DE3329820C2

DE3329820C2 -

Info

Publication number: DE3329820C2
Application number: DE3329820A
Authority: DE
Inventors: Thayamkulangara Ramaswamy Monroeville Pa. Us Viswanathan
Original assignee: AT&T Technologies Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1982-08-19
Filing date: 1983-08-18
Publication date: 1993-09-02
Also published as: GB2125995B; JPH0666639B2; NL8302905A; JPS5954313A; NL192168B; FR2532115B1; GB8322131D0; DE3329820A1; GB2125995A; NL192168C; FR2532115A1; US4484089A

Description

Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, wie sie beispielsweise in der Literaturstelle S. M. Faruque et al., "Switched-capacitor inductors and their use in LC filter simulation" in IEEE proc., Band 128, Pt. G. Nr. 4, August 1981, Seiten 227-229, beschrieben ist.

Es ist bekannt, Großintegrationsschaltungen (LSI-Schaltungen) auf einem einzelnen Halbleiterplättchen unter Anwendung üblicher Metall-Oxid-Halbleiter- (MOS)-Herstellungsverfahren zu erzeugen. Mit der MOS-Technologie lassen sich dichte Anordnungen von Feldeffekt-(FET)-Bauteilen und Kondensatoren mit kleinem Wert und hoher Qualität leicht herstellen. Dagegen benötigen konventionell diffundierte oder Polysilicium-Widerstandselemente auf einem MOS-Halbleiterplättchen in typischer Weise einen unerwünscht großen Teil der verfügbaren Fläche. Darüber hinaus sind solche Bauteile temperaturempfindlich. Wenn sich die Temperatur des Halbleiterplättchens ändert, ändert sich auch der Widerstandswert dieser Bauteile. Darüber hinaus beeinflussen die durch die Temperatur bewirkten Änderungen in schädlicher Weise die Betriebseigenschaften von LSI-Schaltungen, beispielsweise aktiver Filter hoher Präzision.

Es ist darüber hinaus bekannt, daß ein MOSFET-Bauteil als spannungsgesteuerter Widerstand für kleine Signale beider Polaritäten verwendet werden kann. Der Widerstand eines solchen Bauteils ändert sich jedoch ebenfalls mit der Temperatur. Demgemäß sind selbst für einen Kleinsignalbetrieb bisher vorgeschlagene MOSFET-Bauteile nicht für einen Einsatz bei Anwendungsfällen hoher Genauigkeit geeignet, bei denen Widerstände erforderlich sind, die praktisch unabhängig gegen Temperaturänderungen sind.

Es gibt einen vielversprechenden Lösungsversuch zur Herstellung kleinflächiger und temperaturunabhängiger Widerstandselemente auf MOS-Halbleiterplättchen. Dieser Lösungsversuch basiert auf der Nachbildung eines Widerstandsverhaltens unter Verwendung geschalteter Kondensatoren. Die Anwendung solcher Verfahren auf beispielsweise die Konstruktion aktiver Filter hoher Genauigkeit ist bekannt und wird beispielsweise von R. W. Brodersen, P. R. Gray und D. A. Hodges beschrieben in einem Aufsatz "MOS Switched-Capacitor Filters", Proceedings of IEEE, Band 67, S. 61-75, Januar 1979. Die Betriebseigenschaft solcher Filter wird durch hochstabile, quarzgesteuerte Taktfrequenzen und durch Kondensatorverhältnisse bestimmt.

Aus der o. g. sind auch schon Schaltungsanordnungen mit geschalteten Kondensatoren bekannt, die Gegenwirkleitwerte zur Verwirklichung von Induktivitäten darstellen, mit denen Filter aufgebaut werden. Maßnahmen zur Temperaturstabilisierung der Gegenwirkleitwerte sind dort nicht angesprochen.

Der Temperaturkoeffizient eines MOS-Kondensators ist in typischer Weise sehr klein. Darüber hinaus ist bekannt, daß der Temperaturkoeffizient von Kondensatorverhältnissen noch kleiner ist. In der Praxis sind demgemäß die temperaturabhängigen Änderungen von MOS-Kondensatornetzwerken so klein, daß sie für praktisch alle Anwendungsfälle vernachlässigt werden können. Demgemäß sind geschaltete MOS-Kondensatoren eine zweckmäßige Grundlage zur Realisierung hochgenauer LSI-Schaltungen, die im wesentlichen temperaturunabhängig sind.

Eine Schaltungsanordnnung, wie beispielsweise ein Filter mit geschalteten Kondensatoren, ist im Effekt ein Abtastdaten-Netzwerk. Demgemäß müssen die zugeführten Signale zunächst in ihrer Bandbreite begrenzt werden. Dies erfolgt beispielsweise unter Verwendung eines sogenannten Anti-Überdeckungsverzerrungsfilters (Antialiasing Filter), bei dem es sich um ein Filter für kontinuierliche Signale handelt. Dieses Filter stellt ein Beispiel für LSI-Schaltungen dar, die sich nicht unter Verwendung der geschalteten Kondensatortechnik verwirklichen lassen. Für solche Schaltungen besteht ein Bedarf nach einer anderen, nicht den Lösungsversuch mit geschalteten Kondensatoren folgenden Verwirklichungsmöglichkeit für kleinflächige, temperaturunempfindliche Widerstände.

Darüber hinaus sind zwar die oben erläuterten Verfahren mit geschalteten Kondensatoren in ihrer Anwendung beispielsweise für Filtervorgänge im Tonfrequenzbereich vorteilhaft, aber die Anwendung solcher Verfahren bei höheren Frequenzen wird schwieriger und kann zu einem unerwünscht hohen Pegel von Umschaltstörungen führen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein temperaturunempfindliches, kontinuierliches Gegenwirkleitwertelement zu schaffen, das zur Verwirklichung von Filtern und anderen Schaltungen auch bei höheren Frequenzen geeignet ist.

Die Lösung der Aufgabe ist in Anspruch 1 gekennzeichnet, Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein verallgemeinertes Schaltbild einer Leitwertsteuerung mit geschalteten Kondensatoren für variable Gegenwirkleitwertelemente nach den Grundgedanken der Erfindung;

Fig. 2 ein spezielles Ausführungsbeispiel der Schaltung nach Fig. 1, wobei jedes variable Element ein einzelnes MOSFET-Bauteil aufweist;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm mit Taktimpulsen zur Steuerung der in den Fig. 1, 2, 5 und 6 dargestellten Ausführungsbeispiele;

Fig. 4 zwei MOSFET-Bauteile, die auf übliche Weise unter Bildung eines bekannten differentiellen Paares miteinander verbunden sind;

Fig. 5 einen Stromspiegel, der erfindungsgemäß so in eine Leitwertsteuerschleife mit geschalteten Kondensatoren eingeschaltet ist, daß die Ruheströme konstant gehalten werden;

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel, bei dem eine Steuerschleife mit geschalteten Kondensatoren zur Erzeugung von Ruheströmen verwendet wird, die wiederum benutzt werden, um die Gegenwirkleitwerte differentieller Paare konstant zu halten;

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines besonders vorteilhaften variablen Gegenwirkleitwertelements, das für eine Verwendung in der Schaltung nach Fig. 1 geeignet ist;

Fig. 8 ein spezielles Ausführungsbeispiel der Schaltung nach Fig. 7 mit nur MOSFET-Bauteilen.

Der hier verwendete Ausdruck "Gegenwirkleitwert" (Transconductance) soll in allgemeinem Sinn so verwendet werden, daß sowohl der Gegenwirkleitwert (Transconductance) als auch der Wirkleitwert (Self-Conductance) umfaßt sind.

Zur Erläuterung wird für die nachfolgend beschriebenen Anordnungen angenommen, daß sie in integrierten Schaltungen verwirklicht werden, die unter Verwendung üblicher Herstellungsverfahren erzeugt werden. Es wird weiterhin angenommen, daß jede dieser Anordnungenn, beispielsweise die in Fig. 1 gezeigte allgemeine Anordnung, auf einem einzigen Halbleiterplättchen verwirklicht wird. Beispielsweise ist es vorteilhaft, solche Halbleiterplättchen unter Verwendung konventioneller CMOS-Verfahren (Complementary-Metal-Oxide-Semiconductor) herzustellen.

Mit der CMOS-Technologie läßt sich eine dichte Anordnung mit nur n-Kanal- und p-Kanal-MOSFET-Bauteilen und Kondensatoren mit kleinen Werten (weniger als etwa 100 pF) und hoher Qualität leicht mittels eines verhältnismäßig einfachen Herstellungsverfahrens erzielen.

Bei der prinzipiellen Anordnung gemäß Fig. 1 wird der Gegenwirkleitwert eines primären variablen Gegenwirkleitwertelements 10 auf einem integrierten Schaltungsplättchen 11 im Effekt an den Wirkleitwert eines bekannten geschalteten Kondensators angepaßt. Verschiedene spezielle Verwirklichungen des Elements 10 werden nachfolgend beschrieben.

Der geschaltete Kondensator gemäß Fig. 1 weist einen Kondensator 12 auf, dessen Wert gleich C₁ pF ist. Zur Erläuterung ist der Kondensator in der speziell dargestellten Weise mit zugeordneten getakteten Schaltern 14-17 und einer Bezugsspannung 18 verbunden. Der speziell dargestellte geschaltete Kondensator ist ein besonders vorteilhafter Kondensator, der durch praktisch vollständige Unempfindlichkeit gegen Einflüsse parasitärer Kapazitäten gekennzeichnet ist, wie in einem Aufsatz von K. Martin und A. s. Sedra in "Strays-Insensitive Switched-Capacitor Filters bases on Bilinear Z-Transform" in Electronics Letters, Band 15, Nr. 13, Seiten 365/366, 1979, beschrieben ist.

Als Beispiel enthält jeder der Schalter 14-17 (Fig. 1) ein einzelnes MOSFET-Bauteil, das in konventioneller Weise durch von einer Haupttaktschaltung 20 zugeführte Steuerimpulse als Ein-Aus-Schalter betrieben wird. Es wird angenommen, daß die Haupttaktschaltung 20, die hinsichtlich ihres Betriebs auf einer hochstabilen, quarzgesteuerten Standardeinheit beruht, im wesentlichen temperaturunempfindlich ist.

Die Ausgangssignale der Haupttaktschaltung 20 sind Impulsfolgen P1, P2 und P3, wie in Fig. 3 gezeigt. Unter Ansprechen auf jeden und für die Dauer jedes Impulses P1 werden die Schalter 14 und 15 geschlossen. Zu allen anderen Zeitpunkten sind sie geöffnet, wie in Fig. 1 gezeigt.

In ähnlicher Weise werden unter Ansprechen auf jeden und für die Dauer jedes Impulses P2 die Schalter 16 und 17 geschlossen. Die Impulsfolge P3 wird zur Steuerung des Schalters 22 benutzt, dessen Funktion weiter unten beschrieben werden soll. In Fig. 3 stellt T die Taktperiode der gezeigten Impulse dar.

Wenn der Schalter 16 in Fig. 1 geschlossen ist, verbindet er den Kondensator 12 mit dem Knotenpunkt 24. Dieser ist direkt mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß 26 (virtuell Erde) eines üblichen Operationsverstärkers 28 verbunden. Der Verstärker 28 bildet in Verbindung mit einem Kondensator 30 (dessen Wert mit C₂ bezeichnet ist) einen üblichen Integrator bekannter Art.

Das Ausgangssignal des Integrators in Fig. 1 wird periodisch abgetastet und über den Schalter 22 an einen Ausgangskondensator 32 angelegt. Die am Kondensator 32 erscheinende Spannung dient als Steuerspannung, die über eine Leitung 34 weitergeführt wird, um den Gegenwirkleitwert des Elements 10 mit variablem Gegenwirkleitwert auf einem angegebenen Wert zu halten. Die gleiche Steuerspannung wird über eine Leitung 36 an mehrere weitere oder sekundäre Elemente mit variablem Gegenwirkleitwert angelegt, die sich auf dem Halbleiterplättchen 11 befinden. Zwei weitere solche Elemente 38, 40 sind in Fig. 1 gezeigt. Diese weiteren Elemente sind entweder identisch mit dem primären Element 10 oder stellen in ihrem Verhältnis abgestimmte Gegenstücke des Elements 10 dar. Zur Erläuterung sind die Elemente 38 und 40 Bauteile eines kontinuierlichen aktiven Filters, das ebenfalls auf dem Halbleiterplättchen gebildet ist.

Der Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 beginnt zum Zeitpunkt t₀ (Fig. 3), wenn ein Impuls P₁ an die Schalter 14 und 15 angelegt wird. Dadurch wird der Kondensator 12 über die Bezugsspannungsquelle 18 gelegt. Der Wert der Bezugsspannung ist hier mit V₈ bezeichnet. Demgemäß lädt sich der Kondensator 12 auf die Spannung V_R auf. Nachfolgend wird zum Zeitpunkt t₁ ein Impuls P₂ an die Schalter 16 und 17 angelegt. Dadurch wird der Kondensator 12 mit Kapazität C₁ an den Knotenpunkt 24 angeschaltet. Die Entladung des Kondensators 12 über den Schalter 17 nach Erde führt zu einem entsprechenden Ladungsfluß oder Strom C₁V_R/T aus dem Knotenpunkt 24 zum Kondensator 12. Als Ergebnis steigt die Spannung am Ausgangsanschluß 44 des Verstärkers 28 um den Betrag C₁V_R/C₂.

Zum Zeitpunkt t₂ (Fig. 3) bewirkt ein Impuls P₃, daß die gerade erhöhte Ausgangsspannung des Verstärkers 28 an den Kondensator 32 angelegt und dort gespeichert wird. Wenn dieser gespeicherte Wert ansteigt, steigt der Gegenwirkleitwert des Elements 10 an, wodurch ein größerer Strom zum Knotenpunkt 24 geführt wird. Der Einfluß dieses Stroms besteht darin, daß die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 28 abnimmt. Demgemäß weist die gezeigte Schaltung eine negative Rückkopplung auf. Im eingeschwungenen Zustand beträgt der Wert des durch das Element 10 an den Knotenpunkt 24 gelieferten Stroms G_VTEV_R, wobei G_VTE der Gegenwirkleitwert des Elements 10 ist.

Im eingeschwungenen Zustand gleichen sich die beiden oben erläuterten Vorgänge, nämlich eine diskrete Ladungsentnahme vom Integrator über den geschalteten Kondensator und eine kontinuierliche Ladungszufuhr vom Element 10 zum Integrator aus. Es ist wichtig, daß jedes Ungleichgewicht zwischen diesen beiden Vorgängen bewirkt, daß die Ausgangsspannung des Integrators sich so ändert, daß der Ladungsausgleich wieder hergestellt wird.

Im Ladungsausgleichzustand ist der Strom, der vom Knotenpunkt 24 (Fig. 1) zum geschalteten Kondensator fließt, gleich dem Stromfluß vom Element 10 zum Knotenpunkt 24. Wie oben angegeben, haben diese Ströme den Wert C₁V_R/T bzw. G_VTEV_R. Demgemäß gilt im eingeschwungenen Gleichgewichtszustand:

die sich reduziert zu

Man erkennt demgemäß, daß der Gegenwirkleitwert des primären Elements 10 an den Wirkleitwert des geschalteten Kondensators angepaßt ist. Dieser Wirkleitwert wird allein durch die Kapazität des Kondensators 12 und die Taktperiode T bestimmt. Beide Werte sind im wesentlichen temperaturunempfindlich.

Darüber hinaus wird die dem primären Element 10 in Fig. 1 zugeführte Spannung zur Steuerung seines Gegenwirkleitwertes auch an die sekundären Elemente 38 und 40 angelegt. Demgemäß werden die Gegenwirkleitwerte dieser sekundären Elemente ebenfalls an den Wirkleitwert des geschalteten Kondensators angepaßt. Die Zeitkonstanten kontinuierlicher Filter, die die Elemente 38, 40 (und zugeordnete Kondensatoren) enthalten, sind demgemäß proportional nur zum Produkt der Taktperiode T und dem Verhältnis von C₁ zu den Filterkapazitäten.

Wenn sich die Temperatur des Halbleiterplättchens 11 (Fig. 1) ändert, wird angenommen, daß alle Bauteile auf dem Plättchen einschließlich der Elemente 10, 38 und 40 im wesentlichen der gleichen Temperaturänderung unterliegen. Wenn beispielsweise die Temperatur des Plättchens 11 ansteigt, so hat der vorgegebene Gegenwirkleitwert des primären Elements 10 die Neigung, kleiner zu werden. Wenn der Wert aber kleiner wird, ändert sich die über die Leitung 34 an das Element 10 angelegte Steuerspannung so, daß der Gegenwirkleitwert des Elements 10 auf dem vorgegebenen Wert gehalten wird. Auf entsprechende Weise werden die Gegenwirkleitwerte der sekundären Elemente 38 und 40 ebenfalls auf ihrem jeweiligen vorgegebenen Wert gehalten.

Verschiedene spezielle Ausführungsbeispiele für die Elemente 10, 38 und 40 mit variablem Gegenwirkleitwert entsprechend Fig. 1 sind möglich. Bei einer solchen Verwirklichung umfaßt jedes dieser Elemente ein einzelnes MOSFET-Bauteil. In Fig. 2 ist schematisch ein Halbleiterplättchen 50 gezeigt, das ein primäres Element 52 mit einem einzelnen MOSFET und sekundäre Elemente 54 und 56 mit je einem einzelnen MOSFET enthält, die entsprechend den Grundgedanken der Erfindung hergestellt worden sind. Die anderen Bauteile in Fig. 2 sind identisch mit den entsprechenden Bauteilen in Fig. 1 und demgemäß mit den gleichen Bezugsziffern versehen.

Als Beispiel ist jeder der in Fig. 2 dargestellten MOSFETs 52, 54, 56 ein n-Kanal-Standardbauteil. Entsprechend der Erfindung wird jedes Bauteil im nichtgesättigten Kleinsignalbetrieb und in im wesentlichen linearen Teil seiner Strom-Spannungskennlinie betrieben. Die Bauteile sind entweder identisch miteinander oder maßstäblich abgestufte Abwandlungen voneinander. Beispielsweise ist die Länge der gezeigten Bauteile die gleiche, aber ihre Breite ist verschieden, um unterschiedliche, vorgegebene Gegenwirkleitwerte zu verwirklichen.

Einzel-MOSFET-Bauteile weisen einen begrenzten dynamischen Bereich für Eingangssignale und verhältnismäßig schlechte Eigenschaften hinsichtlich harmonischer Verzerrungen auf. Demgemäß sind andere praktikable Verwirklichungen für diese Bauteile erwünscht. Eine solche Verwirklichung verwendet sogenannte differentielle Paare von MOSFET-Bauteilen, wie unten beschrieben wird.

Zunächst zeigt Fig. 4 als Hintergrund eine übliche Schaltungsanordnung für ein differentielles Paar. Die Anordnung weist zwei identische MOSFET-Bauteile 60 und 62 auf, denen über ein MOSFET-Bauteil 65 ein Ruhestrom 2I zugeführt wird. Zur Erläuterung sind die Bauteile alle vom n-Kanal-Typ und sind so vorgespannt, daß sie in der Sättigung arbeiten. Im Ruhezustand, d. h. bei Fehlen einer Spannungsdifferenz zwischen den Gate-Elektroden der Bauteile 60 und 62, teilt sich der Ruhestrom 2I gleichmäßig zwischen den Drain-Source-Wegen der Bauteile 60 und 62 auf.

Es sei angenommen, daß ein Spannungssignal v kleiner Amplitude zwischen die Gate-Elektroden der Bauteile 60 und 62 angelegt ist, wie in Fig. 4 gezeigt. Daraufhin steigt der über die Drain-Source-Strecke des Bauteils 60 fließende Strom um einen Betrag i an, während der Strom über die Drain-Source-Strecke des Bauteils 62 um den gleichen Betrag i abnimmt. Wie vorher, ist der über die Leitung 64 fließende Strom=2I.

Für das in Fig. 4 gezeigte differentielle Paar gilt in bekannter Weise:

wobei k ein jedem Feldeffekttransistor zugeordneter, temperaturabhängiger Parameter ist. Demgemäß ist der inkrementelle Kleinsignal-Gegenwirkleitwert G_DP des differentiellen Paares gegeben durch:

Bei zahlreichen Anwendungsfällen von praktischer Bedeutung besteht ein Bedarf für die Erzeugung von Vor- oder Ruheströmen, die im wesentlichen unabhängig von der Temperatur sind. Mit der Schaltung gemäß Fig. 5 ist dies erreichbar, vorausgesetzt, daß die Bezugsquelle 18 im wesentlichen temperaturunempfindlich ist. Solche Quellen stehen zur Verfügung. Ein Beispiel hierfür ist die bekannte Bandlücken-Bezugsquelle.

Entsprechend einem Merkmal der Erfindung ist eine Anordnung gemäß Fig. 5 geschaffen worden, die einen Konstantstrom I auf jeder der Leitungen 66 und 68 aufrecht erhält, welche von den Drain-Elektroden eines üblichen Stromspiegels mit p-Kanal-Bauteilen 70 und 72 ausgehen. Der Stromfluß auf der Leitung 68 zum Knotenpunkt 24 beträgt:

I = C₁V_R/T. (5)

Wie oben angegeben, sind C₁ und T im wesentlichen temperaturunempfindlich. Darüber hinaus sind hochstabile, im wesentlichen temperaturunempfindliche Bezugsspannungsquellen bekannt. Wenn demgemäß aufgrund von Temperaturänderungen der Strom I von seinem vorgegebenen Wert abweichen will, ändert sich die Spannung über dem Kondensator 32 auf kompensierende Weise so, daß die Gate-Spannung des n-Kanal-MOSFET-Bauteils 74 geändert wird. Dadurch wiederum wird der auf den Leitungen 66 und 68 fließende Strom auf dem vorgegebenen Wert gehalten.

Mit Vorteil wird die zur Steuerung des MOSFET-Bauteils 74 in Fig. 5 benutzte Spannung auch an die Gate-Elektrode der Bauteile 76 und 78 angelegt. Diese Bauteile sind identisch mit dem Bauteil 74 oder stellen abgestufte Abwandlungen des Bauteils 74 dar. Demgemäß wird der auf der Drain-Source-Strecke jedes der Bauteile 76 und 78 fließende Strom ebenfalls konstant gehalten. Diese Ströme können beispielsweise Ruheströme sein, die in zugeordneten Schaltungen (nicht gezeigt) hoher Genauigkeit auf dem Halbleiterplättchen 80 verwendet werden. Auf diese Weise werden die Ruheströme unabhängig von Temperaturänderungen konstant gehalten.

Zusätzlich wurde erkannt, daß, wenn die von der unabhängigen Spannungsquelle 18 in Fig. 5 gelieferte Konstantspannung V_R durch eine entsprechend

definierte Spannungsquelle ersetzt wird, die Gegenwirkleitwerte zugeordneter differentieller Paare konstant gehalten werden können. Dies ergibt sich, wenn der Ausdruck (6) für V_R in Ausdruck (5) eingesetzt wird. Man erhält dann

Wie oben angegeben gilt aber

Dann erhält man

G_DP = C₁/T. (9)

Es zeigt sich demgemäß, daß eine Leitwertsteuerung mit geschalteten Kondensatoren für den Gegenwirkleitwert eines differentiellen Paares erzielbar ist.

Ein spezielles Ausführungsbeispiel für eine Schaltung zur Lieferung einer Bezugsspannung V_R entsprechend Gleichung (6) ist in Fig. 6 innerhalb des gestrichelt gezeichneten Kästchens 82 auf dem Halbleiterplättchen 84 dargestellt. Die Schaltung, die MOSFET-Bauteile 85 bis 88 enthält, liefert am Knotenpunkt 90 eine entsprechend Gleichung (6) definierte Spannung V_R. In bekannter Weise ist eine übliche, sogenannte Startschaltung (nicht gezeigt) erforderlich, um den Betrieb der abhängigen Spannungsquelle 82 gemäß Fig. 6 einzuleiten.

Gemäß Fig. 6 ist das in der Bezugsspannungsschaltung 82 enthaltene p-Kanal-MOSFET-Bauteil 85 identisch zu den beiden angepaßten p-Kanal-Bauteilen 70 und 72 ausgebildet. Beispielsweise sind die n-Kanal-Bauteile 86 und 87 in der Bezugsspannungsschaltung so ausgebildet, daß ihre Länge gleich ist, daß aber die Breite des Bauteils 87 etwa viermal größer als die des Bauteils 86 ist. Weiterhin ist das n-Kanal-Bauteil 88 in der Bezugsspannungsquelle so ausgelegt, daß es identisch mit den Bauteilen 92-94 auf dem Halbleiterplättchen 84 ist oder eine abgestufte Abwandlung dieser Bauteile darstellt.

Die Bauteile 93 und 94 in Fig. 6 werden zur Lieferung von Ruheströmen für differentielle Paare auf dem Halbleiterplättchen 84 benutzt. Es ist wichtig, daß diese Ströme durch die gezeigte Anordnung mit geschalteten Kondensatoren so gesteuert werden, daß die Gegenwirkleitwerte der differentiellen Paare je proportional zum Wirkleitwert C₁/T des geschalteten Kondensators gemacht werden. Auf diese Weise werden die Gegenwirkleitwerte der differentiellen Paare in der Praxis im wesentlichen temperaturunempfindlich gemacht.

Die vorstehend angegebenen differentiellen Paare, die auf die beschriebene Weise gesteuert werden, sind generell vorteilhaft im Vergleich zu Anordnungen mit einzelnen MOSFET-Bauteilen des in Fig. 5 gezeigten Typs. Für eine Vielzahl praktischer Anwendungen von kommerzieller Bedeutung zeigen jedoch differentielle Paare keinen genügend großen dynamischen Bereich für Eingangssignale und auch keine genügend kleine Verzerrung, um als zweckmäßig angesehen zu werden.

Entsprechend einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung wird ein zweckmäßiges Element mit variablem Gegenwirkleitwert und verbesserten Eigenschaften mit Bezug auf einzele MOSFET-Bauteile und differentielle Paare geschaffen. Ein Blockschaltbild dieses verbesserten Elements ist in Fig. 7 gezeigt. Das Kästchen 96 in Fig. 7 stellt ein spezielles Ausführungsbeispiel für jedes der Elemente 10, 38 und 40 in der Gesamtdarstellung nach Fig. 1 dar.

Das Element gemäß Fig. 7 weist nur Mehrfach-n-Kanal- und p-Kanal-MOSFET-Bauteile auf, die je individuell eine quadratische Strom-Spannungskennlinie für Eingangssignalausschläge mit großem dynamischen Bereich (z. B. 3 V) besitzen. Durch Anwendung des bekannten Viertel-Quadrat-Prinzips sind einzelne solche quadratischer Bauteile zur Bildung einer Gesamtanordnung kombiniert worden, die einen Ausgangsstrom i_o liefert, welcher linear proportional zum Produkt einer Eingangssteuerspannung v_c und einer Signalspannung v mit großem dynamischen Bereich ist.

Das Bauteil gemäß Fig. 7 weist einen Block 98 auf, der Stromspiegel und Addier-Subtrahier-Schaltungen enthält. Im Block 98 werden interne Spannungen v_c₁ und v_c₂ erzeugt, die definiert sind durch:

v_c₁ - v_c₂ α v_c, (10)

wobei α das Proportionalitätssymbol ist. Die Spannung v_c₁ ist die Gleichtaktkomponente von v₁ und v₂, und v_c₂ ist die Gleichtaktkomponente von v₃ und v₄, wobei gilt:

v₁ α v_c₁ + v, (11)
v₂ α v_c₂ - v, (12)
v₃ α v_c₂ + v, (13)
v₄ α v_c₂ - v, (14)

Entsprechend Fig. 7 sind die Ausgangsspannungen des Blocks 98 die vorerwähnten Spannungen v₁, v₂, v₃ und v₄. Diese Spannungen werden den Quadrierschaltungen 100 bis 103 zugeführt, die je ein einzelnes MOSFET-Bauteil enthalten. Die entsprechenden Ausgangssignale der Schaltungen 100 bis 103 sind Ströme i₁, i₂, i₃ und i₄, die definiert sind durch:

i₁ α (v_c₁ + v)², (15)
i₂ α (v_c₁ - v)², (16)
i₃ α (v_c₂ + v)², (17)
i₄ α (v_c₂ + v)², (18)

Die Ausgangsströme i₁ und i₄ werden am Knotenpunkt 104 addiert und dem positiven Eingangsanschluß eines Subtrahierers 106 zugeführt, während die Ausgangsströme i₂ und i₃ am Knotenpunkt 108 addiert und dem negativen Eingangsanschluß des Subtrahierers 106 zugeführt sind.

Der Ausgangsstrom i_o des Subtrahierers 106 in Fig. 7 ist demgemäß definiert zu:

i_o α (i₁ + i₄) - (i₂ + i₃) (19)

oder

i_o α 4v(v_c₁ - v_c₂), (20)

die sich entsprechend dem Ausdruck (10) reduziert zu:

i_o α vv_c. (21)

Es zeigt sich demgemäß, daß, wie oben bereits angegeben, der Ausgangsstrom i_o der Anordnung nach Fig. 7 linear proportional zum Produkt aus der Eingangssteuerspannung v_c und der Eingangssignalspannung v ist.

Ein spezielles Ausführungsbeispiel mit nur MOSFET-Bauteilen für das Kästchen 96 in Fig. 7 ist in Fig. 8 dargestellt. In der dortigen Schaltungsanordnung ist ein Steuerspannungs-(v_c)-Spiegelpuffer 110 vorgesehen, der n-Kanal-Bauteile 112 bis 115 enthält. Außerdem weist Fig. 8 einen Signalspannungs-(v)-Spiegelpuffer auf, der n-Kanal-Bauteile 116 bis 119, 124, 126, 128 und 130 enthält. Vier identische, angepaßte p-Kanal-Bauteile 120 bis 123 bilden die Quadrierschaltungen 100 bis 103 in Fig. 7.

In der Schaltung gemäß Fig. 8 kombinieren n-Kanal-Bauteile 116 und 124 die Werte +v und v_c₁ und legen eine hierzu proportionale Gate-Source-Spannung an das Quadrierbauteil 120 an. Die Bauteile 119 und 126 kombinieren die Werte -v und v_c₁ und legen eine hierzu proportionale Gate-Source-Spannung an das Quadrierbauteil 121 an. Auf entsprechende Weise kombinieren die Bauteile 117 und 128 die Werte +v und v_c₂ und legen eine hierzu proportionale Gate-Source-Spannung an das Quadrierbauteil 122 an. Schließlich kombinieren die Bauteile 118 und 130 die Werte -v und v_c₂ und legen eine hierzu proportionale Gate-Source-Spannung an das Quadrierbauteil 123 an.

Eine Subtrahierschaltung 132 in Fig. 8 weist n-Kanal-Bauteile 134 und 136 auf. Eine Vorspannungsschaltung 138 enthält n-Kanal-Bauteile 140 bis 142 und erzeugt vorbestimmte Ströme in der dargestellten Anordnung.

In der Schaltung nach Fig. 8 sind die Bauteile 112, 113 und 116 bis 119 identische, angepaßte n-Kanal-Bauteile. Die Bauteile 114, 115, 124, 126, 128, 130 sind ebenfalls identische, angepaßte n-Kanal-Bauteile. Als Beispiel beträgt V_DD IN Fig. 8 +5 V und V_SS -5 V.

Fig. 8 ist ein spezielles Ausführungsbeispiel einer vorteilhaften Anordnung, die als Bauteil mit variablem Gegenwirkleitwert arbeiten kann. Eine Version der Anordnung ist durch einen dynamischen Eingangssignalbereich von 3 V, eine harmonische Gesamtverzerrung von etwa 0,3% und eine Bandbreite von 30 MHz gekennzeichnet.

Ein vorgegebener Wert für den Gegenwirkleitwert der Anordnung nach Fig. 8 läßt sich durch eine entsprechende maßstäbliche Bemessung der vier Quadrierbauteile 120 bis 123 erreichen. Alternativ oder als zusätzliche Maßnahme kann der Ausgangsstrom i_o auf übliche Weise unter Verwendung zusätzlicher Stromspiegel maßstäblich eingestellt werden.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum im wesentlichen temperaturunabhängigen Aufrechterhalten des Gegenwirkleitwertes variabler Gegenwirkleitelemente (10), gekennzeichnet durch
ein primäres variables Gegenwirkleitelement (10), das einen ersten Strom führt,
eine erste Schaltung (18, 14, 15, 16, 17) zum intermittierenden Aufladen und Entladen eines Kondensators (12) und dadurch Erzeugen eines über den Kondensator fließenden zweiten Stroms,
eine zweite Schaltung (28, 30, 22), die mit dem Kondensator (12) und dem primären Gegenwirkleitelement (10) verbunden ist, um eine Steuerspannung abhängig von der Summe des ersten und zweiten Stroms zu erzeugen, und
einen Leiter (34), der die Steuerspannung an das primäre Gegenwirkleitelement (10) anlegt, um den Gegenwirkleitwert des primären Gegenwirkleitelementes und damit den ersten Strom einzustellen, wodurch Änderungen des Gegenwirkleitwertes des primären Gegenwirkleitelementes, die sich durch Temperaturänderungen ergeben, durch Änderungen des Gegenwirkleitwertes ausgeglichen werden, die sich durch Änderungen der Steuerspannung ergeben.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerspannungsleiter (34, 36) außerdem mit sekundären variablen Gegenwirkleitelementen (38, 40) verbunden ist, um deren Gegenwirkleitwert entsprechend den Einstellungen des primären Gegenwirkleitelementes (10) einzustellen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Schaltung eine erste Spannungsquelle (18) und eine Vielzahl von taktbetätigten Schaltern (14, 15, 16, 17) aufweist, daß das Gegenwirkleitelement einen Transistor (52) umfaßt,
daß die zweite Schaltung einen Integrator (28, 30) enthält,
daß der erste und zweite Strom beide einem Eingangsanschluß (26) des Integrators zugeführt sind,
daß der Steuerspannungsleiter (34) mit dem Gate des Transistors (52) verbunden ist und
daß die Steuerspannung konstant bleibt, wenn der erste und zweite Strom gleich sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite Schaltung weiterhin eine Einrichtung (22, 32) zum Abtasten und Halten der die Ausgangsspannung des Integrators (28) darstellenden Spannung aufweist und
daß die Einrichtung mit dem Steuerspannungsleiter (34) verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß ein erster Anschluß des Kondensators (12) über einen ersten Schalter (14) mit der ersten Spannungsquelle (18) und über einen zweiten Schalter (17) mit einer zweiten Spannungsquelle (Erde) verbunden ist,
daß ein zweiter Anschluß des Kondensators über einen dritten Schalter (16) mit einem Eingang des Integrators (28) und über einen vierten Schalter (15) mit der zweiten Spannungsquelle verbunden ist,
daß die Abtast- und Halteeinrichtung einen zweiten Kondensator (32) und einen fünften Schalter (22) aufweist, der einen Ausgang des Integrators (28) mit dem zweiten Kondensator (32) und dem Steuerspannungsleiter (34) verbindet,
daß alle Schalter normalerweise offen sind und kurz durch Impulse einer Impulsfolge mit einer Periode T geschlossen werden,
daß der erste (14) und vierte (15) Schalter durch eine erste Impulsfolge (P1) gesteuert werden,
daß der zweite (17) und dritte (16) Schalter durch eine zweite Impulsfolge (P2) gesteuert werden,
daß der fünfte Schalter (22) durch eine dritte Impulsfolge (P3) gesteuert wird und
daß die zweite Impulsfolge der ersten Impulsfolge nachläuft und der dritten Impulsfolge vorläuft.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß der erste Strom gleich G_VTE V_R ist, wobei G_VTE der Gegenwirkleitwert des Gegenwirkleitelements und V_R die Spannung der ersten Bezugsquelle (18) sind,
daß der zweite Strom gleich C₁V_R/T ist, wobei C₁ die Kapazität des ersten Kondensators (12) und T die Periode der Impulsfolge sind, und
daß die Steuerspannung eine Funktion der Temperatur des Gegenwirkleitwertelements (10) ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß das Gegenwirkleitwertelement einen ersten MOS-Feldeffekttransistor (74) aufweist, das mit einer Stromspiegelschaltung (70, 72) verbunden ist, und
daß die Stromspiegelschaltung an den Integrator (28, 30) angeschaltet ist (68).

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Steuerspannungsleiter mit dem Gate des ersten MOS-Feldeffekttransistors (74) verbunden ist,
daß ein Ausgangsanschluß des ersten MOS-Feldeffekttransistors mit der Stromspiegelschaltung (70, 72) verbunden ist und
daß ein weiterer Ausgangsanschluß des ersten MOS-Feldeffekttransistors mit einer Vielzahl weiterer MOSFET-Schaltungen (93, 94) verbunden ist, die je ein differentielles Paar von MOS-Feldeffekttransistoren aufweisen.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die Stromspiegelschaltung einen zweiten und dritten MOS-Feldeffekttransistor (70, 72) aufweist, die je einen Ruhestrom I führen,
daß die erste Spannungsquelle (V_REF) am ersten Schalter (90, 14) eine Spannung V_R= erzeugt, wobei k ein temperaturabhängiger Parameter ist, der dem ersten, zweiten und dritten MOS-Feldeffekttransistor zugeordnet ist,
daß der zweite Strom C²/T²k beträgt und
daß eine mit dem Integrator und der ersten Spannungsquelle verbundene Schaltung den Strom über jeden MOS-Feldeffekttransistor jedes differentiellen Paars auf C²/T²k hält.