DE3017669C2

DE3017669C2 - Verstärkerschaltungsanordnung

Info

Publication number: DE3017669C2
Application number: DE3017669A
Authority: DE
Inventors: Kazuo Ibaraki Kato; Takao Sasayama; Takashi Hitachi Sase
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-05-09
Filing date: 1980-05-08
Publication date: 1987-01-29
Also published as: JPS6230529B2; US4396890A; JPS55147816A; DE3017669A1

Description

Die Erfindung geht aus von einer Verstärkerschaltungsanordnung mit steuerbarem Verstärkungsfaktor der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bzw. 4 genannten Art.
Eine übliche Maßnahme, um den Verstärkungsfaktor einer Verstärkerschaltung variabel zu machen, ist es, in einem Gegenkoppelkreis einen Spannungsteiler aus Widerständen anzuordnen. Um den Verstärkungsfaktor genau einstellen zu können, sind jedoch Präzisionswiderstände erforderlich, die sich nur als diskrete Bauelemente herstellen lassen und relativ teuer und groß sind. Es ist deshalb nicht möglich, einen solchen Verstärker mit genau einstellbarem Verstärkungsfaktor in der Form eines integrierten Schaltkreises herzustellen.
Es ist bereits bekannt, bei einem integrierten Verstärker den Verstärkungsfaktor dadurch einzustellen, daß das zu verstärkende Eingangssignal in eine Impulsfolge mit einstellbarem Tastverhältnis zerlegt wird und diese Impulsfolge anschließend geglättet und dann verstärkt wird.
In der Zeichnung ist in Fig. 1 ein Beispiel für einen nach diesem Prinzip arbeitenden Verstärker dargestellt. Das Eingangssignal aus einer Signalquelle 50 wird über einen Schalter 150 einem RC-Glättungsfilter mit einem Widerstand 111 und einem Kondensator 130 und vom Glättungsfilter einem Operationsverstärker 200 zugeführt. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 200 ist proportional zum Tastverhältnis der durch Ein- und Ausschalten des Schalters 150 erzeugten Impulsfolge.
Der Verstärkungsfaktor ist bei diesen Verstärkern also proportional zum Tastverhältnis. Da das Tastverhältnis sehr genau einzustellen ist, ist es möglich, den Verstärkungsfaktor mit einer entsprechenden Genauigkeit zu regeln.
Diese Einrichtung hat jedoch den Nachteil, daß die Ansprechgeschwindigkeit auf sich ändernde Eingangssignale wegen der glättenden Schaltung am Eingang des Operationsverstärkers sehr niedrig ist. Sollen z. B. die in dem Ausgangssignal des Glättungsfilters enthaltenden Welligkeitskomponenten auf 0,1% verringert werden, muß die Zeitkonstante des Glättungsfilters etwa das Fünfhundertfache der Periodendauer der Impulsfolge betragen.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, die Verstärkerschaltungsanordnung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß sie eine hohe Ansprechgeschwindigkeit bei genau einstellbarem Verstärkungsfaktor aufweist.
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 bzw. Anspruch 4 angegebenen Merkmale gelöst, wobei die Anordnung nach Anspruch 1 einen nicht invertierenden und die Anordnung nach Anspruch 4 einen invertierenden Verstärker beschreibt.
Die erfindungsgemäße Verstärkeranordnung hat den Vorteil, daß der Schaltungsaufbau einfach ist und für die einzelnen Bauelemente keine hohe Präzision erforderlich ist. Die Verstärkeranordnung läßt sich damit einfach und günstig als integrierte Schaltung erstellen.
Die Unteransprüche beschreiben vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen Verstärkers. Die Ausführungsformen nach den Ansprüchen 2 und 5 lassen sich dabei besonders einfach als integrierte Schaltungen erstellen und mit anderen entsprechenden Schaltkreisen verbinden. Die Ausgestaltung nach Anspruch 3 arbeitet als Differenzverstärker mit zwei Eingängen und zwei Ausgängen, diejenigen nach den Ansprüchen 6 und 7 als Differenzverstärker mit einem Ausgang. Anspruch 8 beschreibt einen dynamischen Brücken-Differenzverstärker, dessen Verstärkungsfaktor unabhängig vom Tastverhältnis immer gleich Eins ist und der als Instrumentierungsverstärker ein rauschfreies Ausgangssignal liefert. Anspruch 9 beinhaltet eine Schaltung mit einer selbsttätigen Kompensation von Offsetspannungen.
Anhand der Fig. 2 bis 16 der Zeichnung werden im folgenden Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltungsanordnung näher erläutert. Es zeigt
Fig. 2 die Schaltung einer ersten Ausführungsform des Verstärkers,
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Beispiels für einen Generator zum Erzeugen eines Ein- und Ausschalt-Steuersignals,
Fig. 4 den Verstärker nach Fig. 2 in einem Blockschaltbild,
Fig. 5 eine Äquivalentschaltung für den Verstärker nach Fig. 2,
Fig. 6 eine Ausführungsform einer Glättungsfilterschaltung,
Fig. 7 die Schaltung einer zweiten Ausführungsform des Verstärkers,
Fig. 8 eine Äquivalentschaltung für den Verstärker nach Fig. 7,
Fig. 9 die Schaltung einer dritten Ausführungsform des Verstärkers,
Fig. 10 eine Äquivalentschaltung für den Verstärker nach Fig. 9,
Fig. 11 eine vierte Ausführungsform des Verstärkers,
Fig. 12 eine Äquivalentschaltung für den Verstärker nach Fig. 11,
Fig. 13 die Schaltung einer fünften Ausführungsform des Verstärkers,
Fig. 14 eine Äquivalentschaltung für den Verstärker nach Fig. 13,
Fig. 15 den Aufbau einer sechsten Ausführungsform des Verstärkers und
Fig. 16 einen Ablaufplan zur Veranschaulichung von Signalen zum Steuern des Verstärkers nach Fig. 15 bei gleichzeitiger Darstellung der Ein- und Ausschaltzustände.
In den Zeichnungen sind einander entsprechende Schaltungselemente jeweils mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet.
Zu der in Fig. 2 dargestellten ersten Ausführungsform eines Verstärkers gehört ein Signaleingang 10, der an den nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 200 mit hoher Verstärkung und hohem Eingangswiderstand angeschlossen ist. Mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 200 sind jeweils ein Ende eines Widerstandes 111 und eines Kondensators 130 verbunden; das andere Ende des Kondensators 130 ist geerdet, während das andere Ende des Widerstandes 111 mit dem Kollektor bzw. der Drain-Elektrode eines Transistors als Schalterelement 161 verbunden ist, bei dem es sich vorzugsweise um einen Feldeffekttransistor handelt. Die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors ist an den Ausgang des Operationsverstärkers 200 angeschlossen. Die Drain-Elektrode des FET-Schalterelements 161 ist mit der Source-Elektrode eines Feldeffekttransistors als weiteres Schalterelement 160 verbunden. Die Drain- Elektrode des FET-Schalterelements 160 ist an einen Punkt 81 angeschlossen, an dem eine vorbestimmte konstante Spannung liegt, die von außen her angelegt wird; bei der Ausführungsform nach Fig. 2 ist der Punkt 81 geerdet. Die Gate-Elektrode des FET-Schalterelements 161 ist mit einer Steuersignal-Eingangsklemme 60 verbunden, während die Gate- Elektrode des FET-Schalterelements 160 mit der Eingangsklemme 60 über einen Inverter 70 verbunden ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers 200 ist an den Ausgang 30 der Verstärkerschaltungsanordnung angeschlossen.
Der Widerstand 111 bildet zusammen mit dem Kondensator 130 ein RC-Glättungsfilter. Das zu verstärkende Eingangsspannungssignal wird dem Eingang 10 zugeführt. Ein Impulssignal zum Steuern der Ein- und Ausschaltvorgänge der FET-Schalterelemente 160 und 161 wird der Klemme 60 zugeführt. Das Ausgangsspannungssignal der Verstärkerschaltung kann dem Ausgang 30 entnommen werden. Die Periode des der Steuerklemme 60 zugeführten Steuerimpulses wird auf eine solche Länge eingestellt, daß die Schaltgeschwindigkeit der FET-Schalterelemente außer Betracht bleiben kann. Ferner ist die durch die elektrischen Werte des Widerstandes 111 und des Kondensators 130 bestimmte Zeitkonstante hinreichend groß gewählt, wenn man sie mit der Periode des Steuerimpulses vergleicht.
Fig. 3 zeigt in einem Blockschaltbild eine Ausführungsform eines Generators 61 zum Erzeugen der Steuerimpulsfolge mit einem Halteregister 62 zum Festhalten binärer Daten, die von außen her eingegeben werden und das Tastverhältnis des Steuersignals repräsentieren, einem Zähler 66 zum Zählen von Taktimpulssignalen mit einer vorbestimmten Wiederholfrequenz sowie mit einem Komparator 64 zum Vergleichen des Standes des Zählers 66 mit den in dem Register 62 festgehaltenen Daten. Wenn der Inhalt des Zählers 66 mit den in dem Register 62 eingestellten Daten übereinstimmt, erfährt das Ausgangssignal des Komparators 64 eine Änderung des Signalpegels, d. h. das Signal geht von einem hohen Pegel H auf einen niedrigen Pegel L über. Jedesmal, wenn ein Überfließen stattfindet, wird der Zähler 66 automatisch zurückgesetzt, und gleichzeitig erfolgt das Zurücksetzen des Komparators 64, was zur Folge hat, daß das Ausgangssignal des Komparators wieder von dem Pegel L auf den Pegel H übergeht. Das impulsförmige Ausgangssignal des Komparators 64 steht an der Klemme 60 zur Verfügung. Die Periode des an der Klemme 60 erscheinenden Impulssignals deckt sich mit dem Rücksetzzyklus des Zählers 66, und das Tastverhältnis des Ausgangsimpulssignals kann dadurch geregelt werden, daß die dem Halteregister 62 eingegebenen Daten entsprechend variiert werden. Bei dem Impulsgenerator 61 kann es sich um die im Handel erhältliche Bauart "Programmable Timer Module MC 1840" handeln, die von Motorola hergestellt wird.
Befindet sich das der Klemme 60 nach Fig. 2 zugeführte Impulssignal auf dem hohen Pegel H, wird das FET-Schalterelement 161 geschlossen, so daß der Kondensator 130 mit dem Ausgangssignal des Operationsverstärkers 200 mit einer Geschwindigkeit aufgeladen wird, die einer Zeitkonstante entspricht, welche durch die elektrischen Werte des Kondensators 130 und des Widerstandes 111 gegeben ist. Befindet sich der Steuerimpuls auf dem niedrigen Pegel L, wird das FET-Schalterelement 160 geöffnet, woraufhin sich der Kondensator 130 über den Widerstand 111 und den Feldeffekttransistor 160 entladen kann.
Bezeichnet man die dem Eingang 10 zugeführte Eingangsspannung mit Vi, die am Ausgang 30 erscheinende Ausgangsspannung mit Vo, das Tast- oder Einschaltverhältnis des FET-Schalterelements 161 mit α, den Widerstandswert des Widerstandes 111 mit R, die Kapazität des Kondensators 130 mit C, die Leitungswiderstände der FET-Schalterelemente 161 und 160 mit r _{on 1} bzw. r _{on 2}, wobei die Differenz zwischen diesen beiden Größen erheblich kleiner ist als R, und die nicht invertierten Eingangsspannungen des Operationsverstärkers 200 mit e&sub1; und e&sub2;, gelten die nachstehenden Ausdrücke im abgeglichenen Zustand der Schaltung nach Fig. 2: °=c:50&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz4&udf54; &udf53;vu10&udf54;
Hieraus folgt:
&udf53;sb18&udf54;°KVo°k = °KVi°k/&udf57;°Ka&udf56;@,(2)&udf50;
Die beschriebene Schaltung läßt sich gemäß Fig. 4 in einem Blockschaltbild darstellen, bei dem GA die Verstärkung des Operationsverstärkers 200, Ts eine Zeitverzögerungskonstante der ersten Ordnung und 250 ein Verzögerungselement erster Ordnung, das sich aus dem Kondensator 130 und dem Widerstand 111 zusammensetzt, bezeichnet.
Die Übertragungsfunktion (G(s) der Schaltung nach Fig. 4 läßt sich wie folgt ausdrücken: °=c:50&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz4&udf54; &udf53;vu10&udf54;
Die Zeitverzögerungskonstante Ts der ersten Ordnung entspricht 1/GA·α, wobei GA·α die Verstärkung in dem Gegenkoppelkreis bezeichnet und erheblich verkleinert werden kann, da der Operationsverstärker 200 mit einer außerordentlich hohen Verstärkung GA arbeitet. In der Praxis kann die Zeitkonstante in einem Bereich von einigen Hundertsteln bis zu mehreren zehn Hundertsteln liegen. Bei dieser ersten Ausführungsform läßt sich die Verstärkung in Abhängigkeit von dem Tastverhältnis α des FET-Schalterelements 161 mit hoher Genauigkeit innerhalb eines weiten Bereichs variieren.
Zum Regeln der Verstärkung in Abhängigkeit vom Tastverhältnis des FET-Schalterelements lassen sich zwei verschiedene Verstärkungsgrade gewinnen, wenn man ein und denselben Impulsgenerator 61 verwendet. Wenn man z. B. das Tastverhältnis des FET-Schalterelements 160 nach Fig. 2 wie zuvor mit α bezeichnet, ergibt sich die am Ausgang 30 nach Fig. 2 verfügbare Ausgangsspannung Vo aus der nachstehenden Gleichung:
&udf53;sb18&udf54;°KVo°k = °KVi°k/(1^&udf57;°Ka&udf56;)@,(4)&udf50;
Fig. 5 zeigt eine Äquivalentschaltung für den Verstärker nach Fig. 2. Die Kombination, zu der die RC-Glättungsschaltung 111, 130 und der Schaltkreis mit den Feldeffekttransistoren 160, 161 und dem Inverter 70 gehören, ist einem Regelwiderstand 114 gleichwertig, wobei die Regelung des der Steuerklemme 60 zugeführten Impulssignals gegenüber dem Tastverhältnis einer Regelung des Widerstandswertes des Regelwiderstandes 114 entspricht.
Da das RC-Glättungsfilter keine hohe Empfindlichkeit aufzuweisen und bei der hier beschriebenen ersten Ausführungsform nicht schnell auf die Änderung der Verstärkung anzusprechen braucht, kann man dazu verschiedene Schaltungen unter Einschluß nichtlinearer Elemente verwenden. Beispielsweise kann man von einem Polysiliziumwiderstand, einem diffundierten Widerstand oder einem Sperrschicht-Feldeffekttransistor Gebrauch machen. In Fig. 6 ist eine Glättungsfilterschaltung mit einem Sperrschicht-Feldeffekttransistor 113 dargestellt. Das Gate des Transistors 113 ist mit einer bestimmten konstanten Spannung, z. B. dem Erdpotential, vorgespannt. Der Kondensator 130 läßt sich als Bestandteil einer MOS-Konstruktion herstellen, die eine Isolation in Gestalt eines Oxidfilms aufweist, so daß die gesamte Verstärkerschaltungsanordnung als integrierter Schaltkreis herstellbar ist.
Soll der Filterkreis nach Fig. 6 verwendet werden, kann man eine Source-Elektrode 11 des Feldeffekttransistors 113 an einen Knotenpunkt zwischen den FET-Schalterelemente 160 und 161 nach Fig. 2 anschließen, während ein Ende 31 des Kondensators 130 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 200 verbunden wird.
Fig. 7 zeigt eine zweite Ausführungsform der Erfindung, die sich von der soeben beschriebenen ersten Ausführungsform in erster Linie dadurch unterscheidet, daß der Operationsverstärker als invertierender oder Umkehrverstärker ausgebildet ist.
Zu der Schaltung nach Fig. 7 gehört ein Eingang 10 für ein Eingangsspannungssignal, ein Ausgang 30 und eine Klemme 60 zum Zuführen eines Steuersignals. Zwischen den beiden Eingängen des Operationsverstärkers 200 liegt ein Kondensator 130. Ein Ende des Widerstandes 111 ist an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 200 angeschlossen, während sein anderes Ende mit dem Eingang 10 durch ein FET-Schalterelement 151 bzw. dem Ausgang des Verstärkers 200 und somit auch mit dem Ausgang 30 über ein FET-Schalterelement 152 verbunden ist. Die FET-Schalterelemente 151 und 152 sind miteinander über einen Inverter 70 verbunden, so daß diese Schalter in Abhängigkeit von dem der Steuerklemme 60 zugeführten Impulssignal gegenphasig betrieben werden können. Die Zeitkonstante des durch den Widerstand 111 und den Kondensator 130 gebildeten RC-Filters wird im Vergleich zur Periode To des Impulssignals hinreichend groß gewählt, so daß der Welligkeitsanteil des Ausgangssignals bis auf oder unter einen gewünschten niedrigen Pegel gedrückt wird. Wird dem Eingang 10 die Eingangssignalspannung Vi zugeführt, während das Steuerimpulssignal mit dem Tastverhältnis α der Steuerklemme 60 zugeführt wird, wird das FET-Schalterelement 151 während des Hochpegelintervalls des Steuerimpulses eingeschaltet bzw. leitfähig gemacht, so daß vom Eingang 10 über den Widerstand 111 ein Strom durch den Kondensator 130 fließt. Während des Niedrigpegelintervalls des Steuerimpulses wird dagegen das FET-Schalterelement 152 geschlossen, so daß der Kondensator 130 einen Strom über den Widerstand 111 und das FET-Schalterelement 152 abgibt. Die am Ausgang 30 erscheinende Ausgangsspannung Vo wird in dem Zustand stabilisiert, bei dem die gesamten elektrischen Ladungsmengen, die dem vom Eingang 10 aus durch den Kondensator 130 fließenden Strom bzw. dem von dem Kondensator 130 aus zum Ausgang 30 fließenden Strom entsprechen, einander gleich sind, wobei sich die Ausgangssignalspannung Vo durch die nachstehende Gleichung ausdrücken läßt:
&udf53;sb18&udf54;°KVo°k = ^ @W:&udf57;°Ka&udf56;:1^&udf57;°Ka&udf56;&udf54; ´ °KVi°k@,(5)&udf50;
Hierin bezeichnet α das Tastverhältnis des FET-Schalterelements 151, durch das die Dauer der Einschaltzeit bestimmt wird. In diesem Fall ist der Eingangswiderstand der Verstärkerschaltungsanordnung durch die Größe R/ α gegeben. Wenn α&min; das Tastverhältnis des anderen FET-Schalterelements 152 bezeichnet, ist der Eingangswiderstand durch den Ausdruck R/(1-α&min;) gegeben, und die Ausgangssignalspannung Vo entspricht der nachstehenden Gleichung:
&udf53;sb18&udf54;°KVo°k = ^ @W:1^&udf57;°Ka&udf56;&dlowbar;:&udf57;°Ka&udf56;&dlowbar;&udf54; ´ °KVi°k@,(6)&udf50;
Fig. 8 zeigt eine Äqivalentschaltung für den Verstärker nach Fig. 7. Die Kombination, zu der der Schaltkreis mit dem Inverter 70 und den FET-Schalterelementen 151 und 152 sowie der RC-Glättungsfilter gehören, ist einem Regelwiderstand 115 gleichwertig, der zwischen dem Eingang 10 und dem Ausgang 30 liegt und einen Abgriff aufweist, der mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 200 verbunden ist.
Es ist ersichtlich, daß es sich bei der Verstärkerschaltung nach Fig. 7 um einen invertierenden Verstärker handelt, bei dem sich die Verstärkung in Abhängigkeit vom Tastverhältnis des der Steuerklemme 60 zugeführten Steuerimpulses innerhalb eines großen Bereichs mit hoher Genauigkeit variieren läßt. Außerdem wird die Verzögerung bezüglich des Ansprechens des Verstärkers im umgekehrten Verhältnis zur Verstärkung des RC-Kreises verringert, wie es schon anhand von Fig. 4 beschrieben wurde. Nunmehr kann man den Operationsverstärker 200 mit seinen Differentialeingängen durch einen Umkehrverstärker mit nur einem Eingang ersetzen.
Fig. 9 zeigt eine dritte Ausführungsform, die sich von der anhand von Fig. 7 und 8 beschriebenen zweiten Ausführungsform dadurch unterscheidet, daß das Eingangssignal für den Operationsverstärker dadurch durch ein Differenzsignal gebildet wird, daß der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers über einen Widerstand und einen Schaltkreis eine andere Signalspannung erhält. Zusätzlich zu dem Eingang 10, dem die Eingangssignalspannung V&sub1; zugeführt wird, ist ein Eingang 20 für eine Eingangssignalspannung V&sub2; vorhanden; der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 200 ist mit dem zweiten Eingang 20 durch einen Widerstand 112 und einen Schaltkreis 171 verbunden. Der Schaltkreis 171 ist ebenso aufgebaut wie der Schaltkreis 170, der an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 200 angeschlossen ist, und er setzt sich aus einem Inverter 71 sowie FET-Schalterelementen 153 und 154 zusammen. Die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 153 ist mit dem zweiten Eingang 20 verbunden, die Drain-Elektrode ist an die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 154 angeschlossen, und das Gate liegt an der Steuersignal-Eingangsklemme 60. Andererseits ist die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors 154 mit einem Punkt 82 verbunden, dem von einer äußeren Spannungsquelle aus ein vorbestimmtes konstantes Potential zugeführt wird; bei der Schaltung nach Fig. 9 ist der Punkt 82 geerdet, während das Gate des Feldeffekttransistors 154 über einen Inverter 71 mit der Steuerklemme 60 verbunden ist. Die Drain- Elektrode des Feldeffekttransistors 153 ist über einen Widerstand 112 mit dem micht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 200 verbunden. Das RC-Glättungsfilter wird durch ein Differentialfilter gebildet, das sich in Form einer Reihenschaltung aus einem Kondensator 130 und zwei Widerständen 111 und 112 zusammensetzt.
Bei den Schaltvorrichtungen 170 und 171 wird den zugehörigen Steuerklemmen 60 von dem Impulsgenerator nach Fig. 3 ein gemeinsames Impulssignal zugeführt. Während des Hochpegelintervalls des Steuerimpulses werden die FET-Schalterelemente 151 und 153 geschlossen bzw. leitfähig gemacht, so daß der Kondensator 130 mit der Differenzspannung V&sub1;-V&sub2; aufgeladen wird, die an den Eingängen 10 und 20 erscheint. Dagegen werden die FET-Schalterelemente 152 und 154 während des Niedrigpegelintervalls des Steuerimpulses geschlossen, so daß die in dem Kondensator 130 gespeicherte Ladung in Richtung auf den Ausgang 30 entladen wird. Somit wird die Ausgangsspannung am Ausgang 30 durch die abgeglichenen Bedingungen bestimmt, bei denen die dem Kondensator 130 zugeführten Ladungen gleich den von ihm abgegebenen Ladungen sind.
Nimmt man jetzt an, daß das Tastverhältnis der FET-Schalterelemente 151 und 153 mit α gegeben ist, ergibt sich die Ausgangsspannung Vo der Verstärkerschaltung 9 aus der nachstehenden Gleichung:
&udf53;sb18&udf54;°KVo°k = ^ @W:&udf57;°Ka&udf56;:1^&udf57;°Ka&udf56;&udf54; ´ (°KV°kÉ^°KV°kÊ)@,(7)&udf50;
Nimmt man entsprechend an, daß das Tastverhältnis der FET- Schalter 152 und 154 mit α&min; gegeben ist, ergibt sich die entsprechende Ausgangsspannung Vo wie folgt:
&udf53;sb18&udf54;°KVo°k = ^ @W:1^&udf57;°Ka&udf56;&dlowbar;:&udf57;°Ka&udf56;&dlowbar;&udf54; ´ (°KV°kÉ^°KV°kÊ)@,(8)&udf50;
Nimmt man an, daß R einen kombinierten Widerstand des Filterkreises repräsentiert, ergibt sich für die durch die Gleichungen (6) und (7) dargestellten Vorgänge der Eingangswiderstand R/α bzw. R/(1-α&min;). Bei der Schaltung nach Fig. 9 ist der Widerstand des Filters in zwei Widerstände 111 und 112 unterteilt, die nicht notwendigerweise die gleichen Widerstandswerte zu haben brauchen, da diese Widerstände mit dem Kondensator 130 in Reihe geschaltet sind und da somit die Lade- und Entladebedingungen nicht durch das Verhältnis zwischen den Widerstandswerten dieser Widerstände beeinflußt werden, so daß der abgeglichene Zustand der Eingangs- und Ausgangsspannungen nicht gestört wird. Wenn sich jedoch die Widerstandswerte der Widerstände 111 und 112 erheblich voneinander unterscheiden, kann sich das Eingangspotential des Operationsverstärkers in Abhängigkeit von einem über die Eingänge 10 und 20 zugeführten Wechselspannungs-Eingangssignal zeitweilig schnell ändern, so daß der abgeglichene Zustand zeitweilig gestört wird. In Fällen, in denen eine zeitweilige Störung des abgeglichenen Zustandes zu Schwierigkeiten führt, ist es daher erwünscht, daß die Widerstände 111 und 112 die gleichen Widerstandswerte haben.
Fig. 10 zeigt eine Äquivalentschaltung für den Regelverstärker nach Fig. 9. Diese unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 8 dadurch, daß der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 200 an einen Schiebekontakt eines Regelwiderstandes 116 angeschlossen ist, dessen eines Ende mit dem Eingang 20 verbunden ist, während das andere Ende geerdet ist. Der Regelwiderstand 116 ist dem Glättungsfilter und dem Schalterkreis 171 gleichwertig. Die variablen Widerstände 115 und 116 können den gleichen maximalen Widerstandswert haben. Diese Widerstandswerte können auf geregelte Weise mit der gleichen Geschwindigkeit dadurch verändert werden, daß das Tastverhältnis des Steuerimpulssignals entsprechend variiert wird.
Fig. 11 zeigt den Aufbau einer vierten Ausführungsform, bei der das Eingangssignal als Differenzsignal zugeführt wird, während das Ausgangssignal als Differenzausgangssignal zur Verfügung steht. Man kann die Schaltung nach Fig. 11 als eine Kombination von zwei Schaltungen betrachten, von denen jede der anhand von Fig. 2 beschriebenen ersten Ausführungsform entspricht.
Gemäß Fig. 11 dienen die Eingänge 10 und 20 als Differenzeingänge, während die Differenzausgänge durch die Ausgänge 30 und 40 gebildet werden. Die Eingänge 10 und 20sind an die nicht invertierenden Eingänge von Operationsverstärkern 210 und 220 angeschlossen, deren Ausgänge mit den Ausgängen 30 und 40 verbunden sind. Ferner sind die Ausgänge der Operationsverstärker 210 und 220 mit einem RC- Glättungsfilter verbunden, das sich aus Widerständen 111 und 112 sowie einem Kondensator 130 zusammensetzt, wobei diese Verbindungen durch zugehörige Schaltvorrichtungen 172 und 173 hergestellt werden. Der Aufbau des Filters ist ähnlich wie bei der dritten Ausführungsform nach Fig. 9, und die Ausgänge des Filters sind mit den invertierenden Eingängen der Operationsverstärker 210 und 220 verbunden. Genauer gesagt, liegt der Kondensator 130 des Filters zwischen den invertierenden Eingängen der Operationsverstärker 210 und 220. Die Schaltvorrichtungen 172 und 173 sind ähnlich aufgebaut wie bei der dritten Ausführungsform nach Fig. 9. Bei der Schaltvorrichtung 172 ist die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors 155 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 210 verbunden, während die Drain-Elektrode dieses Transistors an ein Ende des Widerstandes 111 angeschlossen ist. Zu dem FET-Schalterelement 156 gehört eine Drain-Elektrode 83, der von einer äußeren Potentialquelle aus ein vorbestimmtes konstantes Potential zugeführt wird; bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 11 ist diese Elektrode geerdet. Bei der Schaltvorrichtung 173 ist das FET-Schalterelement 157 mit seiner Source-Elektrode an den Ausgang des Operationsverstärkers 220 angeschlossen, während seine Drain-Elektrode mit einem Ende des Widerstandes 112 verbunden ist. Die Drain-Elektrode 83 des FET-Transistors 158 ist geerdet.
Wird an die Eingänge 10 und 20 eine Eingangssignalspannung angelegt, während die Schaltvorrichtungen 172 und 173 entsprechend einem vorbestimmten Tastverhältnis gesteuert werden, erscheint an den Ausgängen 30 und 40 eine Ausgangssignalspannung, die sich nach der Eingangssignalspannung und dem Tastverhältnis der beiden Schaltvorrichtungen richtet. Bezeichnet man die Eingangsspannungen an den Eingängen 10 und 20 mit V&sub1; und V&sub2; und die Ausgangsspannungen an den Ausgängen 30 und 40 mit V&sub3; und V&sub4;, ergibt sich die Differenzausgangsspannung V&sub3;-V&sub4;, die erzeugt wird, wenn das Tastverhältnis der FET-Schalterelemente 155 und 157 mit α gegeben ist, aus der folgenden Gleichung:
&udf53;sb18&udf54;°KVo°k = (°KV°kË^°KV°kÈ) = @W:(1^&udf57;°Ka&udf56;):&udf57;°Ka&udf56;&udf54; (°KV°kÉ^°KV°kÊ)@,(9)&udf50;
Entsprechend wird die Differenzausgangsspannung V&sub3;-V&sub4; erzeugt, wenn für das Tastverhältnis der FET-Schalterelemente 156 und 158 der Wert α&min; angenommen wird; hierfür gilt die folgende Gleichung:
&udf53;sb18&udf54;°KVo°k = (°KV°kË^°KV°kÈ) = @W:&udf57;°Ka&udf56;&dlowbar;:(1^&udf57;°Ka&udf56;&dlowbar;&udf54; (°KV°kÉ^°KV°kÊ)@,(10)&udf50;
Da die beiden Schaltvorrichtungen 172 und 173 durch ein der Klemme 60 zugeführtes gemeinsames Impulssignal betätigt werden, sind die Ein- und Ausschaltvorgänge der Transistoren 155 und 157 sowie diejenigen der Transistoren 156 und 158 jeweils miteinander synchronisiert.
Da α in einem Regelbereich zwischen 0 und 1 jeden beliebigen Wert annehmen kann, ist es auch möglich, die Verstärkung regelbar auf einen Wert einzustellen, der kleiner ist als 1; für die Schaltung nach Fig. 11 ist dies aus den Gleichungen (9) und (10) ersichtlich. Wegen dieses vorteilhaften Merkmals läßt sich der Nachteil des bekannten Differenzverstärkers vermeiden, dem ein Eingangssignal mit positiver Phase über einen aus Widerständen bestehenden Spannungsteiler zugeführt wird.
Fig. 12 zeigt eine Äquivalentschaltung für den Verstärker nach Fig. 11. In diesem Fall sind Regelwiderstände 117 und 118 in Reihe geschaltet und zwischen den Ausgängen der Operationsverstärker 210 und 220 angeschlossen. Die Schleifkontakte der Regelwiderstände 117 und 118 sind mit den invertierenden Eingängen der Operationsverstärker 210 und 220 verbunden. Der Regelwiderstand 117 entspricht einer Kombination des Filters und der Schaltvorrichtung 172 nach Fig. 11, während der Widerstand 118 dem Filter und der Schaltvorrichtung 173 gleichwertig ist. Die Widerstände 117 und 118 haben den gleichen maximalen Widerstandswert. Diese Widerstandswerte können mit der gleichen Geschwindigkeit geregelt werden, indem man das Tastverhältnis der den beiden Schaltvorrichtungen zugeführten Impulsfolge entsprechend regelt.
Fig. 13 zeigt eine fünfte Ausführungsform, die als Differenzverstärker des dynamischen Brückentyps mit hohem Eingangswiderstand ausgebildet ist. Zu dem Verstärker nach Fig. 13 gehören die Schaltung nach Fig. 11 als Vorverstärker und die Schaltung nach Fig. 9 als nachgeschaltete Verstärkerstufe. Somit entsprechen die Merkmale des Verstärkers nach Fig. 13 einer Kombination der Merkmale der Verstärkerschaltungen nach Fig. 11 und 9. In Fig. 13 entspricht der in die gestrichelten Linien 9 eingeschlossene Teil der Schaltung dem Verstärker nach Fig. 9, während der in die gestrichelten Linien 11 eingeschlossene Teil dem Verstärker nach Fig. 11 entspricht. Die Schaltvorrichtung 172 bis 175 werden durch ein den zugehörigen Klemmen 60 zugeführtes gemeinsames Impulssignal betätigt und daher bezüglich der Ein- und Ausschaltvorgänge synchron gesteuert. Zwar ist der Aufbau der Schaltvorrichtungen 172 und 173 der gleiche wie bei den schon beschriebenen Ausführungsbeispielen, doch sei bemerkt, daß sich die Anordnung der Inverter 72 und 73 der Schaltvorrichtungen 174 und 175 von derjenigen bei der anhand von Fig. 9 beschriebenen Ausführungsform insofern unterscheidet, als die Inverter 72 und 73 zwischen der Klemme 60 einerseits und den Gates der Feldeffekttransistoren 165, 167 andererseits liegen, während die Gate-Elektroden der Transistoren 166 und 168 unmittelbar an die Klemmen 60 angeschlossen sind. Die an der Ausgangsklemme 30 erscheinende Ausgangsspannung Vo ist durch die nachstehende Gleichung gegeben: °=c:40&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz3&udf54; &udf53;vu10&udf54;
Hierin bezeichnet V&sub1; die über den Eingang 10 zugeführte Eingangsspannung, V&sub2; die Eingangsspannung am Eingang 20, Vo die am Ausgang 30 erscheinende Ausgangsspannung und α das Tastverhältnis der Feldeffekttransistoren 156, 158, 165 und 167 der Schaltvorrichtungen 172, 173, 174 und 175. Nimmt man an, daß das Tastverhältnis der vier genannten Transistoren den Wert α hat, ergibt sich die Ausgangsspannung Vo aus der folgenden Gleichung: °=c:40&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz3&udf54; &udf53;vu10&udf54;
Die Schaltvorrichtungen 174 und 175 können den gleichen Aufbau haben wie die Schaltvorrichtungen 172 und 173, wobei das Steuerimpulssignal den Klemmen 60 zugeführt wird, nachdem es invertiert worden ist. Sind dagegen die Gate-Elektroden der Transistoren 165 und 167 direkt mit der Klemme 60 verbunden, während die Gate-Elektroden der Transistoren 166 und 168 an die zugehörigen Klemmen 60 über die Inverter 72 und 73 in der gleichen Weise angeschlossen sind wie die Schaltvorrichtungen 172 und 173, werden die Transistoren 165 und 167 eingeschaltet, wenn die Transistoren 155 und 157 eingeschaltet werden, während die Transistoren 166 und 168 beim Einschalten der Transistoren 156 und 158 eingeschaltet werden. Dann ergibt sich die Ausgangssignalspannung aus der folgenden Gleichung: °=c:40&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz3&udf54; &udf53;vu10&udf54;
Die Verstärkung behält ohne Rücksicht auf den Wert des Tastverhältnisses α stets den Wert 1 bei. Hierzu sei bemerkt, daß man die Schaltung nach Fig. 13 daraufhin prüfen kann, ob sie normal arbeitet oder nicht, indem man feststellt, ob die Verstärkung den Wert 1 hat oder nicht.
Fig. 14 zeigt eine Äquivalentschaltung für den Verstärker nach Fig. 13. Die Schaltung nach Fig. 14 entspricht einer Kombination der Schaltung nach Fig. 12 mit der Schaltung nach Fig. 10, wobei erstere einen Vorverstärker und letztere einen nachgeschalteten Verstärker bildet.
Da gemäß Fig. 14 das Differenzausgangssignal des Vorverstärkers dem Nachverstärker als rauschfreies Differenzeingangssignal zugeführt wird, arbeitet die fünfte Ausführungsform als Instrumentierungsverstärker, d. h. sie erzeugt ein rauschfreies Ausgangssignal.
Fig. 15 zeigt eine sechste Ausführungsform, die sich von derjenigen nach Fig. 13 dadurch unterscheidet, daß zusätzlich eine Offset-Kompensationsschaltung in Form einer Abtast- und Halteschaltung vorhanden ist. Die vorstehend beschriebenen Regelverstärker ermöglichen es zwar, die Verstärkung innerhalb eines großen Bereichs nach Bedarf mit hoher Genauigkeit einzustellen, doch muß zu diesem Zweck der einen Hauptbestandteil bildende Operationsverstärker mit ausreichend hoher Genauigkeit arbeiten. In Fällen, in denen das Vorhandensein einer Offsetspannung am Operationsverstärker nicht vernachlässigt werden kann, erweist sich die Schaltung nach Fig. 15 als sehr zweckmäßig.
Die Schaltung nach Fig. 15 unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 13 dadurch, daß zusätzlich ein elektronischer Schalter, vorzugsweise in Form eines Feldeffekttransistors 185, zwischen dem Eingang 10 und dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 210 nach Fig. 13 und ein elektronischer Schalter (ebenfalls vorzugsweise ein Feldeffekttransistor 186) zwischen dem Eingang 20 und dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 220 angeordnet ist. Ferner liegt eine Serienschaltung aus zwei elektronischen Schaltern, und zwar vorzugsweise den Feldeffekttransistoren 187 und 188, zwischen den nicht invertierenden Eingängen der Operationsverstärker 210 und 220, wobei ein Knotenpunkt zwischen diesen beiden Transistoren geerdet ist. Schließlich ist eine Abtast- und Halteschaltung mit einem Operationsverstärker 400 zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 300 und der Schaltvorrichtung 175 angeordnet. Bei der Abtast- und Halteschaltung ist der Ausgang des Operationsverstärkers 400 an die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors 168 der Schaltvorrichtung 175 angeschlossen. Der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 400 ist geerdet. Ein elektronischer Schalter, vorzugsweise ein Feldeffekttransistor 184, liegt zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers 400, und der invertierende Eingang dieses Verstärkers ist mit der Klemme 98 der Schaltvorrichtung 180 durch einen Kondensator 430 und einen Widerstand 400 verbunden. Ein Kondensator 420 ist zwischen der Verbindung des Kondensators 430 mit dem Widerstand 440 und dem Ausgang des Operationsverstärkers 400 angeschlossen. Zu der Schaltvorrichtung 180 gehören zwei elektronische Schalter, vorzugsweise Feldeffekttransistoren 181 und 182, wobei die Klemme 98 an die Source-Elektrode des Transistors 181 und die Drain-Elektrode des Transistors 182 angeschlossen ist. Bei dem Feldeffekttransistor 181 ist die Drain-Elektrode geerdet, und bei dem Feldeffekttransistor 182 ist die Source-Elektrode mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 300 verbunden.
Der in Fig. 15 in strichpunktierte Linien eingeschlossene Differenzverstärker arbeitet ähnlich wie die Schaltung nach Fig. 13. Bei den einzelnen Operationsverstärkern 210, 220, 300 und 400 können Offsetspannungen auftreten.
Bei der Schaltung nach Fig. 15 ergeben sich gemäß Fig. 16 bei den Perioden T 1, T 2 und T 3 drei verschiedene Betriebsarten. Während der Periode T 1 wird der Offset des Abtast- und Haltekreises korrigiert bzw. ausgeglichen. Während der Periode T 2 wird der Offset des Differenzverstärkers korrigiert. Während der Periode T 3 bewirkt der Differenzverstärker eine Verstärkung.
Die Impulssignale P 1, P 2 und P 3 werden durch einen nicht dargestellten Impulsgenerator bekannter Art erzeugt und nehmen jeweils während der Perioden T 1, T 2 und T 3 einen hohen Pegel an. Das Impulssignal P 1 wird den Gates 191 und 194 der Feldeffekttransistoren 181 und 184 zugeführt, während das Impulssignal P 2 dem Gate 192 des Feldeffekttransistors 182 und der gemeinsamen Gateklemme 197 der Feldeffekttransistoren 187 und 188 zugeführt wird. Das Impulssignal P 3 wird der gemeinsamen Gateklemme 195 der Feldeffekttransistoren 185 und 186 zugeführt.
Während der Offset-Kompensationsperiode T 1 der Abtast- und Halteschaltung sind nur die Feldeffekttransistoren 181 und 184 eingeschaltet. Da der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 400 über den Kondensator 430 und den Widerstand 440 geerdet ist, bewirkt das Vorhandensein einer Offsetspannung an dem Operationsverstärker 400, daß ein Strom vom Ausgang dieses Verstärkers über den Feldeffekttransistor 184, den Kondensator 430, den Widerstand 440 und den Feldeffekttransistor 181 zur Erdungsklemme fließt, was zur Folge hat, daß der Kondensator 430 mit der Offsetspannung des Operationsverstärkers 400 aufgeladen wird, wodurch das Eingangssignal für den Operationsverstärker 400 abgeglichen wird. Mit anderen Worten, die Offsetspannung des Operationsverstärkers 400 wird - von der Schaltvorrichtung 180 aus betrachtet - scheinbar auf Null gebracht. Danach werden während der Periode T 2 die Transistoren 181 und 184 abgeschaltet, während die Transistoren 182, 187 und 188eingeschaltet werden. Daher wird die Eingangsseite der Differenzverstärkerschaltung geerdet, so daß die zugehörige Ausgangsspannung infolge der negativen Rückkopplung über die Abtast- und Halteschaltung den Wert Null annimmt. Das Vorhandensein einer Offsetspannung an dem Differenzverstärker bewirkt, daß ein Strom vom Ausgang des Operationsverstärkers 300 durch den Feldeffekttransistor 182, den Widerstand 440 und den Kondensator 420 fließt, so daß eine Offset-Kompensationsspannung, mittels welcher die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers auf Null gebracht wird, verwendet wird, um den Kondensator 420 aufzuladen, wodurch die Spannung am Ausgang 30 auf Null abgeglichen wird. Während der Periode T 3 sind die Transistoren 182, 187 und 188 abgeschaltet, während die Transistoren 185 und 186 eingeschaltet sind, so daß das Eingangsspannungssignal dem Differenzverstärker zugeführt werden kann, um verstärkt zu werden. Somit arbeitet der Differenzverstärker als steuerbarer Verstärker, der eine Ausgangsspannung erzeugt, welche genau durch die Eingangssignalspannung und das Tastverhältnis α der Schaltvorrichtungen 172, 173, 174 und 175 bestimmt ist. Wenn die Offsetspannung des Operationsverstärkers 400 gegenüber dem Potential am Ausgang 30 des Differenzverstärkers hinreichend niedrig ist, kann der während der Periode T 1 durchgeführte Arbeitsschritt fortgelassen werden.

Claims

1. Verstärkerschaltungsanordnung mit steuerbarem Verstärkungsfaktor, mit wenigstens

- einem Verstärker (200) mit einem Gegenkoppelkreis,

- einer Schaltvorrichtung (150; 160, 161), deren Schaltzustände dem Tastverhältnis einer zugeführten Steuer- Impulsfolge entsprechen, und

- mit einem der Schaltvorrichtung (150; 160, 161) nachgeschalteten Glättungsfilter (111, 130), dessen Zeitkonstante größer ist als eine Periode der Steuer-Impulsfolge,

-- wobei der Verstärkungsfaktor des Verstärkers durch das Tastverhältnis der Steuer-Impulsfolge gegeben ist,

dadurch gekennzeichnet, daß

- die Schaltvorrichtung (160, 161) und das Glättungsfilter (111, 130) im Gegenkoppelkreis des Verstärkers (200) angeordnet sind.

2. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 1, mit wenigstens einem Verstärker (200) mit einem nicht invertierenden und einem invertierenden Eingang sowie einem Widerstand (111) und einem Kondensator (130) im Glättungsfilter, dadurch gekennzeichnet, daß

- die Schaltvorrichtung einen ersten (161) und einen zweiten Feldeffekttransistor (160) sowie einen Inverter (70) aufweist,

-- daß die Source-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (161) am Ausgang des Verstärkers (200) liegt und die Drain-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (161) mit dem Widerstand (111) und der Source-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (160) verbunden ist, dessen Drain-Elektrode an einem Punkt (81) konstanten Potentials liegt,

-- daß der Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (161) die Steuer-Impulsfolge direkt und der Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (160) die Steuer-Impulsfolge über den Inverter (70) zugeführt ist und

-- daß der Ausgang des Glättungsfilters (111, 130) am invertierenden Eingang des Verstärkers (200) angeschlossen ist.

3. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 2, mit zwei Verstärkern (210, 220) mit jeweils einer zugeordneten Schaltvorrichtung (172, 173) und jeweils einem zugeordneten Glättungsfilter (111, 112, 130), dadurch gekennzeichnet, daß

- die beiden Glättungsfilter einen gemeinsamen Kondensator (130) aufweisen, der zwischen die beiden Verstärker (210, 220) geschaltet ist,

- die beiden Schaltvorrichtungen (172, 173) an einen gemeinsamen Punkt (83) konstanten Potentials angeschlossen sind und daß

- jeder Schaltvorrichtung (172, 173) die Signal-Impulsfolge zugeführt ist.

4. Verstärkerschaltungsanordnung mit steuerbarem Verstärkungsfaktor, mit wenigstens

- einem Verstärker (200) mit einem invertierenden und einem nicht invertierenden Eingang und mit einem Gegenkoppelkreis,

- mit einer ersten Schaltvorrichtung (150; 151, 152), deren Schaltzustände dem Tastverhältnis einer zugeführten Steuer-Impulsfolge entsprechen, und

- mit einem Glättungsfilter, das einen ersten Widerstand (111) und einen Kondensator (130) aufweist und dessen Zeitkonstante größer ist als eine Periode der Steuer- Impulsfolge,

dadurch gekennzeichnet, daß

- die erste Schaltvorrichtung einen ersten (151) und einen zweiten Schalter (152) aufweist, der Eingang des ersten Schalters (151) der Eingang (10) der Verstärkereinrichtung ist, der Ausgang des ersten Schalters (151) mit dem Eingang des zweiten Schalters (152) und mit einem Anschluß des ersten Widerstandes (111) verbunden und der Ausgang des zweiten Schalters (152) an den Ausgang des Verstärkers (200) angeschlossen ist, daß

- das andere Ende des ersten Widerstandes (111) an den invertierenden Eingang des Verstärkers (200) gelegt ist, und daß

- der Kondensator (130) zwischen die beiden Eingänge des Verstärkers (200) geschaltet ist.

5. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß

- der erste Schalter aus einem ersten Feldeffekttransistor (151) besteht, dem direkt die Steuer-Impulsfolge zugeführt ist, und daß

- der zweite Schalter einen zweiten Feldeffekttransistor (152) aufweist, dem die Steuer-Impulsfolge über einen Inverter (70) zugeführt ist.

6. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch

- einen zweiten Widerstand (112) und

- eine zweite Schaltvorrichtung (171) mit einem dritten (153) und einem vierten Schalter (154),

-- wobei der Eingang des dritten Schalters (153) ein zweiter Eingang (20) der Verstärkereinrichtung ist und der Ausgang des dritten Schalters (153) an ein Ende des zweiten Widerstandes (112) und an den Eingang des vierten Schalters (154) angeschlossen ist, dessen Ausgang an einem Punkt (82) konstanten Potentials liegt, und

-- wobei der zweite Widerstand (112) mit seinem anderen Ende an den nicht invertierenden Eingang des Verstärkers (200) angeschlossen ist.

7. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß

- der dritte Schalter aus einem dritten Feldeffekttransistor (153) besteht, dem direkt die Steuer-Impulsfolge zugeführt ist, und daß

- der vierte Schalter einen vierten Feldeffekttransistor (154) aufweist, dem die Steuer-Impulsfolge über einen Inverter (71) zugeführt ist.

8. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß

- der Verstärkereinrichtung (11) nach Anspruch 3 die Verstärkereinrichtung (9) nach Anspruch 7 nachgeschaltet ist, wobei der Verstärkereinrichtung (11) nach Anspruch 3 die Steuer-Impulsfolge und der Verstärkereinrichtung (9) nach Anspruch 7 die invertierte Steuer- Impulsfolge zugeführt ist.

9. Verstärkerschaltungsanordnung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Offset-Kompensationseinrichtung mit einer Abtast- und Halteschaltung, die zwischen den Ausgang (30) der Verstärkerschaltungsanordnung und einen Eingang der nachgeschalteten Verstärkereinrichtung (9) geschaltet ist und die einen Operationsverstärker (400), zwei elektronische Schalter (180, 184), zwei Kondensatoren (420, 430) und einen Widerstand (440) aufweist.