschaltung 104 kann
somit den Spannungsvergleichsvorgang an den Eingangsspannungen Vip und
Vin ausführen.
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Auf
diese Weise kann die integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem
vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung die Offset-Spannung
in den Ausgangsspannungen der Verstärkerschaltung A11 aufheben.
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Bei
der integrierten Halbleiterschaltung gemäß dem
vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Kondensator
CZ11 zwischen dem Plusphasen- und dem Minusphasen-Eingangsanschluß der Verstärkerschaltung
A11 angeordnet. Diese Konstruktion kann eine Situation verhindern,
in der die Impulsströme, die von den die Spannungen für
die Korrektur der Offset-Spannung haltenden Kondensatoren C11P und
C11N fließen, an Masse, zur Stromversorgung und dergleichen
fließen.
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Somit
kann die integrierte Halbleiterschaltung gemäß dem
vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung eine Beeinträchtigung
der Genauigkeit der Offset-Spannungskorrektur verhindern, in ähnlicher Weise,
wie dies bei der integrierten Halbleiter schaltung gemäß dem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung der Fall ist,
so daß die Spannungsvergleichsgenauigkeit verbessert werden
kann.
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Obwohl
die vorliegende Erfindung vorstehend ausführlich beschrieben
und dargestellt worden ist, versteht es sich ganz klar, daß dies
lediglich der Erläuterung dient und dies die Erfindung
nicht einschränken soll.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - JP 2001-189633 [0004]
- - JP 11-150454 [0004]
