DE3786778T2

DE3786778T2 - Spannungsvergleichsschaltung.

Info

Publication number: DE3786778T2
Application number: DE87119261T
Authority: DE
Inventors: Mikio Patent Divis Hayashibara; Hiroshi Patent Divisi Tanimoto
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-12-25
Filing date: 1987-12-28
Publication date: 1993-11-18
Anticipated expiration: 2007-12-29
Also published as: JP2726413B2; EP0275548A1; JPS63161721A; EP0275548B1; US4803382A; DE3786778D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Spannungsvergleichsschaltung zum Vergleichen einer Signalspannung mit einer Referenzspannung.
Eine Spannungsvergleichsschaltung umfaßt im allgemeinen einen Verstärker, welcher einen großen Verstärkungsfaktor besitzt. Die Spannungsvergleichsschaltung wird häufig verwendet, um die Größen von verschiedenen Signalspannungen zu vergleichen und um die Operation und/oder den Zustand des Systems, Geräts oder der Schaltung entsprechend dem Vergleichsergebnis zu ändern. Wenn ein genauer Vergleich erforderlich ist, ist die Präzision, d. h. die Größe der Offsetspannung bzw. Verschiebespannung der Spannungsvergleichsschaltung selbst wichtig. Wenn eine Spannungsvergleichsschaltung in einem integrierten Schaltkreis beinhaltet ist, kann die Größe der Offsetspannung im allgemeinen im voraus erhalten werden. Insbesondere ändert sich die Offsetspannung entsprechend der Umgebungsatmosphäre (z. B. der Umgebungstemperatur) und/oder deren Zeitablauf, und dies kann nicht vorhergesagt werden. Zusätzlich kann eine derartige Offsetspannung häufig nicht von außen gemessen werden. Falls eine derartige Spannungsvergleichsschaltung verwendet wird, besitzt der Vergleichs-Bestimmungspegel eine Unsicherheit entsprechend der Offsetspannung. Daher muß beim Entwurf einer Spannungsvergleichsschaltung die Offsetspannung so niedrig wie möglich heruntergedrückt werden. Insbesondere ist, wenn ein aktives Element, welches eine Spannungsvergleichsschaltung bildet, ein MOSFET ist, die Offsetspannung größer als in einem Fall, bei dem das aktive Element einen Bipolartransistor umfaßt. In diesem Fall wird das Problem, welches durch den Offset bzw. die Verschiebung verursacht wird, ernst.
Herkömmlicherweise werden verschiedene Techniken zum Kompensieren des Offsets eines Verstärkers vorgeschlagen, um das obige Problem zu lösen. Bei diesen Techniken wird die Offsetspannung in einen Kondensator geladen, wobei eine sehr hohe Eingangsimpedanz eines MOSFETs verwendet wird, und der Offset des Verstärkers wird durch die Verwendung der Spannung des geladenen Kondensators kompensiert.
Zum Beispiel veröffentlichten Poujois et al. "Vollständig integrierte MOSFET-Integrationsverstärker mit niedriger Drift" (IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-13, Nr. 4, S. 499-503, August 1978). Die Fig. 1A und 1B sind Ansichten zum Erklären des Prinzips des Verstärkers nach Poujois et al.
Fig. 1A zeigt eine Spannungsvergleichsschaltung, welche einen Offset besitzt. Die Fig. 1A ist die Offsetspannung aus der Spannungsvergleichsschaltung herausgezogen, um die Beschreibung angenehmer zu gestalten. In diesem Fall besteht die Spannungsvergleichsschaltung aus einem Differential-Spannungskomparator 201, der keinen Offset besitzt, und einer Spannungsquelle 202, welche die Offsetspannung (diese ist eigentlich im Komparator 201 enthalten) repräsentiert, welche von dem Komparator 201 herausgezogen wurde. Fig. 1A zeigt ferner einen positiven Phaseneingangsanschluß 203, an welchen eine Spannung, die verglichen werden soll, angelegt wird, einen negativen Phaseneingangsanschluß 204, an welchen eine Spannung als Vergleichsreferenz angelegt wird, Ausgangsanschlüsse 205 und 206 des Komparators 201 und einen positiven Phaseneingangsanschluß 200 des Komparators 201. Die Spannungsvergleichsschaltung, die in Fig. 1 gezeigt ist, besitzt einen Offset. Daher wird, wenn eine Spannung, die um die Offsetspannung 202 oder mehr größer ist als die Referenzspannung 204 an den Eingangsanschluß 203 angelegt wird, die Spannung an dem Ausgangsanschluß 205 (206) negativ (positiv), und besitzt einen Pegel entsprechend der Größe der Spannung, die an den Anschluß 203 angelegt wird. Umgekehrt wird die Spannung am Anschluß 205 (206) positiv (negativ) und besitzt einen Pegel entsprechend der Größe der Spannung, die an den Anschluß 203 angelegt ist, wenn eine Spannung, die niedriger ist als die Referenzspannung 204 angelegt wird. Kurz gesagt, tritt ein Fehler im Spannungsvergleich entsprechend der Offsetspannung 202 auf.
Eine Schaltung, die in Fig. 1B gezeigt ist, wird verwendet, um die Offsetspannung zu kompensieren. Eine Spannungsvergleichsschaltung, die in Fig. 1B gezeigt ist, besitzt Schalter 207 bis 214, die von außen gesteuert werden, und Kondensatoren 215 und 216, die mit der Offsetspannung geladen werden. In Fig. 1B entspricht der Schaltungsteilbereich innerhalb einer gestrichelten Linie der Spannungsvergleichsschaltung, die in Fig. 1A gezeigt ist. Fig. 1B zeigt ferner die Eingangsanschlüsse 217 und 218, an welche eine Spannung, die verglichen werden soll, und eine Spannung als eine Vergleichsspannung angelegt werden, und Ausgangsanschlüsse 219 und 220, an welchen ein Signal entsprechend dem Vergleichsergebnis ausgegeben wird.
Mit Bezug auf Fig. 1B sind die Schalter 209 bis 212 ursprünglich geschlossen und die Schalter 207, 208, 213 und 214 sind geöffnet. Ein Ende von jedem der Schalter 209 bis 212 ist mit einem analogen Massepotential (wird als VAG bezeichnet) verbunden. In diesem Zustand erscheint eine Spannung, welche durch die Offsetspannung 202 bestimmt wird, an den Ausgangsanschlüssen (205, 206) der Spannungsvergleichsschaltung 201 und wird in die Kondensatoren 215 und 216 geladen. Anschließend werden die Schalter 209 bis 212 geöffnet und die Schalter 207, 208, 213 und 214 werden geschlossen. Dann nimmt die Spannung an den Ausgangsanschlüssen (205, 206) des Spannungskomparators 201 einen Wert an, der durch (Spannung am Eingangsanschluß 217) - (Offsetspannung 202) - (Spannung am Eingangsanschluß 218) bestimmt wird. Da jedoch die Kondensatoren 215 und 216 schon mit einer Spannung, welche durch die erste Offsetspannung 202 bestimmt wird, geladen sind, werden die Spannungen an den Anschlüssen 219, 220 einzig durch (Spannung am Anschluß 217) - (Spannung am Anschluß 218) bestimmt, und die offenbare Offsetspannung 202 ist kompensiert. Daher wird, wenn die Schalter zyklisch gesteuert werden, um diese Zustände zu wiederholen, auch wenn der Offset des Komparators 201 schwankt, der Offset mit dem Umschaltzyklus der Schalter periodisch kompensiert, und ein hochpräzises Spannungsvergleichsergebnis kann erhalten werden. In diesem Beispiel wird der Offset an der Ausgangsseite kompensiert. Daher muß die Schaltung so entworfen werden, daß der Verstärkungsfaktor des Spannungskomparators nicht übermäßig groß wird, wobei auf diese Weise verhindert wird, daß die Ausgangsspannung durch die Offsetspannung gesättigt wird.
Spannungskomparatoren, welche MOSFETs verwenden, werden häufig durch eine einzelne Spannungsquellenspannung (VDD) betrieben. In diesem Fall wird für das analoge Massepotential VAG üblicherweise ein Wert von VDD/2 unter Berücksichtigung des dynamischen Bereichs der Schaltung ausgewählt. Jedoch ist die Referenzspannung des Spannungsvergleichs häufig eine Spannung (VAG + ΔV oder VAG-ΔV), welche vom Potential VAG um ΔV abweicht, und in manchen Fällen wird ΔV mit Bezug auf die Spannungsquelle von 0 V als eine Referenz von extern eingespeist. In diesem Fall wird die Spannung ΔV, die von extern eingespeist ist, auf VAG + ΔV oder VAGDV im Pegel verschoben, um eine Referenzspannung des Spannungskomparators zu erzeugen. Falls jedoch die Schaltung für die Pegelverschiebung einen Offset besitzt, kann ein genaues Vergleichsergebnis nicht erhalten werden unabhängig davon, wie korrekt der Spannungskomparator selbst sein mag. Daher wird ein Offset kompensierender Operationsverstärker üblicherweise als ein Pegelschieber verwendet. Zum Beispiel zeigt IEEE Journal of Solid-State Circuits, T. Habuka et al., Vol. SC-20, Nr. 2, April 1985, S. 617-622 in Fig. 4 auf der S. 620 einen "REFERENZKONVERTER" zum Pegelverschieben um ΔV auf VAG + ΔV und VAG-ΔV. Ein Ausgangssignal von dem "REFERENZKONVERTER" wird mit einem Signal "IN" verglichen und ein genaues Vergleichsergebnis kann erhalten werden. Die Schaltungsanordnung umfaßt einen geschalteten Kondensator-Sprachbegrenzer, welcher Verstärker mit gesteuerten Kapazitäten bzw. geschaltete Kondensatorverstärker und einen Ausgangsauswähler zum Auswählen irgendeines der Ausgangssignale der geschalteten Kondensatorschaltung verwendet. Wenn die Verstärker mit den gesteuerten Kapazitäten verwendet werden, erzeugt der Sprachbegrenzer keine Ausgangssignale, die symmetrisch zu einem Referenzwert sind. Ferner wird, da ein Referenzspannungsgenerator, d. h. ein Pegelschieber bereitgestellt werden muß, um einen Spannungskomparator zu bilden, und die Verstärker mit den gesteuerten Kapazitäten notwendig sind, der Umfang bzw. die Größe des gesamten Spannungskomparators groß. Zusätzlich kann, wenn die Schaltungsgröße groß wird, die Zuverlässigkeit verringert werden, was zu einem Nachteil bezüglich der Wirtschaftlichkeit führt.
Wie oben beschrieben ist, muß in der herkömmlichen Spannungsvergleichsschaltung ein spezieller Pegelschieber unabhängig von dem Spannungskomparator bereitgestellt werden, um eine Referenzspannung eines Spannungskomparators zu erzeugen.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Spannungsvergleichsschaltung bereitzustellen, welche einen Pegelvergleich bei einer hohen Präzision bereitstellen kann, ohne eine Schaltungsgröße wesentlich zu erhöhen.
Um diese Aufgabe zu erfüllen, stellt die vorliegende Erfindung eine Spannungsvergleichsschaltung, wie sie im Anspruch 1 beschrieben ist, und als Ausführungsbeispiele insbesondere eine Fensterkomparatorschaltung, wie sie im Anspruch 5 beschrieben ist, und Begrenzerschaltungen, wie sie im Anspruch 7 und 8 beschrieben sind, bereit.
Die Spannungsvergleichsschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungen, welche zu vergleichen sind, an den positiven und negativen Phaseneingangsanschluß einer Differential-Spannungsvergleichsschaltung jeweils über eine erste und eine zweite geschaltete Kondensatorschaltung von denen jede Schaltelemente und Kondensatorschaltungen umfaßt, angelegt werden. Die Schalt- und Kondensatorelemente der ersten geschalteten Kondensatorschaltung passen mit jenen der zweiten Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten zusammen.
Eine erste Signalspannung wird direkt an den positiven Phaseneingangsanschluß der Differential -Spannungsvergleichsschaltung über die erste geschaltete Kondensatorschaltung bzw. Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten angelegt. Eine Spannung, die durch Substrahieren oder Addieren einer zweiten Signalspannung von oder zu einer Referenzspannung erhalten wird, wird an den negativen Phaseneingangsanschluß der Spannungsvergleichsschaltung über die zweite Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten angelegt. Die Elemente der ersten Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten passen mit den entsprechenden der zweiten Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten zusammen. Daher wird der Spannungsvergleich selbst, welcher ein Pegelverschieben beinhaltet, sehr genau durchgeführt, obwohl das Pegelverschieben selbst einen Fehler beinhalten kann. Folglich kann entsprechend der vorliegenden Erfindung ein Spannungsvergleich, der ein sehr genaues Pegelverschieben beinhaltet, durch das Addieren von nur einer einfachen Schaltung, welche einen geschalteten Kondensator besitzt, zu einem herkömmlichen Spannungskomparator durchgeführt werden. Ein Pegelverschieber, welcher einen speziellen Verstärker mit niedrigem Offset verwendet, muß nicht bereitgestellt werden.
Mit der Spannungsvergleichsschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung kann ein Spannungsvergleich, der relativ frei vom Verlust der Steuerungs-Taktsignale der Schalter ist und ein genaues Pegelverschieben beinhaltet, erreicht werden. Folglich kann eine Spannungsvergleichsschaltung hoher Präzision erhalten werden, ohne einen speziellen Pegelschieber zu verwenden, was Vorteile in der Zuverlässigkeit und Wirtschaftlichkeit zur Folge hat.
Diese Erfindung kann aus der folgenden ausführlichen Beschreibung besser verstanden werden, wenn sie in Verbindung mit den beiliegenden Abbildungen verwendet wird, in welchen:
Fig. 1A ein äquivalentes Schaltungsdiagramm zum Erklären einer Spannungsvergleichsschaltung ist, welche einen Offset besitzt;
Fig. 1B eine Ansicht ist, die einen konventionellen Offset kompensierenden Spannungskomparator zeigt;
Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm ist, welches eine Anordnung einer Spannungsvergleichsschaltung entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 3A und 3B Signalverläufe sind, die Beispiele eines Schalt-Steuerungs-Taktsignals der Schaltung, die in Fig. 2 gezeigt ist, zeigen;
Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm ist, welches eine Anordnung einer Spannungsvergleichsschaltung entsprechend einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm ist, welches eine Anordnung eines Fensterkomparators entsprechend einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 6 eine Anordnung eines Differential-Spannungskomparators zeigt, der für die Schaltung, welche in Fig. 2 oder 4 gezeigt ist, vorteilhaft angewendet wird;
Fig. 7 ein Blockdiagramm ist, welches eine Anordnung eines Beispiels eines konventionellen Augenblicks-Abweichungs-Steuerungsschaltung (IDC) zeigt;
Fig. 8 und 9 Schaltungsdiagramme sind, welche verschiedene Anordnungen von herkömmlichen Begrenzern zeigen, welche Schaltungen mit gesteuerten Kapazitäten verwenden;
Fig. 10 ein Schaltungsdiagramm ist, welches eine Anordnung eines Begrenzers entsprechend dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt; und
Fig. 11 ein Wellenformverlauf eines Ausgangssignals der Schaltung, welche in Fig. 10 gezeigt ist, ist.
Spannungsvergleichsschaltungen entsprechend den bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung werden mit Bezug auf die beiliegenden Abbildungen beschrieben.
Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm, welches eine Anordnung einer Spannungsvergleichsschaltung entsprechend eines ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung zeigt.
Schalter 101 bis 108 werden durch Steuerungssignale geöffnet/geschlossen, welche später beschrieben werden. Die Schalter 102, 104 und 108 sind mit einem ersten Festpotential-Punkt VAG verbunden, und der Schalter 106 ist mit dem zweiten Festpotential-Punkt GND verbunden. Eine Referenzsignalspannung (ΔV) wird von einem Anschluß 110 eingegeben und eine Signalspannung (VIN), welche mit der Spannung ΔV zu vergleichen ist, wird von einem Anschluß 109 eingegeben. Ein Kondensator 111 und die Schalter 101 bis 104 bilden eine erste Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten bzw. geschaltete Kondensatorschaltung 120, und ein Kondensator 112 und die Schalter 105 bis 108 bilden eine zweite Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten bzw. geschaltete Kondensatorschaltung 130. Die Ausgangssignale von der ersten und zweiten Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten 120 und 130 (beide Ausgangssignale werden jeweils über die Schalter 103 und 107 ausgegeben) werden in den positiven Phasen-(nichtinvertierend) bzw. den negativen Phasen- (invertierend) Eingangsanschluß eines Differential- Spannungskomparators 113 eingegeben. Zu beachten ist, daß die parasitären Kapazitäten der Kondensatoren 111 und 112 als Kondensatoren 115 bzw. 116 angezeigt sind.
Die Arbeitsweise der Schaltung, die in Fig. 2 gezeigt ist, wird nun beschrieben.
Anfangs sind die Schalter 101, 103, 105 und 107 (diese - werden als "erste Schaltergruppe" bezeichnet) ausgeschaltet und die Schalter 102, 104, 106 und 108 (diese werden als "zweite Schaltergruppe" bezeichnet) sind eingeschaltet. Anschließend wird die erste Schaltergruppe eingeschaltet und die zweite Schaltergruppe ausgeschaltet (zweiter Zustand). Der erste und zweite Zustand werden abwechselnd wiederholt.
Insbesondere umfassen die Schalter 101 bis 108 MOSFETs. Die Gates der MOSFETs der ersten und zweiten Schaltergruppe könnten durch zwei Typen von zyklischen komplementären Steuerungs-Taktsignalen angesteuert werden, welche sich nicht gegenseitig überlappen. Zum Beispiel werden die Gates der MOSFETs der ersten Schaltergruppe durch ein Signal Φ1, welches in Fig. 3A gezeigt ist, angesteuert, und die Gates der MOSFETs der zweiten Schaltergruppe werden durch ein Signal Φ2, wie in Fig. 3B gezeigt ist, angesteuert. In dem ersten Zustand wird der Kondensator 111 nicht geladen. Auf diese Weise wird, falls der Komparator 113 zum Beispiel einen MOSFET umfaßt und dessen Eingangsimpedanz sehr groß ist, die Signalspannung VIN, welche zu vergleichen ist, direkt an dessen positiven Phaseneingangsanschluß angelegt. Inzwischen wird, da eine Signalspannung ΔV als eine Referenz mit dem negativen Phaseneingangsanschluß des Komparators 113 über den Kondensator 112 verbunden ist, welcher schon mit der Spannung VAG in dem ersten Zustand geladen ist, eine Spannung (VAG + ΔV) an den negativen Phaseneingangsanschluß des Komparators 113 angelegt. Dann werden die Spannung (VAG + ΔV), welche durch das Pegelverschieben ΔV erhalten wird, und die Spannung VIN durch den Komparator 113 miteinander verglichen und in diesem Zustand (die Perioden, welche durch schraffierte Teilbereiche in den Fig. 3A und 3B angezeigt sind) wird eine Spannung entsprechend der Pegelbeziehung zwischen den zwei Spannungen am Ausgangsanschluß 114 des Komparators 113 ausgegeben. Das Pegelverschieben von ΔV zu (VAG + ΔV) wird nämlich zum Zeitpunkt des Spannungsvergleichs durchgeführt. Diese Spannungsvergleichsschaltung ermöglicht die Pegelverschiebefunktion, ohne einen komplexen Pegelverschieber zu verwenden. Ein derartiger Komparator ist recht effektiv, wenn er in einer LSI (large scale integration = hohe Integrationsdichte)-Technologie hergestellt wird.
Ein tatsächlicher Kondensator oder Schalter besitzt parasitäre Kapazitäten. Der Einfluß derartiger parasitärer Kapazitäten wird nun diskutiert.
In dem ersten Ausführungsbeispiel, welches in Fig. 2 gezeigt ist, sind eine Elektrode des Kondensators 111, welcher mit den Schaltern 101 und 102 verbunden ist, und eine Elektrode des Kondensators 112, welcher mit den Schalter 105 und 106 verbunden ist, immer mit einem Punkt niedriger Impedanz verbunden, d. h. einer Signalspannung oder einem Festpotential-Punkt unabhängig von den Zuständen der Schalter. Auf diese Weise beeinflußt die parasitäre Kapazität der oben beschriebenen Elektroden der Kondensatoren 111 und 112 die Arbeitsweise der gesamten Schaltung nicht. Jedoch sind die Elektroden der Kondensatoren 111 und 112, welche den Elektroden, die oben beschrieben wurden, gegenüberliegen (Elektroden, die mit den Schaltern 103 und 104 verbunden sind; 107 und 108) mit einem Hochimpedanzeingangsanschluß des Amplitudenkomparators abhängig von den Zuständen der Schalter verbunden, und die Schaltung ist im wesentlichen geöffnet. Folglich können die parasitären Kapazitäten dieser Elektroden nicht vernachlässigt werden und sie beeinflussen die Arbeitsweise der Schaltung. In Fig. 2 werden diese parasitären Kapazitäten als Kondensatoren 115 und 116 angezeigt. Wenn der parasitäre Kondensator 115 vorhanden ist, wird unter der Annahme, daß die Kapazitäten der Kondensatoren 111 und 115 als C1 und C3 bezeichnet werden, die Signalspannung VIN durch die Kapazitäten C1 und C3 geteilt, und die Spannung, welche an den positiven Phaseneingangsanschluß des Komparators 113 angelegt ist, beträgt
{C1/(C1 + C3)}·VIN
und wird von der Anfangssignalspannung VIN verringert. Zur gleichen Zeit beträgt, wenn der parasitäre Kondensator 116 vorhanden ist, unter der Annahme, daß die elektrostatischen Kapazitäten der Kondensatoren 112 und 116 als C2 bzw. C4 bezeichnet werden, die Spannung, die an den negativen Phaseneingangsanschluß des Komparators 113 angelegt ist,
{C2/(C2 + C4)}·(VAG + ΔV)
und die Spannung (VAG + ΔV) wird entsprechend dem Spannungsteilungsverhältnis von C2 und C4 verringert. Auf diese Weise wird die Spannung ΔV nicht auf korrekte Weise bezüglich des Pegels verschoben.
Jedoch wird in der Spannungsvergleichsschaltung, welche die Anordnung, die in Fig. 2 gezeigt ist, entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung besitzt, es angenommen, daß C1 = C2 ist und C3-C4 ist, da die erste und zweite Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten bzw. geschalteten Kondensatorschaltung 120 und 130 zusammenpassende Elemente umfaßt, Dementsprechend beträgt die Eingangsspannung zu dem positiven Phaseneingangsanschluß des Komparators 113
{C1/(C1 + C3)}·VIN
und die Eingangsspannung zu dem negativen Phaseneingangsanschluß beträgt
{C1/(C1 + C3)}·(VAG + ΔV).
Beide Eingangssignale werden auf ähnliche Weise dividiert und so verringert. Folglich wird der Spannungsvergleich selbst, welcher ein Pegelverschieben beinhaltet, sehr genau durchgeführt. Jedoch wird, wenn die parasitären Kapazitäten groß werden, eine Abnahme in dem Signal, welche durch die Spannungsteilung verursacht ist, vergrößert. Daher wird die Meßzeit bzw. Antwortzeit des Spannungsvergleichs verlängert (die Meßzeit des Spannungsvergleichs ist auf den Verstärkungsfaktor des Komparators 113 bezogen), obwohl die Genauigkeit des Spannungsvergleichs erhalten bleibt. Aus diesem Grund ist es zu bevorzugen, die elektrostatischen Kapazitäten der Kondensatoren 111 und 112, wie es im Vergleich zu jenen der parasitären Kondensatoren 115 und 116 erforderlich ist, ausreichend zu erhöhen.
Eine Spannungsvergleichsschaltung entsprechend einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben.
In dem zweiten Ausführungsbeispiel ist nur die Schaltkombination der Schalter 401 bis 408 verschieden von der der Schalter 101 bis 108 des ersten Ausführungsbeispiels, welches in Fig. 2 gezeigt ist. Mit dieser Ausnahme ist das zweite Ausführungsbeispiel im wesentlichen dasselbe wie das erste Ausführungsbeispiel. Die Teilbereiche in Fig. 4, welche denen ähnlich sind, die in Fig. 2 gezeigt sind, sind mit den gleichen Referenzziffern bezeichnet.
Anfangs ist ein erster Zustand gesetzt. Insbesondere ist eine Schalter-Gruppe, welche aus Schaltern 401, 403, 406 und 407 (diese wird als "eine erste Schaltergruppe" in diesem Ausführungsbeispiel bezeichnet und durch das Taktsignal Φ1 angesteuert) besteht, ausgeschaltet und eine Schaltergruppe, die aus Schaltelementen 402, 404, 405 und 408 (diese werden als "eine zweite Schaltergruppe" in diesem Ausführungsbeispiel bezeichnet und durch ein Steuerungssignal Φ2 angesteuert) besteht, ist eingeschaltet. Anschließend wird ein zweiter Zustand gesetzt, worin die erste und zweite Schaltergruppe ein- bzw. ausgeschaltet werden. Der erste und zweite Zustand werden abwechselnd wiederholt. In diesem Fall wird das analoge Massepotential VAG ähnlich dem der Fig. 2 gesetzt. Die Arbeitsweise der ersten Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten bzw. geschalteten Kondensatorschaltung 420 (bestehend aus den Kondensatoren 111 und 115 und den Schaltern 401 bis 404) ist ähnlich der der Schaltung 120, die in Fig. 2 gezeigt ist. Zunächst wird, wenn die Schalter auf den ersten Zustand gesetzt sind, der Kondensator 112 einer zweiten Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten bzw. geschalteten Kondensatorschaltung 430 (bestehend aus den Kondensatoren 112 und 116 und den Schaltern 405 bis 408) zwischen ΔV und dem Potentialpunkt VAG verbunden. Auf diese Weise wird der Kondensator 112 mit einer Spannung (VAG-ΔV) durch die Schalter 408-Seite als dessen positive Seite geladen. Dann werden die Zustände der ersten und zweiten Schaltergruppe umgekehrt und der zweite Zustand wird gesetzt. Der Kondensator 112 wird dann zwischen dem Nullpotential-Punkt GND und dem negativen Phaseneingangsanschluß des Komparators 113 verbunden. Da der Kondensator 112 schon mit der Spannung (VAG-ΔV) geladen ist, wird diese Spannung direkt an den negativen Phaseneingangsanschluß des Komparators 113 angelegt. Die Spannung VIN wird an den positiven Phaseneingangsanschluß des Komparators 113 in der gleichen Art wie in Fig. 2 angelegt. Schließlich erscheint in diesem Zustand (entsprechend der Periode, die durch die schraffierten Teilbereiche in den Fig. 3A und 3B angezeigt ist) eine Spannung entsprechend der Pegelbeziehung zwischen VIN und (VAG-ΔV) am Ausgangsanschluß 114 des Komparators 113. In anderen Worten wird das Pegelverschieben von ΔV zu (VAG-ΔV) gleichzeitig mit dem Amplitudenvergleich durchgeführt. Weder der parasitären Kondensator 115 noch 116 beeinflußt das Ergebnis des Amplitudenvergleichs ähnlich wie in dem ersten Ausführungsbeispiel, welches in Fig. 2 gezeigt ist.
Fig. 5 zeigt eine Anordnung eines Fensterkomparators entsprechend einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Der Fensterkomparator umfaßt eine erste Spannungsvergleichsschaltung 501, die eine Anordnung ähnlich der in Fig. 2 gezeigten besitzt, eine zweite Spannungsvergleichsschaltung 502, die eine Anordnung ähnlich der in Fig. 4 gezeigten besitzt und durch das Modifizieren des Eingangsanschluß des Komparators 113 erhalten ist, welcher in Fig. 4 gezeigt ist, ein ODER-Gate 503 und eine Verriegelungsschaltung 504. Fig. 5 zeigt ferner den Verriegelungs-Steuerungseingangsanschluß 505 der Verriegelungsschaltung 504 und den Ausgangsanschluß 506 der Verriegelungsschaltung 504.
Ein Ausgangssignal von der ersten Spannungsvergleichsschaltung 501 ist "H", wenn VIN > (VAG + ΔV) während der EIN-Periode der ersten Schaltergruppe ist, welche durch das Taktsignal Φ1 betrieben wird. Ein Ausgangssignal von der zweiten Spannungsvergleichsschaltung 502 ist "H", wenn VIN < (VAG-ΔV) während der EIN-Periode der ersten Schaltergruppe, welche durch das Taktsignal Φ1 betrieben wird. Auf diese Weise ist in diesem Fall ein Ausgangssignal von dem ODER-Gate 503 "H", wenn VIN > VAG + DV oder VIN < VAGDV. Da der Ausgangssignalpegel der Komparatorschaltungen 501 und 502 während der AUS-Periode der ersten Schaltergruppe nicht stabil ist, ist die Verriegelungsschaltung 504 mit dem Ausgang des ODER-Gates 503 verbunden. Insbesondere wird ein Signal, welches eine Verriegelungs-Operation verursacht, dem Verriegelungs-Steuerungseingangsanschluß 505 der Verriegelungs-Schaltung 504 zugeführt, und der Ausgang des ODER-Gates 503 während einer Periode, die durch die schraffierten Teilbereiche in den Fig. 3A und 3B angezeigt ist, wird durch die Verriegelungsschaltung 504 verriegelt. Folglich kann ein korrektes Vergleichsergebnis immer am Ausgangsanschluß 506 der Verriegelungsschaltung 504 erhalten werden.
Mit Bezug auf die Anordnungen von Fig. 2 und 4 tritt natürlich ein Fehler entsprechend des Offsets auf, wenn der Komparator 113 ein Offset besitzt. Daher wird in diesem Fall bevorzugt ein Offset kompensierender Spannungskomparator, wie in Fig. 1B gezeigt, verwendet.
Fig. 6 ist ein Schaltungsdiagramm, welches eine praktische Anordnung eines Offset kompensierenden Spannungskomparators zeigt, der geeigneterweise als Komparator 113, wie in Fig. 2 und 4 gezeigt ist, verwendet wird. Die Schaltung, die in Fig. 6 gezeigt ist, besitzt Differential-Eingangstyp-Spannungskomparatoren 601 bis 603, Kondensatoren 604 bis 607 (zur Offsetkompensation) und Schaltelemente 608 bis 613. In dieser Schaltung wird ein Vergleichsergebnis der Spannungen, welche vom positiven und negativen Phaseneingangsanschluß 614 und 615 eingegeben sind, von einem Ausgangsanschluß 616 ausgegeben. Der Differential-Spannungskomparator, der in Fig. 6 gezeigt ist, umfaßt zwei Spannungskomparatoren (bestehend aus den Komparatoren 601 und 602 und den Kondensatoren 604 bis 607), deren Offsetkompensationsoperationen an deren Ausgangsseiten durchgeführt werden, und den Spannungskomparator 603, für den keine Offsetkompensation durchgeführt wird. Auch wenn der Komparator 603 einen Offset besitzt, wenn die Verstärkungsfaktoren der zwei Komparatoren groß sind, ist der gesamte Schlußoffset (Spannung) (Offset des Komparators 603)/(Verstärkungsfaktor der zwei Komparatoren 601 und 602) und kann ausreichend verringert werden. Obwohl zwei Eingangskomparatoren für die Offsetkompensation in Fig. 6 bereitgestellt sind, kann wenigstens ein Komparator bereitgestellt werden, wie es erforderlich ist. Wenn ein Komparator, der die obige Anordnung besitzt, in der Schaltung, die in den Fig. 2 oder 4 gezeigt ist, verwendet wird, können die Schaltelemente 608 bis 613 in der gleichen Art wie in der zweiten Schaltergruppe in Fig. 2 oder 4 ein/ausgeschaltet werden, so daß ein korrektes Spannungsvergleichsergebnis am Ausgangsanschluß 616 während einer Periode erhalten werden kann, in der die erste und zweite Schaltergruppe EIN bzw. AUS sind.
In der Anordnung, die in Fig. 2 oder 4 gezeigt ist, werden, falls MOSFETs als die Schalter verwendet werden, die Steuerungs-Taktsignale für die Schalter unerwünschterweise durch die parasitären Kondensatoren der Gateelektroden gestreut. Jedoch sind in der Schaltung der vorliegenden Erfindung die Schaltelemente an der Eingangsseite angepaßt und werden von dem gleichen Steuerungs-Taktsignal angesteuert. Daher werden die Signale, welche durch die parasitären Kondensatoren der Gateelektroden gestreut werden, jeweils durch die Gleichtaktunterdrückungsfunktion des Differential-Spannungskomparators beseitigt und beeinflussen das Ausgangssignal des Differential-Spannungskomparators nicht. Dieses ist einer der Vorteile der Schaltung der vorliegenden Erfindung.
Ein Sprachbegrenzer entsprechend einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, auf welchen die Anordnung des Hauptteils des Fensterkomparators, welcher in Fig. 5 gezeigt ist, entsprechend dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung angewendet wird, wird nun mit Bezug auf die beiliegenden Abbildungen beschrieben.
Der technische Hintergrund von Sprachbegrenzern wird unten kurz beschrieben.
Gegenwärtig ist in der mobilen Radiokommunikation, welche durch das Radiogesetz von Japan geregelt wird, die Frequenzabweichung eines Übertragungssignals auf einen Bereich von z. B. ±5 kHz begrenzt, so daß, wenn ein Hochpegel (d. h. große Amplitude)-Modulationssignal eingegeben wird, verhindert wird, daß das Seitenband sich aufspreizt und störend auf einen angrenzenden Radiokanal einwirkt. Aus diesem Grund muß bei der PM (Phasenmodulation) z. B. nicht nur der Pegel des Modulationssignals begrenzt werden, sondern ferner muß insbesondere eine Hochfrequenz-Signalkomponente auf einen niedrigen Pegel soweit es möglich ist, gedrückt werden, da die Größe der Frequenzabweichung nicht nur zu dem Pegel des Modulationssignals, sondern auch zu dessen Frequenz proportional sein kann. Um dies zu erreichen, wird herkömmlicherweise eine Augenblicks-Abweichungs-Steuerungs(IDC)- Schaltung (nachfolgend als eine "IDC-Schaltung" bezeichnet) verwendet.
Das Prinzip der IDC-Schaltung wird mit Bezug auf Fig. 7 kurz beschrieben. Ein Originaleingangs-Modulationssignal wird zuerst durch einen Differenzierer 901 differenziert, um dessen Hochfrequenzkomponente zu verstärken, und dessen Spannungsamplitude wird auf einen Pegel unterhalb eines vorbestimmten Wertes durch einen Begrenzer 902 abgeschnitten. Die Wellenform, die durch den Begrenzer 902 abgeschnitten wird, beinhaltet eine Hochfrequenzkomponente infolge des Abschneidens. Ein Tiefpaß- Filter 903, welches ein Splatter- bzw. Farbspritzer-Filter genannt wird, ist mit dem Ausgang des Begrenzers 902 verbunden um die Hochfrequenzkomponente zu entfernen. Das Signal, von welchem die Hochfrequenzkomponente durch den Filter 903 entfernt ist, gelangt durch einen Integrierer 904, welcher eine dem Differenzierer 901 entgegengesetzte Frequenzcharakteristik besitzt. Folglich können ein Signal, welches eine Amplitude besitzt, die niedriger ist als ein vorbestimmter Wert, und eine Hochfrequenzkomponente erhalten werden. Das so erhaltene Signal ist zu modulieren.
Ein Sprachsignalprozessor, welcher eine derartige IDC- Schaltung verwendet, umfaßt üblicherweise eine Hybridschaltung. Daher ist eine große Anzahl von Schaltungskomponenten und Einstellungen erforderlich. Jedoch muß, wenn ein mobiles Kommunikationssystem, welches eine derartige Schaltung verwendet, klein und preisgünstig gemacht werden soll, natürlich die Anzahl der Komponenten in großem Umfang verringert werden und die Schaltungsanordnung muß vereinfacht werden. In dem Fall eines drahtlosen mobilen Kommunikationssystems muß ferner der Leistungsverbrauch verringert werden.
Ein MOS-LSI-Sprachsignalprozessor ist schon durch die Entwicklung in der Technik der gesteuerten bzw. geschalteten Kondensatoren realisiert. Ein derartiger Sprachsignalprozessor erfüllt nicht nur die obigen Anforderungen, sondern man erreicht ferner ein hochpräzises, hochstabiles Kommunikationssystem.
Ein Beispiel eines herkömmlichen Sprachbegrenzers, der als Begrenzer 902 in dem MOS-LSI-Sprachsignalprozessor verwendet wird, wird beschrieben.
Fig. 8 zeigt schematisch eine Anordnung eines Sprachbegrenzers, der in IEEE Journal of Solid-State Circuits, T. Habuka et al. Vol. SC-20, Nr. 2, April 1985, S. 619-620, die zuvor erwähnt worden sind, gezeigt ist.
Die Referenzspannung Vr mit Bezug zur Massespannung GND wird in eine obere und untere Grenzspannung VH und VL durch einen Pegelschieber 1002 umgesetzt. Die Spannungen VH und VL und das Eingangssignal Ei von einem Eingangsanschluß 1001 werden zu einem Komparator/Schalter- Kontroller 1003 eingegeben, der einen Komparator und eine Schaltsteuerungslogikschaltung umfaßt. Der Komparator/Schalter-Kontroller 1003 liefert ein Steuerungssignal (Takt) zu einem Auswähler 1004 entsprechend dem Vergleichsergebnis der drei Signale. Der Auswähler 1004 besteht aus Schaltern S1 bis S12 und Kondensatoren C1 bis C3. Eine erste Schaltergruppe (Schalter S1, S4, S5, S8, S9 und S12) und eine zweite Schaltergruppe (Schalter S2, S3, S6, S7, S10 und S11) werden durch die komplementären Taktsignale angesteuert, welche nicht gleichzeitig freigegeben werden.
(1) Wenn das Eingangssignal Ei größer ist als die Spannung VH, werden die Schalter S2, S3, S10 und S11 ausgeschaltet und die Schalter S6 und S7 eingeschaltet und der Kondensator C2 wird entladen.
(2) Wenn das Eingangssignal Ei kleiner ist als die Spannung VL, werden die Schalter S2, S3, S6 und S7 ausgeschaltet und die Schalter S10 und S11 eingeschaltet, und der Kondensator C3 wird entladen.
(3) Wenn das Eingangssignal Ei einen Wert zwischen den Spannung VH und VL besitzt, werden die Schalter S6, S7, S10 und S11 ausgeschaltet und die Schalter S2 und S3 eingeschaltet, und der Kondensator C1 wird entladen.
Folglich wird eine Spannung, die größer ist als die Spannung VH oder kleiner als die Spannung VL einem Operationsverstärker OP an einer Eingangsstufe eines nächsten Tiefpaß-Filters 1005 nicht zugeführt.
Fig. 9 zeigt schematisch eine Anordnung eines Begrenzers, der in Oki Denki Kenkyu Kaihatsu Dai-127 go, Vol. 52, Nr. 3, S. 77-82 gezeigt ist. Ein Steuerungssignal (Takt) wird von dem Komparator/Schalterkontroller 1003 bereitgestellt, um den Schalter S1 einzuschalten, wenn das Eingangssignal Ei einen Wert zwischen der oberen und unteren Grenzspannung VH und VL besitzt, und um ansonsten den Schalter S1 auszuschalten. Wenn der Schalter S1 EIN ist, erscheint das Signal Ei direkt an dem Ausgang eines Operationsverstärkers OP1; wenn er auf AUS ist, wird eine Spannung, unmittelbar bevor ein Eingangssignal die obere bzw. untere Grenzspannung überschreitet oder unterschreitet, in dem Kondensator C1 gehalten, und durch den Verstärker OP1 gepuffert und herausgezogen. Daher wird eine Spannung, die höher oder niedriger ist als die obere oder untere Grenzspannung nicht an ein Tiefpaßfilter 1101 eingegeben.
Jedoch erfordern die Schaltungen, die in Fig. 8 und 9 gezeigt sind, eine Spannungsquelle, welche eine obere und untere Grenzspannung VH und VL bezüglich eines Referenzpotentials besitzt. Aus diesem Grund werden in Fig. 8 die Spannungen VH und VL durch die Referenzspannung Vr mit Bezug auf ein Massepotential erzeugt und dem Auswähler 1004 eingegeben, und die Kondensatoren werden entsprechend dem Vergleichsergebnis des Komparator/ Schalter-Kontrollers 1003 entladen. In diesem Verfahren ist der Pegelschieber 1002 erforderlich, um die Spannungen VH und VL zu erzeugen, die dem Auswähler 1004 eingegeben werden sollen. Der Operationsverstärker im Pegelschieber 1002 vergrößert die gesamte Schaltungsgröße und den Leistungsverbrauch. Mit Bezug auf die Fig. 9 ist der Pegelschieber 1002 erforderlich, um die Spannungen in den Komparator/Schalter-Kontroller 1003 einzugeben, und ferner ist der Operationsverstärker OP1 erforderlich, um die Spannung zu puffern, die durch den Kondensator C1 gehalten wird, wenn der Schalter S1 ausgeschaltet ist.
Der Sprachbegrenzer entsprechend dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung hat die in Fig. 10 gezeigte Anordnung. Da der Sprachbegrenzer den Fensterkomparator, der in Fig. 5 gezeigt ist, übernimmt, kann dessen Anordnung vereinfacht werden. Der schraffierte Teilbereich des Komparator/Schalter-Kontrollers 703, der in Fig. 10 gezeigt ist, wird durch eine Schaltung gebildet, die durch das Anwenden der Schaltung, die in Fig. 6 gezeigt ist, an den Schaltungsteilbereich von Fig. 5, der durch die gestrichelten Linien eingekreist ist, erhalten wird.
Die Signalquelle Ei ändert ihre Spannung bezüglich dem Referenzpotential VB. Eine Schaltergruppe ((S1, S3) (S5, S7) (S10, S11)) und eine Schaltergruppe (S2, S4, S6, S8, S9 und S12) werden durch komplementäre Taktsignale angesteuert, welche derart ein/ausgeschaltet werden, daß sie nicht gleichzeitig EIN sind. Die Elektroden der Schalter S2, S4, S8 und S12, die nicht mit den entsprechenden Kondensatoren verbunden sind, und ein positiver Phaseneingangsanschluß eines Eingangsstufenoperationsverstärkers OP eines nächsten Tiefpaßfilters LP sind mit dem Referenzpotential VB verbunden, und die Elektroden der Schalter S6 und S10, die nicht mit den entsprechenden Kondensatoren verbunden sind, sind mit dem Massepotential GND verbunden.
Der Komparator/Schalter-Kontroller 703 betreibt den Schalter wie folgt abhängig vom Signal Ei und der Referenzspannung Vr bezüglich dem Massepotential GND. Wenn der Spannungspegel der Signalquelle Ei größer ist als der obere Grenzspannungspegel, werden die Schalter S3 und S11 während einer Zeitdauer, in welcher sie auf EIN sein müssen, auf AUS gehalten. Wenn der Spannungspegel der Quelle Ei niedriger als der untere Grenzspannungspegel ist, werden die Schalter S3 und S7 während einer Zeitdauer, in welcher sie EIN sein müssen, auf AUS gehalten. Wenn sich die Spannung des Eingangssignals Ei zwischen der oberen und unteren Grenzspannung befindet, werden die Schalter S7 und S11 während einer Zeitspanne, in welcher sie EIN sein müssen, auf AUS gehalten.
(1) Wenn das Signal Ei die obere Grenzspannung überschreitet, kann nur eine Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten, welche aus den Schaltern S5, S6, S7 und S8 und dem Kondensator C2 besteht, die Ladung zu dem Operationsverstärker OP übertragen. In diesem Fall wird die Elektrode des Schalters S6, die nicht mit einem entsprechenden Kondensator verbunden ist, mit dem Massepotential GND verbunden. Daher ist, während die Schalter S6 und S8 EIN sind, die Ladung
QC2 = -C2VB
in dem Kondensator C2 angehäuft. Anschließend wird, wenn die Schalter S5 und S7 eingeschaltet sind, die Ladung
QC2' = -C2(VB-Vr)
an den Kondensator C2 angelegt. Die Ladung
QC2 = QC2'-QC2 = C2Vr,
nämlich die Ladung entsprechend der oberen Grenzspannung, wird dem Operationsverstärker OP zugeführt.
(2) Wenn das Signal Ei niedriger ist als die untere Grenzspannung kann nur die Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten, welche aus den Schaltern S9, S10, S11 und S12 und dem Kondensator S3 besteht, die Ladung zum Operationsverstärker OP übertragen. Während die Schalter S9 und S12 EIN sind, wird die Ladung
QC2 = -C3(VB-Vr)
in der Kapazität C3 angehäuft. Anschließend wird, wenn die Schalter S10 und S11 eingeschaltet sind, die Ladung
QC3' = -C3VB
in dem Kondensator C3 angehäuft. Eine Differenz zwischen den Ladungen
ΔQC3 = QC3'-QC3 = -C3Vr,
nämlich die Ladungen entsprechend der unteren Grenzspannung, werden zu dem Operationsverstärker OP übertragen.
(3) Wenn das Signal Ei einen Wert zwischen der oberen und unteren Grenzspannung besitzt, kann nur die Schaltung mit den gesteuerten Kapazitäten, welche aus den Schaltern S1, S2, S3 und S4 und dem Kondensator C1 besteht, Ladung zu dem Operationsverstärker OP übertragen. Während die Schalter S2 und S4 EIN sind, wird die Ladung
QC1 = 0
in dem Kondensator C1 angehäuft. Anschließend wird, wenn die Schalter S1 und S3 eingeschaltet sind, die Ladung
QC1' = C1Ei
in dem Kondensator C1 angehäuft. Die Differenz der Ladungen
ΔQC1 = QC1'-QC1 = C1Ei,
nämlich die Ladungen entsprechend dem Eingangssignal Ei, wird zum Verstärker OP übertragen.
Wie oben beschrieben ist, sind die Elektroden der Schalter S6 und S10, und S8 und S12, die nicht mit den entsprechenden Kondensatoren verbunden sind, mit dem Massepotential GND bzw. dem Referenzpotential VB verbunden. Folglich können Ladungen entsprechend der oberen und unteren Grenzspannung bezüglich der Referenzspannung VB zu dem Operationsverstärker OP von der Referenzspannungsquelle Vr bezüglich dem Massepotential GND übertragen werden, wobei eine einfache herkömmliche Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten bzw. geschaltete Kondensatorschaltung ohne die Verwendung einer speziellen Schaltung verwendet wird. Zusätzlich ist, da jede der oben beschriebenen Schaltungen mit gesteuerten Kapazitäten ferner als eine Eingangsschaltung mit gesteuerten Kapazitäten für den nächsten Tiefpaßfilter 702 dient, kein zusätzlicher Puffer-Operationsverstärker notwendig.
In Fig. 10 kann die Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten bzw. geschaltete Kondensatorschaltung, welche aus den Schaltern S9, S10, S11 und S12 besteht, weggelassen werden, und die Funktion der zwei Schaltungen mit gesteuerten Kapazitäten kann mit nur der Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten, welche aus den Schaltern S5, S6, S7 und S8 und dem Kondensator C2 besteht, erhalten werden. In diesem Fall kann die Auswahl so realisiert werden, daß die Schalter der Schaltergruppe (S5 und S8), oder die Schalter der Schaltergruppe (S6 und S7) komplementär ein/ausgeschaltet werden können, wie es erforderlich ist.
Wie oben beschrieben sind die zwei Anschlüsse der Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten, die üblicherweise mit einem Referenzpotential mit der Schaltung verbunden sein müssen, mit dem Massepotential GND bzw. dem Referenzpotential VB verbunden. Dann kann, wenn die Ladung entsprechend der Differenz zwischen dem Referenzpotential VB und dem Massepotential GND in der Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten zurückgelassen ist, welche üblicherweise vollständig entladen werden muß, eine Referenzspannung mit Bezug auf das Massepotential in eine obere und untere Grenzspannung mit Bezug auf das Referenzpotential in der Schaltung ohne die Verwendung irgendeiner speziellen Schaltung umgesetzt werden.
Zum Beispiel ist in dem konventionellen Begrenzer, der in Fig. 8 gezeigt ist, in der Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten, welche aus den Schaltern S5, S6, S7 und S8 und dem Kondensator C2 besteht, ein Ende jedes Schalters S6 und S8 mit dem Referenzpotential VB der Schaltung verbunden. Die Schalter S5 und S8 und die Schalter S6 und S7 werden durch komplementäre Taktsignale ein/ ausgeschaltet. Der positive Phaseneingangsanschluß des Operationsverstärkers OP ist mit dem Referenzpotential VB in der Schaltung verbunden und deren negativer Phaseneingangsanschluß ist mit dem Kondensator C2 über den Schalter S7 verbunden. Daher wird, während die Schalter S5 und S8 EIN geschaltet sind und die Schalter S6 und S7 AUS geschaltet sind, Ladung entsprechend (VH-VB)C2 in dem Kondensator C2 angehäuft. Anschließend wird, wenn die Schalter S5 und S8 ausgeschaltet sind und die Schalter S6 und S7 eingeschaltet sind, der positive Phaseneingangsanschluß des Operationsverstärkers OP mit dem Potential VB verbunden, und auf diese Weise die gesamte Ladung in den Kondensator C2 übertragen. Daher muß die obere Grenzspannung VH irgendwie auf Vr + VB pegelverschoben werden. Dann wird die Ladung entsprechend dem Netz VrC2 dem nächsten Filter 1005 eingegeben.
Im Unterschied dazu ist in der Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten bzw. geschaltete Kondensatorschaltung von Fig. 10, welche aus den Schaltern S5, S6, S7 und S8 und dem Kondensator C2 besteht, ein Ende des Schalters S6 mit dem Massepotential verbunden, und ein Ende des Schalters S8 mit dem Referenzpotential VB der Schaltung verbunden. Die Anordnung von Fig. 10 unterscheidet sich in diesen Hinsichten von der in Fig. 8. Daher häuft in der Schaltung mit gesteuerten Kapazitäten, die in Fig. 10 gezeigt ist, der Kondensator C2 die Ladung entsprechend (VB-Vr)C2 an, während die Schalter S5 und S8 EIN und die Schalter S6 und S7 AUS sind. Anschließend wird, wenn die Schalter S5 und S8 ausgeschaltet und die Schalter S6 und S7 eingeschaltet werden, der Kondensator C2 nicht vollständig entladen, da der positive Phaseneingang des Operationsverstärkers OP mit dem Potential VB verbunden ist, und nur die Ladung entsprechend dem Netz VrC2 wird entladen und dem nächsten Filter 702 eingegeben. Daher braucht die Ladung entsprechend dem Netz VrC2 nicht besonders pegelverschoben zu sein und kann im Filter 702 bei einem erforderlichen Pegel (Vr in diesem Fall) eingegeben werden.
Wie oben beschrieben, müssen in dem Begrenzer, der in der Fig. 10 gezeigt ist, zum Teil wegen der Anordnung der Spannungsvergleichsschaltung (in dem schraffierten Teilbereich in Fig. 10 beinhaltet), die obere und untere Grenzspannung überhaupt nicht getrennt gesetzt werden, und es wird kein zusätzlicher Puffer-Operationsverstärker benötigt. Folglich werden sowohl die Schaltungsgröße als auch der Leistungsverbrauch verringert, was auf diese Weise wirtschaftliche Vorteile zur Folge hat.

Claims

1. Spannungsvergleichsschaltung zum Vergleichen zweier Signalspannungen (VIN, ΔV) mit:

einer ersten geschalteten Kondensatorschaltung (120; 420) zum Empfangen einer ersten Signalspannung (VIN), wobei die erste geschaltete Kondensatorschaltung (120; 420) ein erstes Schaltelement (101; 401), welches zwischen einem Eingangsanschluß für die erste Signalspannung (VIN) und einem Anschluß eines ersten Kondensators (111) verbunden ist, ein zweites Schaltelement (102; 402), welches zwischen dem einen Anschluß des ersten Kondensators (111) und einem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, ein drittes Schaltelement (103; 403), welches zwischen einem Ausgangsanschluß der ersten geschalteten Kondensatorschaltung und dem anderen Anschluß des ersten Kondensators (111) verbunden ist, und ein viertes Schaltelement (104; 404), welches zwischen dem anderen Anschluß des ersten Kondensators (111) und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt;

einer zweiten geschalteten Kondensatorschaltung (130; 430) zum Empfangen einer zweiten Signalspannung (ΔV), wobei die zweite geschaltete Kondensatorschaltung (130; 430) ein fünftes Schaltelement (105; 405), welches zwischen einem Eingangsanschluß für die zweite Signalspannung (ΔV) und einem Anschluß eines zweiten Kondensators (112) verbunden ist, ein sechstes Schaltelement (106; 406), welches zwischen dem einen Anschluß des zweiten Kondensators (112) und einem zweiten Festpotential-Punkt (GND) verbunden ist, ein siebtes Schaltelement (107; 407), welches zwischen dem einen Ausgangsanschluß der geschalteten Kondensatorschaltung (130; 430) und dem anderen Anschluß des zweiten Kondensators (112) verbunden ist, und ein achtes Schaltelement (108; 408), welches zwischen dem anderen Anschluß des zweiten Kondensators (112) und dem ersten Festpotential- Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt, wobei die schaltenden und Kondensator-Elemente der zweiten geschalteten Kondensatorschaltung (130; 430) mit jenen der ersten geschalteten Kondensatorschaltung (120; 420) zusammenpassen; und

einem Differential-Spannungskomparator (113), der einen ersten und zweiten Eingangsanschluß für das jeweilige Empfangen der Ausgangssignale von der ersten und zweiten geschalteten Kondensatorschaltung (120, 130; 420, 430) besitzt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, worin der Differential- Spannungskomparator (113) ein Abtastdaten-Differential-Eingangsspannungskomparator zum Durchführen einer Offsetkompensation bei einer Spannung ist, die durch einen Kondensator (604-607) gehalten wird, der mit einem Ausgang des Differential-Spannungskomparators (601-603) verbunden ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, worin das erste, dritte, fünfte und siebte Schaltelement (101, 103, 105, 107) durch ein erstes Steuerungs-Taktsignal angesteuert werden, und das zweite, vierte, sechste und achte Schaltelement (102, 104, 106, 108) durch ein zweites Steuerungs-Taktsignal, welches komplementär zu dem ersten Steuerungs-Taktsignal ist und nicht gleichzeitig damit freigegeben wird, ein/ausgeschaltet werden.

4. Schaltung nach Anspruch 1, worin das erste, dritte, sechste und siebte Schaltelement (401, 403, 406, 407) durch ein erstes Steuerungs-Taktsignal angesteuert werden, und das zweite, vierte, fünfte und achte Schaltelement (402, 404, 405, 408) durch ein zweites Steuerungs-Taktsignal ein/ausgeschaltet werden, welches komplementär zu dem ersten Steuerungs-Taktsignal ist und nicht gleichzeitig damit freigegeben wird.

5. Fenster-Vergleichsschaltung mit:

einer ersten Spannungsvergleichsschaltung (501) zum Vergleichen zweier Signalspannungen (VIN, ΔV) mit einer ersten geschalteten Kondensatorschaltung zum Empfangen einer ersten Signalspannung (VIN), wobei die erste geschaltete Kondensatorschaltung ein erstes Schaltelement, welches zwischen einem Eingangsanschluß für die erste Signalspannung (VIN) und einem Anschluß eines ersten Kondensators verbunden ist, ein zweites Schaltelement, welches zwischen dem einen Anschluß des ersten Kondensators und einem Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, ein drittes Schaltelement, welches zwischen einem Ausgangsanschluß der ersten geschalteten Kondensatorschaltung und dem anderen Anschluß des ersten Kondensators verbunden ist, und ein viertes Schaltelement, welches zwischen dem anderen Anschluß des ersten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt; einer zweiten geschalteten Kondensatorschaltung zum Empfangen einer zweiten Signalspannung (ΔV), wobei die zweite geschaltete Kondensatorschaltung ein fünftes Schaltelement, welches zwischen einem Eingangsanschluß für die zweite Signalspannung (ΔV) und einem Anschluß eines zweiten Kondensators verbunden ist, ein sechstes Schaltelement, welches zwischen dem einen Anschluß des zweiten Kondensators und einem zweiten Festpotential- Punkt (GND) verbunden ist, ein siebtes Schaltelement, welches zwischen einem Ausgangsanschluß der zweiten geschalteten Kondensatorschaltung und dem anderen Anschluß des zweiten Kondensators verbunden ist, und ein achtes Schaltelement, welches zwischen dem anderen Anschluß des zweiten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt, wobei die schaltenden und Kondensator-Elemente der zweiten geschalteten Kondensatorschaltung mit jenen der ersten geschalteten Kondensatorschaltung zusammenpassen; und einem ersten Differential- Spannungskomparator, der einen ersten und zweiten Eingangsanschluß für das jeweilige Empfangen der Ausgangssignale von der ersten und zweiten geschalteten Kondensatorschaltung besitzt, wobei das erste, dritte, fünfte und siebte Schaltelement durch ein erstes Steuerungs-Taktsignal angesteuert werden, und das zweite, vierte, sechste und achte Schaltelement durch ein zweites Steuerungs-Taktsignal ein/ausgeschaltet werden, welches komplementär zu dem ersten Steuerungs-Taktsignal ist und nicht gleichzeitig damit freigegeben wird;

einer zweiten Spannungsvergleichsspannung (502) zum Vergleichen der zwei Signalsspannungen (VIN, ΔV) mit einer dritten geschalteten Kondensatorschaltung zum Empfangen der ersten Signalspannung (VIN), wobei die dritte geschaltete Kondensatorschaltung ein neuntes Schaltelement, welches zwischen dem Eingangsanschluß für die erste Signalspannung (VIN) und einem Anschluß eines dritten Kondensators verbunden ist, ein zehntes Schaltelement, welches zwischen dem einen Anschluß des dritten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, ein elftes Schaltelement, welches zwischen einem Ausgangsanschluß der dritten geschalteten Kondensatorschaltung und dem anderen Anschluß des dritten Kondensators verbunden ist, und ein zwölftes Schaltelement, welches zwischen dem anderen Anschluß des dritten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt, einer vierten geschalteten Kondensatorschaltung zum Empfangen der zweiten Signalspannung (ΔV), wobei die vierte geschaltete Kondensatorschaltung ein dreizehntes Schaltelement, welches zwischen einem Eingangsanschluß für die zweite Signalspannung (ΔV) und einem Anschluß eines vierten Kondensators verbunden ist, ein vierzehntes Schaltelement, welches zwischen dem einen Anschluß des vierten Kondensators und dem zweiten Festpotential-Punkt (GND) verbunden ist, ein fünfzehntes Schaltelement, welches zwischen einem Ausgangsanschluß der vierten geschalteten Kondensatorschaltung und dem anderen Anschluß des vierten Kondensators verbunden ist, und ein sechzehntes Schaltelement, welches zwischen dem anderen Anschluß des vierten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt, wobei die schaltenden und Kondensator-Elemente der vierten geschalteten Kondensatorschaltung mit jenen der dritten geschalteten Kondensatorschaltung zusammenpassen, und einem zweiten Differential-Spannungskomparator, der einen ersten und zweiten Eingangsanschluß für das jeweilige Empfangen der Ausgangssignale von der vierten und dritten geschalteten Kondensatorschaltung besitzt, wobei das neunte, elfte, vierzehnte und fünfzehnte Schaltelement durch das erste Steuerungs-Taktsignal angesteuert werden, und das zehnte, zwölfte, dreizehnte und sechzehnte Schaltelement durch das zweite Steuerungs-Taktsignal ein/ausgeschaltet werden; und einer ODER-Schaltung (503) zum ODER-Verknüpfen der Ausgangssignale von der ersten und zweiten Spannungsvergleichsschaltung.

6. Schaltung nach Anspruch 5, worin der erste und zweite Differential-Spannungskomparator jeweils Abtastdaten-Differential-Eingangsspannungs-Komparatoren zum Durchführen der Offsetkompensation mit einer Spannung sind, die durch einen Kondensators, welcher mit dessen Ausgangsseite verbunden ist, gehalten wird.

7. Begrenzerschaltung mit:

einer ersten Spannungsvergleichsschaltung (501) zum Vergleichen zweier Signalspannungen (VIN, ΔV) mit einer ersten geschalteten Kondensatorschaltung zum Empfangen einer ersten Signalspannung (VIN), wobei die erste geschaltete Kondensatorschaltung ein erstes Schaltelement, welches zwischen einem Eingangsanschluß für die erste Signalspannung (VIN) und einem Anschluß eines ersten Kondensators (111) verbunden ist, ein zweites Schaltelement, welches zwischen dem einen Anschluß des ersten Kondensators und einem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, ein drittes Schaltelement, welches zwischen einem Ausgangsanschluß der ersten geschalteten Kondensatorschaltung und dem anderen Anschluß des ersten Kondensators verbunden ist, und ein viertes Schaltelement, welches zwischen dem anderen Anschluß des ersten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt, einer zweiten geschalteten Kondensatorschaltung zum Empfangen einer zweiten Signalspannung (ΔV), wobei die zweite geschaltete Kondensatorschaltung ein fünftes Schaltelement, welches zwischen einem Eingangsanschluß für die zweite Signalspannung (ΔV) und einem Anschluß eines zweiten Kondensators verbunden ist, ein sechstes Schaltelement, welches zwischen dem einen Anschluß des zweiten Kondensators und einem zweiten Festpotential-Punkt (GND) verbunden ist, ein siebtes Schaltelement, welches zwischen einem Ausgangsanschluß der zweiten geschalteten Kondensatorschaltung und dem anderen Anschluß des zweiten Kondensators verbunden ist, und ein achtes Schaltelement, welches zwischen dem anderen Anschluß des zweiten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt, wobei die schaltenden und Kondensator-Elemente der zweiten geschalteten Kondensatorschaltung mit jenen der ersten geschalteten Kondensatorschaltung zusammenpassen, und einem Differential-Spannungskomparator, der einen ersten und zweiten Eingangsanschluß für das jeweilige Empfangen von Ausgangssignalen von der ersten und zweiten geschalteten Kondensatorschaltung besitzt, wobei das erste, dritte, fünfte und siebte Schaltelement durch ein erstes Steuerungs-Taktsignal angesteuert werden, und das zweite, vierte, sechste und achte Schaltelement durch ein zweites Steuerungs-Taktsignal ein/ausgeschaltet werden, welches komplementär zu dem ersten Steuerungs-Taktsignal ist und nicht gleichzeitig damit freigegeben wird;

einer zweiten Spannungsvergleichsspannung (502) zum Vergleichen der zwei Signalsspannungen (VIN, ΔV) mit einer dritten geschalteten Kondensatorschaltung zum Empfangen einer ersten Signalspannung (VIN), wobei die dritte geschaltete Kondensatorschaltung ein neuntes Schaltelement, welches zwischen dem Eingangsanschluß für die erste Signalspannung (VIN) und einem Anschluß eines dritten Kondensators verbunden ist, ein zehntes Schaltelement, welches zwischen dem einen Anschluß des dritten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, ein elftes Schaltelement, welches zwischen einem Ausgangsanschluß der dritten geschalteten Kondensatorschaltung und dem anderen Anschluß des dritten Kondensators verbunden ist, und ein zwölftes Schaltelement, welches zwischen dem anderen Anschluß des dritten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt, einer vierten geschalteten Kondensatorschaltung zum Empfangen der zweiten Signalspannung (ΔV), wobei die vierte geschaltete Kondensatorschaltung ein dreizehntes Schaltelement, welches zwischen einem Eingangsanschluß für die zweite Signalspannung (ΔV) und einem Anschluß eines vierten Kondensators verbunden ist, ein vierzehntes Schaltelement, welches zwischen dem einen Anschluß des vierten Kondensators und dem zweiten Festpotential-Punkt (GND) verbunden ist, ein fünfzehntes Schaltelement, welches zwischen einem Ausgangsanschluß der vierten geschalteten Kondensatorschaltung und dem anderen Anschluß des vierten Kondensators verbunden ist, und ein sechzehntes Schaltelement, welches zwischen dem anderen Anschluß des vierten Kondensators und dem ersten Festpotential-Punkt (VAG) verbunden ist, besitzt, wobei die schaltenden und Kondensator-Elemente der vierten geschalteten Kondensatorschaltung mit jenen der dritten geschalteten Kondensatorschaltung zusammenpassen, und einem zweiten Differential-Spannungskomparator, der einen ersten und zweiten Eingangsanschluß für das jeweilige Empfangen der Ausgangssignale von der vierten und dritten geschalteten Kondensatorschaltung besitzt, wobei das neunte, elfte, vierzehnte und fünfzehnte Schaltelement durch das erste Steuerungs-Taktsignal angesteuert werden, und das zehnte, zwölfte, dreizehnte und sechzehnte Schaltelement durch das zweite Steuerungs-Taktsignal ein/ausgeschaltet werden; und

einem Auswähler (703, 701), der abhängig von Ausgangssignalen von dem ersten und zweiten Differential-Spannungskomparator der ersten und zweiten Spannungsvergleichsschaltung (501, 502) ist, zum selektiven Ausgeben von irgendeiner Spannung aus der ersten Signalspannung (VIN), einer Spannung, die um die zweite Potentialspannung (ΔV) größer ist als die des ersten Festpotential-Punkts (VAG) und einer Spannung, die um die zweite Signalspannung (ΔV) niedriger ist als die des ersten Festpotential-Punkts (VAG).

8. Begrenzerschaltung mit:

einer ersten geschalteten Kondensatörschaltung (S1 bis S4, C1) zum Empfangen einer ersten Signalspannung (Ei), wobei die erste geschaltete Kondensatorschaltung (S1 bis S4, C1) ein erstes Schaltelement (S1), welches zwischen einem Eingangsanschluß für die erste Signalspannung und einem Anschluß eines ersten Kondensators (C1) verbunden ist, ein zweites Schaltelement (S2), welches zwischen dem einen Anschluß des ersten Kondensators (C1) und einem ersten Festpotential-Punkt (VB) verbunden ist, ein drittes Schaltelement (S3), welches zwischen einem Ausgangsanschluß und dem anderen Anschluß des ersten Kondensators (C1) verbunden ist, und ein viertes Schaltelement (S4), welches zwischen dem anderen Anschluß des ersten Kondensators (C1) und dem ersten Festpotential-Punkt (VB) verbunden ist, besitzt;

einer zweiten geschalteten Kondensatorschaltung (S5 bis S8, C2) zum Empfangen einer zweiten Signalspannung (Vr), wobei die zweite geschaltete Kondensatorschaltung (S5 bis S8, C2) ein fünftes Schaltelement (S5), welches zwischen einem Eingangsanschluß für die zweite Signalspannung (Vr) und einem Anschluß eines zweiten Kondensators (C2) verbunden ist, ein sechstes Schaltelement (S6), welches zwischen dem einen Anschluß des zweiten Kondensators (C2) und einem zweiten Festpotential-Punkt (GND) verbunden ist, ein siebtes Schaltelement (S7), welches zwischen dem Ausgangsanschluß und dem anderen Anschluß des zweiten Kondensators (C2) verbunden ist, und ein achtes Schaltelement (S8), welches zwischen dem anderen Anschluß des zweiten Kondensators (C2) und dem ersten Festpotential-Punkt (VB) verbunden ist, besitzt, wobei die schaltenden und Kondensator- Elemente der zweiten geschalteten Kondensatorschaltung (S5 bis S8, C2) mit jenen der ersten geschalteten Kondensatorschaltung (S1 bis S4, C1) zusammenpassen;

einer dritten geschalteten Kondensatorschaltung (S9 bis S12, C3) zum Empfangen der zweiten Signalspannung (Vr), wobei die dritte geschaltete Kondensatorschaltung (S9 bis S12, C3) ein neuntes Schaltelement (S9), welches zwischen dem Eingangsanschluß für die zweite Signalspannung (Vr) und einem Anschluß eines dritten Kondensators (C3) verbunden ist, ein zehntes Schaltelement (S10), welches zwischen dem einen Anschluß des dritten Kondensators (C3) und dem zweiten Festpotential-Punkt (GND) verbunden ist, ein elftes Schaltelement (S11), welches zwischen dem Ausgangsanschluß und dem anderen Anschluß des dritten Kondensators (C3) verbunden ist, und ein zwölftes Schaltelement (S12), welches zwischen dem anderen Anschluß des dritten Kondensators (C3) und dem ersten Festpotential-Punkt (VB) verbunden ist, besitzt, wobei die schaltenden und Kondensator-Elemente der dritten geschalteten Kondensatorschaltung (S9 bis S12, C3) mit jenen der ersten geschalteten Kondensatorschaltung (S1 bis S4, C1) zusammenpassen; und

einem Fensterkomparator (703) gemäß Anspruch 5, wobei jedoch auf die ODER-Schaltung (503) verzichtet wird, zum Unterscheiden einer Entsprechung zwischen der ersten Signalspannung (Ei) und irgendeinem Zustand aus einem ersten Zustand, in welchem die erste Signalspannung (Ei) größer ist als eine obere Grenzspannung, welche durch Addieren der zweiten Signalspannung (Vr) zu dem Potential des ersten Festpotential-Punkts (VB) erhalten wird, einem zweiten Zustand, in welchem die erste- Signalspannung (Ei) niedriger ist als eine untere Grenzspannung, welche durch Subtrahieren der zweiten Signalspannung (Vr) von dem Potential des ersten Festpotential-Punktes (VB) erhalten wird, und einem dritten Zustand, in welchem die erste Signalspannung in einen Bereich zwischen der oberen und unteren Grenzspannung fällt, und einem Schaltkontroller zum Ein/Aus-Schalten in einer komplementären Art einer ersten Schaltergruppe, welche das erste, dritte, fünfte, siebte, zehnte und elfte Schaltelement (S1, S3, S5, S7, S10, S11) beinhaltet, und einer zweiten Schaltergruppe, welche das zweite, vierte, sechste, achte, neunte und zwölfte Schaltelement (S2, S4, S6, S8, S9, S12) beinhaltet, so daß die erste und zweite Schaltergruppe nicht gleichzeitig eingeschaltet werden und abhängig von einem Unterscheidungsergebnis des Fensterkomparators sind, um das dritte und elfte Schaltelement (S3, S11) auszuschalten, wenn der erste Zustand erhalten wird, das dritte und siebte Schaltelement (S3, S7) auszuschalten, wenn der zweite Zustand erhalten wird, und das siebte und elfte Schaltelement (S7, S11) auszuschalten, wenn der dritte Zustand erhalten wird, ohne Rücksicht auf die An/Aus-Steuerung der ersten und zweiten Schaltergruppe.