DE3422716C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Spannungs/Strom-Wandlerschaltung
gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine
solche Spannungs/Strom-Wandlerschaltung ist aus der
US-PS 36 54 545 bekannt.
Spannungs/Strom-Wandlerschaltungen werden im allgemeinen
im Ausgang eines Zweidrahtanalogsignalübertragungssystems
z. B. bei industriellen Instrumenten verwendet.
Fig. 1 zeigt ein Kennliniendiagramm, das die Kennlinie,
nämlich die Abhängigkeit des Ausgangsstroms I
von der Eingangsspannung V bei einem solchen Spannungs/
Strom-Wandler darstellt. Die durch die Kennlinie in Fig. 1
gekennzeichnete Spannungs/Strom-Wandlerschaltung hat die
Aufgabe, ein Spannungssignal zwischen den Eingangsspannungen
V₁ und V₂ in einen Ausgangsstrom zwischen I₁ und I₂ umzusetzen,
beispielsweise eine bestimmte Eingangsspannung V₁
genau in einen Ausgangsstrom I₁ beispielsweise 4 mA und eine
Spannung V₂ in einem Strom I₂, beispielsweise 20 mA umzusetzen.
Eine weitere Kennlinie 200 stellt den zum Betrieb
des Spannungs/Strom-Wandlers nötigen Strom dar, der außer
dem Ausgangsstrom I in der Wandlerschaltung fließt. Für
einen exakten Betrieb der Spannungs/Strom-Wandlerschaltung
muß die Abhängigkeit der Ausgangsstrom-Eingangs
spannungskennlinie 100 auch bei wechselndem Betriebsstrom 200
möglichst klein sein.
Fig. 2 zeigt eine bekannte Spannungs/Strom-Wandlerschaltung, bei
der eine an einem Anschluß 2 anliegende Eingangsspannung V i durch
eine Pegelschiebeschaltung 6, die zwischen dem Anschluß 2 und dem
negativen Pol einer Spannungsquelle 4 angeschlossen ist, im Pegel
verschoben und dann einer Verstärkerschaltung 8 eingegeben wird.
Die Verstärkerschaltung 8 speist eine
Last 10 mit einem Strom der einer Differenz zwischen
einer Eingangssignalspannung V iL und einer Gegenkopplungsspannung V R
entspricht. Der durch die Last 10 fließende Strom wird durch eine
Gegenkopplungsschaltung 14 erfaßt, die einen Bezugswiderstand 12
aufweist und zur Verstärkerschaltung 8 als Gegenkopplungssignalspannung
V R zurückgeführt. Damit wird erreicht, daß die Spannungs/Strom-
Wandlerschaltung die Last 10 mit einem Strom speist, der der
Eingangsspannung V i proportional ist. Die Pegelschiebeschaltung 6
weist einen Widerstand 61 mit dem Widerstand R₁ und einen Widerstand
62 mit dem Widerstandswert R₂, die in Reihe geschaltet
sind, auf, wodurch die durch die Widerstände 61 und 62 geteilte
Eingangsspannung V i der Verstärkerschaltung 8 eingespeist
wird. Die Verstärkerschaltung 8 besteht aus einem Operationsverstärker
81 und einem Transistor 82, dem der Operationsverstärker 81
eine Differenz zwischen der Eingangssignalspannung V iL und der
Gegenkopplungssignalspannung V R zuführt und der diese Differenz
als Differenzverstärker verstärkt. Der Transistor 82 steuert außerdem
einen Strom von der Versorgungsspannung 4 entsprechend dem
Ausgangssignal des Operationsverstärkers 81. Der positive Pol der
Versorgungsspannung 4 ist mit dem Kollektor des Transistors 82
und mit dem Versorgungsspannungsanschluß des Operationsverstärkers 81
über die Last 10 verbunden. Außerdem ist der Emitter des Transistors 82
mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung 4 über den Bezugswiderstand
12 und außerdem mit Masse verbunden. Der negative
Spannungsversorgungsanschluß des Operationsverstärkers 81 ist
mit dem negativen Pol der Spannungsversorgung 4 verbunden.
Der beschriebene bekannte Spannungs/Strom-Wandler arbeitet in
folgender Weise:
Der vom Stromausgangstransistor 82 abgegebene Strom wird als
Spannungsabfall über dem Bezugswiderstand 12 im Emitterpfad
des Transistors 82 erfaßt. Der Spannungsabfall am Widerstand 12
wird dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 81
über den Widerstand 62 der Pegelschiebeschaltung 6 eingegeben.
Die Eingangsspannung V i am Anschluß 2 wird ebenfalls dem nichtinvertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 81 über den
Widerstand 61 eingegeben. Die Verstärkerschaltung 81 steuert den
Stromfluß durch die Last 10, so daß ein Strom entsprechend der
Differenz zwischen der Eingangssignalspannung V i und der Gegen
kopplungssignalspannung (im wesentlichen dieselbe wie der
Spannungsabfall am Bezugswiderstand 12) V R fließt. Anders gesagt
wird im Operationsverstärker 81 die Differenz zwischen der
Eingangssignalspannung V i und der Gegenkopplungssignalspannung V R
erfaßt und diese Differenz verstärkt. Danach wird der verstärkte
Ausgang der Basis des Transistors 82 angelegt. Entsprechend dem
der Basis des Transistors 82 anliegenden Steuersignal fließt ein
Strom I O entsprechend der Eingangssignalspannung V i durch die
Last 10 und den Bezugswiderstand 12.
Die Ausgangsstromkennlinie der oben beschriebenen Spannungs/Strom-
Wandlerschaltung läßt sich wie folgt angeben:
worin R₀ der Widerstandswert des Bezugswiderstands 12, R₁ und R₂
jeweils die Widerstandswerte der Widerstände 61 und 62, I O der Aus
gangslaststrom, V i die Eingangssignalspannung und I CC der Betriebsstrom
(der in die Spannungsversorgungsanschlüsse des Operationsverstärkers
hinein bzw. herausfließt), sind.
Die Gleichung (1) zeigt, daß bei der Spannungs/Strom-Wandlerschaltung
von Fig. 2 die Komponente I CC durch die Gegenkopplungsschaltung
14 nicht erfaßt wird, da der Betriebsstrom I CC des Operationsverstärkers
81 nicht durch den Bezugswiderstand 12
fließt. Damit verursacht die Komponente I CC einen Fehler bei der
Eingangsspannung-Ausgangsstrom-Kennlinie. Die Stärke des
Betriebsstroms I B ist normalerweise in der Größenordnung von mA
und im Vergleich mit dem Wert des Ausgangsstroms (maximal
einige zehn mA) nicht vernachlässigbar. Da außerdem bei dem
bekannten Spannungs/Strom-Wandler hochgenaue Widerstände für den
Spannungsteiler R₁, R₂ und dem Bezugswiderstand R₀ nötig sind,
hat er den Nachteil, daß er viele teure Präzisionswiderstände
benötigt.
Die dem Oberbegriff des Anspruchs 1 entsprechende
Spannungs/Strom-Wandlerschaltung, die aus der US-PS
36 54 545 bekannt ist, ist dort in einem Verstärker
für einen Halbleiterdruckmesser verwendet. Hier sind
jedoch die Stromversorgung für den Laststromkreis
und die Betriebsstromversorgung des Operationsverstärkers
nicht gemeinsam.
Aus der DD-PS 91 689 ist es bekannt, zur Reduzierung
des Einflusses von Betriebsspannungsschwankungen eine
Signaleingangsklemme des Operationsverstärkers gleichspannungsmäßig
mit den Klemmen des Stromversorgungsteils
zu koppeln (vgl. Spalte 2, Zeilen 17 bis 31 der
DD-PS 91 689).
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Spannungs/Strom-Wandlerschaltung zu schaffen, die bei
leichter Integrierbarkeit stabiles Verhalten auch bei
schwankender Betriebsspannung zeigt.
Diese Aufgabe wird bei einer Spannungs/Strom-Wandlerschaltung
gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 erfindungsgemäß
durch die in dessen kennzeichnendem Teil angegebenen
Merkmale gelöst.
Die Unteransprüche 2 bis 9 kennzeichnen vorteilhafte
Ausbildungen davon.
Dadurch, daß der gesamte durch die Last fließende Strom
sowie der Betriebsstrom des Verstärkers von einem gemein
samen Bezugswiderstand ausgehend erfaßt und gehalten werden,
ergibt sich der Vorteil, daß die Anzahl der die Genauigkeit
des Ausgangsstroms bezüglich der Eingangsspannung
beeinflussenden Präzisionswiderstände auf ein Widerstands
element - der Bezugswiderstand - reduziert werden kann.
Dadurch kann die Spannungs/Strom-Wandlerschaltung billig
hergestellt werden. Ein weiterer Vorteil ist die Erhöhung
der Genauigkeit und der Stabilität. Die vorgeschlagene
Spannungs/Strom-Wandlerschaltung kann außerdem leicht integriert
werden.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung
näher beschrieben. Es zeigt:
Fig. 3 ein Schaltbild eines ersten vorgeschlagenen
Ausführungsbeispiels einer Spannungs/Strom-
Wandlerschaltung;
Fig. 4 ein Schaltbild eines zweiten vorgeschlagenen
Ausführungsbeispiels einer Spannungs/Strom-
Wandlerschaltung;
Fig. 5 ein Schaltbild eines dritten vorgeschlagenen
Ausführungsbeispiels einer Spannungs/Strom-
Wandlerschaltung;
Fig. 6 Signalformen, die den Betrieb der in Fig. 5
dargestellten Schaltung erläutern,
Fig. 7 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer
im Spannungs/Strom-Wandler des erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels
in Fig. 5 verwendeten Polaritäts
wendeschaltung,
Fig. 8 ein Schaltbild einer Variante der Polaritätswendeschaltung
von Fig. 7 und
Fig. 9 ein Schaltbild einer Variante der Polaritätswendeschaltung,
bei der die Steuerung durch einen Transformator
erfolgt.
Fig. 3 stellt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Spannungs/Strom-Wandlerschaltung dar.
Sie besteht aus einer Verstärkerschaltung 8, die einen Strom entsprechend
einer Differenz zwischen einer Eingangssignalspannung V i
und einer Gegenkopplungssignalspannung V R einer Last 10 einspeist
und aus einer Gegenkopplungsschaltung 14, mit
einer Polaritätswendeschaltung 20, die den durch die Last 10
fließenden Ausgangsstrom I O mittels eines Bezugswiderstandes 12
erfaßt und den erfaßten Spannungsabfall abtastet und hält und den
gehaltenen Spannungswert als Gegenkopplungssignal, um die Spannungsdifferenz
zu erzeugen, ausgibt. Dadurch wird in die Last 10 ein
Ausgangsstrom gespeist, der der Eingangsspannung V i gemäß der
Kurve 100 in Fig. 1 proportional ist.
Im einzelnen wird das Eingangssignal V i an den nichtinvertierenden
Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 81, der
als Fehlerverstärker arbeitet, angelegt und ein Ende eines Gegenkopplungskondensators
83 und ein Ende eines Widerstandes 202,
die zusammen eine Integrierschaltung bilden, mit dem invertierenden
Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 81 verbunden. Der Ausgang
des Operationsverstärkers 81 ist mit der Basis eines Konstantstromausgangstransistors
82 verbunden. Der positive Versorgungsspannungs
anschluß des Operationsverstärkers 81 und der Kollektor des
Transistors 82 sind mit dem positiven Pol der Versorgungsspannung 4
über die Last 10 verbunden. Der negative Versorgungsspannungsanschluß
des Operationsverstärkers 81 und der Emitter des Ausgangstransistors
82 sind über den Bezugswiderstand 12 mit dem
negativen Pol der Versorgungsspannung 4 verbunden. Beide Enden
des Bezugswiderstandes 12 sind mit der Polaritätswendeschaltung 20
verbunden, die eine Halteschaltung 207 hat (durch eine gestrichelte
Linie umrandet), die die am Bezugswiderstand 12 anliegende
Spannung abhängig von einem vorgegebenen Steuersignal, das nachfolgend
beschrieben wird, abtastet und die abgetastete Spannung
in einen Kondensator 203 hält. Die Polaritätswendeschaltung 20
weist außerdem einen Invertierschalter 211 auf (durch eine
strichpunktierte Linie umrandet), der die Polarität der
im Kondensator 203 gehaltenen Spannung invertiert, wenn eine
Differenz zwischen der Eingangssignalspannung V i und der Gegen
kopplungssignalspannung V R vorliegt und die invertierte
Spannung als das Gegenkopplungssignal V R ausgibt. Die von der
Schaltung 211 ausgegebene Gegenkopplungssignalspannung V R wird
über den Widerstand 202 dem invertierenden Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers 81 eingespeist. Die Halteschaltung 207
enthält Schaltglieder 205 und 206, die z. B. Feldeffekttransistoren
oder ähnliche Bauelemente sein können und den Kondensator 203.
Die Schaltglieder 205 und 206 verbinden jeweils beide Enden des
Bezugswiderstands 12 mit beiden Enden des Kondensators 203.
Sobald das Steuersignal am Steuerelektrodenanschluß 204 der Schaltglieder
205 und 206 anliegt, werden diese Glieder leitend und der
Kondensator 203 wird durch die am Widerstand 12 anliegende Spannung
aufgeladen, die er dann hält. Die Invertierschaltung 211 enthält
Schaltglieder 209 und 210, beispielsweise Feldeffekttransistoren
oder ähnliche Bauelemente, die jeweils mit beiden Enden des Kondensators
203 verbunden sind. Sobald ein weiteres Steuersignal den
Steuerelektrodenanschlüssen der Schaltglieder 209 und 210 anliegt,
werden diese leitend und die im Kondensator 203 gehaltene
Spannung wird durch die Polaritätswendeschaltung 20 ausgegeben.
Die jeweils den Steuerelektroden 204 bzw. 208 anliegenden
Steuersignale werden durch einen Impulsgenerator 22 erzeugt.
Der Impulsgenerator 22 gibt zwei Impulse mit einer Phasendifferenz
von 180° auskommen, die jeweils den Anschlüssen 204 bzw. 208
eingespeist werden. Da die Schaltelemente der Polaritätswendeschaltung
20 fehlerlos ausgeschaltet werden müssen, soll der
Versorgungsanschluß a des tieferen Potentials des Impulsgenerators
22 mit dem Punkt b geringster Spannung der Polaritäts
wendeschaltung 20 oder mit einem Punkt, dessen Potential noch
geringer ist, verbunden werden. Der Impulsgenerator 22 besteht
in dem in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel aus einem
astabilen Multivibrator, der 2 CMOS (Komplementär-Metall-Oxid
halbleiter) Invertergatter aufweist, die in Kaskade geschaltet
sind. Das Tastverhältnis der Ausgangsimpulse ist etwa 50% und
die Frequenz liegt zwischen einigen kHz und einigen zehn kHz.
Da außerdem die Kondensatoren 83, 201 und 203 aus gewöhnlichen
diskreten Elementen bestehen, ist es vorzuziehen, daß deren
Kapazitätswert 100 pF oder mehr ist. Damit wird der Einfluß eines
Leckstroms oder eines Rauschstroms der Schaltung vermieden. Die
Zeitkonstante der aus dem Widerstand 202 und dem Kondensator 83
bestehenden Integrierschaltung wird im Vergleich mit der Schaltperiode
der Polaritätswendeschaltung 20, das ist die Impulsperiode
des Impulsgenerators 22, genügend lang gewählt. Der Bezugswiderstand
12 hat bevorzugt einen Widerstandswert von 250 Ohm, falls
die Gegenkopplungsspannung 5 V durch den Laststrom 20 mA
erreicht werden soll.
Nachstehend wird der Betrieb der vorgeschlagenen Spannungs/
Strom-Wandlerschaltung beschrieben. Beim Einschalten der Spannungsversorgung
4 und nach Anlegen der Eingangsspannung V i zwischen
dem Eingangsanschluß 2 und der Masse speist der astabile Multivibrator
des Impulsgenerators 22 die Steuerimpulse jeweils zu den
Anschlüssen 204 und 208. Der Ausgangsstrom der Verstärkerschaltung 8
fließt durch die Last 10. Der durch den Bezugswiderstand 12
fließende Laststrom verursacht daran den Spannungsabfall. Da der
Spannungsabfall negativer als das niedrigste Versorgungspotential
(Masse) des Operationsverstärkers 81 ist, kann das Spannungssignal
mit diesem tiefen Potential nicht als Gegenkopplungssignalspannung
zum Eingang des Operationsverstärkers 81 zurückgekoppelt
werden. Dann wird das Spannungspotential in seiner Polarität
invertiert. Wenn der Impuls des Steuersignals des Impulsgenerators 22
dem Steueranschluß 204 der Schaltelemente 205 und 206 der
Polaritätswendeschaltung 20 anliegt, werden die Schaltglieder 205
und 206 leitend und der Spannungsabfall wird im Kondensator 203
gespeichert. In diesem Falle wird der Steuerimpuls umgekehrter
Phase bezüglich der Phase des Impulses am Steueranschluß 204
dem Steueranschluß 208 der anderen Schaltglieder 209 und 210
angelegt. Damit werden die Schaltglieder 209 und 210 ausgeschaltet.
Dann wird dem Steueranschluß 204 der Steuerimpuls mit bezüglich
der während dem leitenden Zustand anliegenden Phase invertierter
Phase angelegt und die Schaltglieder 205 und 206 ausgeschaltet.
Gleichzeitig werden die Schaltglieder 209 und 210 leitend gemacht.
Damit wird die im Kondensator 203 gespeicherte Spannung als
Gegenkopplungssignalspannung V R von der Polaritätswendeschaltung 20
durch die Schaltglieder 209 und 210 ausgegeben. Dabei liegt die
Spannung V R bezüglich des Massepotentials auf der positiven Seite,
wodurch die Polarität des Spannungsabfalls am Bezugswiderstand 12
invertiert ist. Dieser Betrieb wird mit der Frequenz des Steuersignalimpulses
des Impulsgenerators 22 wiederholt. Sofort nach dem
Einschalten der Spannungsversorgung 4 ist die Größe des Gegen
kopplungssignals noch klein, da der Ausgangsstrom des Transistors 82
noch nicht genügend angestiegen ist. Deshalb ist der nichtin
vertierende Eingang des Operationsverstärkers 81 größer als der
invertierende Eingang. Aus diesem Grunde erhöht sich die Ausgangsspannung
des Operationsverstärkers 81 in positiver Richtung
und die Basis des Ausgangstransistors 82 wird vorwärts
um einen großen Wert vorgespannt. Aufgrund dieser Vorspannung
läßt der Ausgangstransistor 82 einen Strom durch
die Last 10 fließen. Der die Last 10 durchfließende Strom wird
durch den Bezugswiderstand 12 in eine Spannung umgesetzt, die
in der Polaritätswendeschaltung 20 gehalten und dann dem invertierten
Eingang des Operationsverstärkers 81 nach Polaritätsinversion
der Spannung eingespeist wird. Als Ergebnis wird die
negative Eingangsspannung des Operationsverstärkers 81 angehoben.
Dieser Vorgang wird wiederholt und der Ausgangsstrom I O
(Laststrom) wird bei einem konstanten Wert stabilisiert, sobald
die Gegenkopplungssignalspannung V R gleich der Eingangsspannung V i
ist. Die zum Erreichen des stationären Zustands nötige Zeit
ist proportional der Zeitkonstanten der Integrierschaltung
(proportional dem Produkt aus dem Widerstandswert des Widerstandswerts
202 und der Kapazität des Kondensators 83). Im
stationären Zustand fließt kein Strom durch den Integrationswiderstand
202 und die Größe der Spannung 201 und die Größe der
Anschlußspannung des Kondensators 203 sind gleich der Anschlußspannung
am Bezugswiderstand 12.
In diesem Falle läßt sich der Ausgangsstrom I O durch die
Gleichung
worin V i die Eingangsspannung, I o der Ausgangsstrom, R₀ der Widerstandswert des
Bezugswiderstands 12 und I ss die Stromstärke des Versorgungsstroms
der CMOS-Pulsgenerator 22, der durch den Punkt a tiefsten Potentials
fließt, sind.
Die Stromstärke I ss ist proportional der Betriebsfrequenz
der Impulsgeneratorschaltung 22. Da jedoch die Impulsgeneratorschaltung
22 aus einem CMOS-Invertierglied aufgebaut ist,
kann die Stromstärke I ss im Vergleich mit der Betriebsstromstärke
des Operationsverstärkers (die in der Größenordnung
einiger mA liegt) sehr klein werden und z. B. 1 bis 2 µA bei
10 kHz betragen und ist damit vernachlässigbar. Aus diesem Grunde
ist das Verhältnis zwischen der Eingangsspannung V i und dem Ausgangsstrom
I O im wesentlichen nur durch einen einzigen Widerstandswert
R₀ bestimmt. Dadurch ist die Genauigkeit verbessert.
Auch beim Auftreten einer Eingangs-Offset-Spannung des Operationsverstärkers
31 läßt sich die Differenzspannung direkt ohne die
Widerstands-Spannungsteilerschaltung des Standes der Technik
erzeugen, wodurch wiederum die Genauigkeit erhöht ist.
Zusätzlich verringern sich Herstellungskosten dadurch,
daß nur ein Präzisionswiderstand als Bezugswiderstand 12
nötig ist, der die Genauigkeit und die Stabilität bestimmt.
Fig. 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der
Spannungs/Strom-Wandlerschaltung. Darin sind ein Transistor 82
zur Steuerung des Ausgangsstroms, ein Bezugswiderstand 12 zur
Stromerfassung und eine Polaritätswendeschaltung 20 dieselben wie
beim ersten Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3, wobei jedoch der
Kondensator 201 und der Widerstand 202 fehlen. Beim zweiten
Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 4 wird nach Anlegen einer Eingangssignalspannung
V i an den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers 81 die Basis des Transistors 82 vorwärts
vorgespannt, wodurch ein Strom durch die Last 10 fließen kann.
Dieser Strom wird durch den Bezugswiderstand 12 in eine Spannung
umgesetzt, die dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers
81 nach der Polaritätswende in eine positive Spannung
durch einen Kondensator 203 der Polaritätswendeschaltung 20 angelegt wird.
Somit verringert sich die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
81. Aufgrund dieser Gegenkopplung wird die Differenz
zwischen dem nichtinvertierenden Eingang und dem invertierenden
Eingang des Operationsverstärkers 81 auf Null verringert und beide
Eingänge stimmen überein. Das heißt mit anderen Worten, daß der
Spannungsabfall am Bezugswiderstand 12 gleich der Eingangssignalspannung
V i wird.
Bei dieser Spannungs/Strom-Wandlerschaltung ist, solange die
Betriebsfrequenz der Polaritätswendeschaltung 20, d. h. die
Frequenz der Impulsgeneratorschaltung 22 genügend hoch ist, die
Gegenkopplungsverstärkung proportional zum Verhängnis einer Kapazität
203 zu einer Kapazität 83, d. h. zum Wert C₂₀₃/C₈₃. Die oben
genannte Frequenz des Impulsgenerators beträgt beispielsweise
1 bis 10 kHz. Da die Kapazitäten 203 und 83 in Fig. 4 durch
MOS-Kapazitäten gebildet sein können, kann die in Fig. 4 dargestellte
Wandlerschaltung durch eine integrierte Schaltung mit
Ausnahme des Präzisionswiderstandes 12 realisiert werden.
Fig. 5 zeigt ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels
der Spannungs/Strom-Wandlerschaltung. Darin wird
der bei den vorangehenden Ausführungsbeispielen beschriebene
Differenzverstärker als Abtast- und Haltetyp (sample-hold-Typ)
betrieben, um den Einfluß der Eingangs-Offset-Spannung des
Operationsverstärkers 34, der die Differenz zwischen der Eingangssignalspannung
V i und der Gegenkopplungssignalspannung V R verstärkt,
zu eliminieren. Dadurch wird eine hochgenaue Spannungs/Strom-Umsetzung
erreicht. Die Verstärkerschaltung 8 besteht aus Operationsverstärkern
84 und 85, einem Ausgangstransistor 82 und einem Widerstand
85, Kapazitäten 87, 88 und 89 und Schaltgliedern 90 und 91.
Dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 84
wird die Differenzspannung über die Kapazität 89 angelegt. Zwischen
dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 84
ist das Schaltglied 90 eingeschaltet. Der Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers 84 ist mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß
des Operationsverstärkers 85 über das Schaltglied 91
verbunden. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers
85 ist mit Erde über die Kapazität 88 verbunden.
Der invertierende Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 85
ist mit seinem Ausgangsanschluß verbunden, der wiederum mit der
Basis des Ausgangstransistors 82 und ebenfalls mit dem invertierenden
Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 84 verbunden ist. Der
Widerstand 86 liegt zwischen dem Emitter des Ausgangstransistors 82
und dem Bezugswiderstand 12. Zwischen dem Eingangsanschluß 2
an den die Eingangsspannung V i angelegt ist und der Kapazität 89
ist ein Schaltglied 261 eingeschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen
dem Schaltglied 261 und dem Kondensator 89 wird mit dem Gegenkopplungssignal
V R durch das Schaltglied 262 von der Polarität
wendeschaltung 20 gespeist.
Der Betrieb der Spannungs/Strom-Wandlerschaltung gemäß Fig. 5
wird anhand des in Fig. 6 dargestellten Zeitdiagramms beschrieben. In
Fig. 6 ist die Zeit längs der Abszisse angetragen. An der
Ordinate sind ein Steuersignal Q₉₀ des Schaltglieds 90, ein Steuersignal
Q₂₆₁ des Schaltglieds 261 und ein Steuersignal S₂₀₄,
das an den Anschluß 204 der Invertierschaltung 20 angelegt ist
und ein Steuersignal Q₉₁ des Schaltglieds 91, ein Steuersignal Q₆₂
des Schaltglieds 262 und ein Steuersignal S₂₀₈, das am Anschluß 208
liegt, als Spannungswerte angetragen.
Fig. 16 zeigt, daß zum Zeitpunkt t₁ die in Fig. 6 dargestellten
Schaltglieder 261 und 90 leitend werden. Die Schaltglieder 205
und 206 der Polaritätswendeschaltung 20 sind ebenfalls leitend.
Die anderen Schaltglieder sind ausgeschaltet. Demnach liegt das
Eingangssignal V i , das am Eingangsanschluß 2 liegt, ebenfalls am
Eingangsanschluß der Kapazität 89, und andererseits wird die Ein
gangs-Offset-Spannung des Operationsverstärkers 84 an den
Eingang des Operationsverstärkers 84 gelegt. Folglich wird
der Kondensator 89 mit einer Spannungsdifferenz zwischen der
Eingangsspannung V i und der Offset-Spannung des Operationsverstärkers
84 aufgeladen. Die Kapazität 203 der Polaritätswendeschaltung
20 wird mit dem Spannungsabfall am Bezugswiderstand
12 aufgeladen. Dann sind zum Zeitpunkt t₂ die Schaltglieder
90, 261, 205 und 206 ausgeschaltet, und die Schaltglieder
220, 91, 209 und 210 leitend. Als Ergebnis wird
die im Kondensator 203 der Polaritätswendeschaltung gespeicherte
Spannung nach Inversion der Polarität der Kapazität 89
über das Schaltglied 262 angelegt. In diesem Fall ändert sich die
Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 84 nicht, falls die
Spannung der Kapazität 203 gleich der Eingangsspannung V i ist.
Falls jedoch die Spannung V R , die im Kondensator 203 gespeichert
ist, größer oder kleiner als die Eingangsspannung V i ist, ändert
sich die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 84. Anders
gesagt heißt es, daß sich die Eingangsspannung des Operationsverstärkers
84 verringert und die Ausgangsspannung erhöht, sobald
die Spannung der Kapazität 203 kleiner als die Eingangsspannung V i
wird. Da der Ausgang des Operationsverstärkers 84 über das
Schaltglied 90 und ebenfalls der Ausgang des Operationsverstärkers 85
über die Kapazität 87 zum Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 84
zurückgekoppelt sind, wird, solange die Verstärkung des Operationsverstärkers
84 genügend groß ist, dessen Eingangsanschlußspannung
gleich dem vorherigen Zustand, d. h. dem Zustand, bei dem das
Eingangssignal V i zum Zeitpunkt t₂ eingegeben wurde und wird
ausgeglichen. Gleichzeitig wächst die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
85 an, sobald die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
84 vom tiefen Zustand zum ausgeglichenen Zustand anwächst
und hebt dadurch die Basisspannung des Transistors 82.
Sobald die von der Kapazität 203 gehaltene Spannung V R größer als
die Eingangsspannung V i wird, gleichen sich die Haltespannung V R und
die Eingangsspannung V i in der zuvor beschriebenen Weise aus,
obwohl sich die Spannung und der Strom gegensätzlich abhängig
von dem oben beschriebenen Fall ändern können.
Beim nächsten Zeitpunkt t₃ liegt die Eingangssignalspannung V i
erneut an der Kapazität 89. Danach wird beim Zeitpunkt t₄ die
Haltespannung V R eingegeben und mit der Eingangsspannung V i
verglichen. Dieser Betrieb wird abwechselnd wiederholt, wodurch
sich Koinzidenz des Spannungsabfalls am Bezugswiderstand 12
mit einem Spannungswert der Eingangssignalspannung V i im
stabilen Zustand ergibt.
Gemäß der obigen Beschreibung hat das Ausführungsbeispiel
von Fig. 5 den Vorteil, daß der Einfluß der Offset-Spannung des
Operationsverstärkers 84 eliminiert ist, da die Spannungsdifferenz
zwischen dem Eingangssignal und dem Gegenkopplungssignal durch
die Größe der Ladungsänderung der Kapazität 89 erfaßt wird.
Da außerdem der Operationsverstärker 85 in einer geschlossenen
Schleife ist, kann der Einfluß seiner Offset-Spannung vernachlässigt
werden. Die Verstärkung des Vergleichs des Eingangssignals mit
dem Gegenkopplungssignal und der Ausgleich, d. h. die Empfindlichkeit
der Verstärkerschaltung 8 kann durch das Verhältnis zwischen
den Kapazitäten der Kondensatoren 87 und 89 geändert werden. Der
Vorteil, daß im stationären Betrieb kein ständiger Fehler auftritt,
ist auch bei geringer Verstärkung vorhanden, da eine Integrationssteuerung
durch den Kondensator 87 so bewirkt wird, daß die
Änderungsgröße (Fehler) immer mit hohem Schleifenverstärkungsgrad
zugeführt wird.
Zusätzlich vereinfacht sich die Polaritätswendeschaltung 20,
wo der Vergleich der Spannungen in der Abtast- und Vergleichsoperation
durchgeführt wird. In einer in Fig. 7 dargestellten Schaltung besteht
der Inversionsschalter 211 lediglich aus dem Schaltglied 209,
und das Schaltglied 210 kann entfallen. Mittels der Polaritäts
wendeschaltung 20 gemäß Fig. 7 läßt sich die gleiche Wirkung
wie mit der Polaritätswendeschaltung der Fig. 5 erzielen.
In Fig. 8 ist die Halteschaltung 207 von Fig. 5 dahingehend
geändert, daß die Schaltglieder 205 und 206 weggelassen und durch
Widerstände 220 und 221 ersetzt wurden. Der Inversionsschalter 201
besteht nur aus dem Schaltglied 209. In Fig. 8 lädt deshalb
die am Bezugswiderstand 12 liegende Spannung den Kondensator 203
über die Widerstände 220 und 221, die einen hohen Widerstandswert
haben, auf. Zum Auslesen der Spannung des Kondensators 203
versetzt ein Impulssignal das Schaltelement 209 in den leitenden
Zustand und verbindet ein Ende des Kondensators 203 mit der
Erde. In der in Fig. 8 dargestellten Schaltung sollten die Widerstandswerte
der Widerstände 220 und 221 1 MΩ oder mehr betragen,
falls der Ein-Widerstand des Schaltglieds 209 mehrere
100Ω beträgt.
Folgende weitere Modifikationen der vorgeschlagenen
Polaritätswendeschaltung sind möglich:
- (1) Statt der Schaltglieder der Polaritätswendeschaltung 20 können Feldeffektransistoren bipolare Transistoren, Relais oder ähnliche Glieder verwendet werden.
- (2) Wie die Fig. 9 zeigt, kann ein Ansteuersignal von einer Ansteuersignalquelle 22 den Schaltgliedern 205, 206, 209 und 210 der Polaritätswendeschaltung 20 über einen Transformator T R angelegt sein.
- (3) Durch Umändern der Konstantstromsteuerschleife in einen selbsterregten Oszillator kann die Steuerimpulssignalquelle für die Polaritätswendeschaltung 20 weggelassen werden.
Claims (10)
1. Spannungs/Strom-Wandlerschaltung, die einen einer Eingangssignalspannung
proportionalen Strom einer Last einspeist, mit
einer diesen Strom liefernden Speisequelle (4),
einem Verstärker (81), der die an einem ersten Eingang anliegende
Eingangssignalspannung (V i ) und eine an einem zweiten
Eingang liegende weitere Signalspannung empfängt und den Strom
(I O ) im Lastkreis über einen als Stellglied wirkenden
Transistor (82) proportional zur Differenz zwischen der Eingangssignalspannung
und der weiteren Signalspannung steuert,
einem Bezugswiderstand (12), der im Lastkreis liegt, und
einer Spannungserfassungsschaltung (20), die eine über dem
Bezugswiderstand (12) abfallende Spannung erfaßt und als die
weitere Signalspannung dem zweiten Eingang des Verstärkers
(81) zuführt,
dadurch gekennzeichnet, daß
die Speisequelle (4) zusätzlich den Betriebsstrom für den
Verstärker (81) liefert und dieser Betriebsstrom über den
Bezugswiderstand (12) geführt ist,
die Spannungserfassungsschaltung (20) aufweist:
- - eine Abtast- und Halteschaltung (207), die die über dem Bezugswiderstand (12) abfallende Spannung durch Abtasten und Halten auf ein vorgegebenes Steuersignal hin erfaßt und die so gebildete weitere Signalspannung gegenphasig zur Eingangssignalspannung dem Verstärker (81) zuführt.
2. Spannungs/Strom-Wandlerschaltung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß
das mit dem Transistor (82) verbundene Ende des Bezugswiderstandes
(12) auf Bezugspotential (Erde) liegt, und eine
Invertierschalteinrichtung (211) vorgesehen ist, die die
Polarität der von der Abtast- und Halteschaltung erfaßten
Spannung invertiert und die invertierte Spannung (V R ) dem
zweiten Eingang der Verstärkerschaltung (8) als die weitere
Signalspannung zuführt.
3. Spannungs/Strom-Wandlerschaltung nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß
die Spannungserfassungsschaltung (20) aufweist:
- - einen Kondensator (201), der auf die von der Invertier schalteinrichtung (211) ausgegebene invertierte Spannung (V R ) aufgeladen wird, und
- - einen Widerstand (202), durch den die Ladespannung des Kondensators (201) dem zweiten Eingang des Verstärkers (81) zugeführt wird (Fig. 4).
4. Spannungs/Strom-Wandlerschaltung nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet,
daß die Invertierschalteinrichtung die invertierte Spannung
direkt dem Verstärker (81) zuführt.
5. Spannungs/Strom-Wandlerschaltung nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet,
daß der Verstärker mehrstufig aufgebaut ist und aufweist:
- - zwei Operationsverstärker (84, 85),
- - Schaltglieder (261, 262), und
- - einen Kondensator (89), der in Reihe mit dem Eingang des Verstärkers liegt, wobei die Schaltglieder (261, 262) die Eingangssignalspannung (V i ) und die invertierte Spannung (V R ) abwechselnd durchschalten und an den Kondensator (89) anlegen, der Kondensator (89) mit einer Differenzspannung zwischen der Eingangssignalspannung und der invertierten Spannung (V R ) aufgeladen wird, und der Verstärker einen Ausgangsstrom entsprechend der Ladespannung des Kondensators (89) bewirkt (Fig. 6).
6. Spannungs/Strom-Wandlerschaltung nach einem der Ansprüche 2
bis 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Spannungserfassungsschaltung weiterhin eine Signalgeneratorschaltung, die ein vorgegebenes Steuersignal erzeugt und eine Impulsgeneratorschaltung aufweist, die zwei Impulssignale mit einem gegenseitigen Phasenunterschied von 180° erzeugt,
die Abtast- und Halteschaltung (207) gesteuert von einem der beiden Impulssignale die am Bezugswiderstand (12) abfallende Spannung abtastet und hält, und
die Invertierschalteinrichtung (211) gesteuert vom anderen Impulssignal die Polarität der gehaltenen Spannung invertiert und die invertierte Spannung der Verstärkerschaltung zuführt (Fig. 4 und Fig. 10).
daß die Spannungserfassungsschaltung weiterhin eine Signalgeneratorschaltung, die ein vorgegebenes Steuersignal erzeugt und eine Impulsgeneratorschaltung aufweist, die zwei Impulssignale mit einem gegenseitigen Phasenunterschied von 180° erzeugt,
die Abtast- und Halteschaltung (207) gesteuert von einem der beiden Impulssignale die am Bezugswiderstand (12) abfallende Spannung abtastet und hält, und
die Invertierschalteinrichtung (211) gesteuert vom anderen Impulssignal die Polarität der gehaltenen Spannung invertiert und die invertierte Spannung der Verstärkerschaltung zuführt (Fig. 4 und Fig. 10).
7. Spannungs/Strom-Wandlerschaltung nach Anspruch 6, dadurch
gekennzeichnet,
daß die Impulssignalgeneratorschaltung (22) einen astabilen Multivibrator mit zwei in Kaskade geschalteten Invertiergliedern aufweist, die jeweils aus einem CMOS-Gatter gebildet sind und
daß die Anschlüsse tiefsten Potentials der Impulssignalgeneratorschaltung und Spannungserfassungsschaltung gemeinsam an den Punkt tiefsten Potentials der Speisequelle (4) angeschlossen sind (Fig. 4).
daß die Impulssignalgeneratorschaltung (22) einen astabilen Multivibrator mit zwei in Kaskade geschalteten Invertiergliedern aufweist, die jeweils aus einem CMOS-Gatter gebildet sind und
daß die Anschlüsse tiefsten Potentials der Impulssignalgeneratorschaltung und Spannungserfassungsschaltung gemeinsam an den Punkt tiefsten Potentials der Speisequelle (4) angeschlossen sind (Fig. 4).
8. Spannungs/Strom-Wandlerschaltung nach Anspruch 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Impulssignalgeneratorschaltung einen
Impulsgenerator (22) und einen Transformator (T R ) aufweist,
dessen Primärseite mit dem Impulsgenerator (22) verbunden ist
und dessen Sekundärseite Anschlüsse aufweist, die die zwei
Impulssignale mit der gegenseitigen Phasenverschiebung von
180° abgeben (Fig. 10).
9. Spannungs/Strom-Wandlerschaltung nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet,
daß die Abtast- und Halteschaltung (20) aufweist:
- - einen Kondensator (203), der mit der am Bezugswiderstand (12) abfallenden Spannung geladen wird,
- - erste Schaltglieder (205, 206), die abhängig vom Steuersignal den Kondensator (203) parallel zum Bezugswiderstand (12) legen, bis die Spannung am Bezugswiderstand (12) den Kondensator (203) aufgeladen hat, wobei
die Invertierschalteinrichtung (211) zweite Schaltglieder
(209, 210) aufweist, die abhängig vom Steuersignal den Kondensator
(203) mit dem Verstärker (81) verbinden, so daß nach
vollendeter Aufladung des Kondensators (203) dessen Ladespannung
dem Verstärker (81) eingegeben wird.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58110668A JPS603098A (ja) | 1983-06-20 | 1983-06-20 | 電圧電流変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3422716A1 DE3422716A1 (de) | 1984-12-20 |
DE3422716C2 true DE3422716C2 (de) | 1988-08-11 |
Family
ID=14541433
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3422716A Granted DE3422716A1 (de) | 1983-06-20 | 1984-06-19 | Spannungs/strom-wandlerschaltung |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4618814A (de) |
JP (1) | JPS603098A (de) |
DE (1) | DE3422716A1 (de) |
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1983
- 1983-06-20 JP JP58110668A patent/JPS603098A/ja active Granted
-
1984
- 1984-06-19 DE DE3422716A patent/DE3422716A1/de active Granted
- 1984-06-19 US US06/622,159 patent/US4618814A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |