FR2532115A1 - Circuit comprenant un element a transconductance variable - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LES TECHNIQUES DE TRAITEMENT DE SIGNAUX. DE NOMBREUSES APPLICATIONS D'IMPORTANCE PRATIQUE NECESSITENT DES ELEMENTS A TRANSCONDUCTANCE DE HAUTE PRECISION, INSENSIBLES A LA TEMPERATURE. SELON UNE CARACTERISTIQUE DE L'INVENTION, ON UTILISE UN ELEMENT A TRANSDUCTANCE DE REFERENCE 10 QUI CONSISTE EN UN TEC MOS OU EN UN CIRCUIT FORME PAR DE TELS DISPOSITIFS. LA TRANSCONDUCTANCE DE L'ELEMENT DE REFERENCE EST DETERMINEE EXCLUSIVEMENT PAR LA VALEUR ET LA PERIODE DE COMMUTATION D'UN CONDENSATEUR COMMUTE 12. LA TRANSCONDUCTANCE DE L'ELEMENT COINCIDE AINSI AVEC LA CONDUCTANCE DU CONDENSATEUR COMMUTE. ON PEUT EGALEMENT UTILISER UN CONDENSATEUR COMMUTE ET UNE SOURCE DE TENSION DE REFERENCE POUR ETABLIR UN COURANT FIXE A L'AVANCE ET POUR LE MAINTENIR DE FACON PRATIQUEMENT INDEPENDANTE DES VARIATIONS DE TEMPERATURE. APPLICATION AU FILTRAGE DE SIGNAUX A VARIATION CONTINUE.

Description

La présente invention concerne un circuit compre-

nant un élément à transconductance ayant un premier courant

de sortie -

On connaît la fabrication de circuits intégrés à haut niveau d'intégration sur une seule puce de semiconduc-

teur, par l'utilisation de techniques de fabrication classi-

ques de structures métal-oxyde-semiconducteur (MOS) La technologie MOS permet de réaliser aisément des réseaux denses de dispositifs consistant en transistors à effet de champ (TEC) et de condensateurs de faible valeur et de haute qualité Cependant, les éléments à résistance classiques, diffusés ou en silicium polycristallin, qui sont formés dans une puce MOS consomment de façon caractéristique une partie défavorablement élevée de l'aire disponible de la puce En

outre, de tels éléments sont sensibles à la température.

Lorsque la température de la puce change, les valeurs de

résistance de ces éléments changent également Ces change-

ments sous l'effet de la température affectent à leur tour défavorablement les caractéristiques de fonctionnement de circuits à haut niveau d'intégration tels que des filtres

actifs de haute précision.

On sait en outre qu'on peut utiliser un dispositif TEC MOS en tant que résistance commandée par tension, pour de petits signaux d'une polarité ou de l'autre Cependant,

la résistance d'un tel dispositif varie également avec la -

température Ainsi, même pour le fonctionnement avec de petits signaux, les dispositifs TEC MOS proposés jusqu'à

présent ne conviennent pas à l'utilisation dans des applica-

tions de haute précision qui exigent des résistances carac-

térisées par une insensibilité notable aux variations de température. Il existe une technique intéressante pour réaliser des éléments à résistance insensibles à la température et d'aire faible dans des puces MOS Cette technique est basée sur la simulation d'un comportement de type résistif, par l'utilisation de techniques faisant appel à des condensateurs commutés L'application de ces techniques, par exemple à la conception de filtres actifs de haute précision, est bien connue, comme il est décrit par exemple dans l'article de R W Brodersen, P R Gray et D A Hodges intitulé "MOS Switched-Capacitor Filters," Proceedings of IEEE, Vol 67,

pages 61-75, janvier 1979 Les caractéristiques de fonction-

nement de tels filtres sont déterminées par des fréquences d'horloge très stables, définies par un quartz, et par des

rapports de condensateurs.

Le coefficient de température d'un condensateur MOS est de façon caractéristique extrêmement faible On sait en outre que le coefficient de température de rapports de

condensateurs est encore plus faible En pratique, la varia-

tion de réseaux de condensateurs MOS sous l'effet de la tem-

pérature est faible au point d'être négligeable dans presque toutes les applications Des condensateurs MOS commutés constituent donc une base avantageuse pour la réalisation de circuits à haut niveau d'intégration et de haute précision

qui soient pratiquement insensibles à la température.

Un circuit tel qu'un filtre à condensateurs commu-

tés est en fait un réseau à données échantillonnées Par conséquent, les signaux qui lui sont appliqués doivent tout d'abor d faire l'objet d'une limitation de bande On effectue par exemple ceci en utilisant un filtre dit anti-repliement

qui est un filtre du type à signal continu Ce filtre anti-

repliement est représentatif de circuits à haut niveau d'intégration qui ne peuvent pas être réalisés en utilisant

des techniques de condensateurs commutés Pour de tels cir-

cuits,, il est nécessaire de disposer d'un moyen autre que la technique des condensateurs commutés pour réaliser des résistances insensibles à la température et ayant une aire faible. En outre, bien que les techniques de condensateurs commutés mentionnées ci-dessus et appliquées par exemple au filtrage soient avantageuses dans la gamme audiofréquence,

l'utilisation de telles techniques à des fréquences plus éle-

vées devient plus difficile et peut conduire à un niveau défavorablement élevé de bruit de commutation Ainsi, il existe un besoin, en particulier pour le fonctionnement à des

fréquences plus élevées, portant sur un élément de remplace-

ment à-faible bruit pour des condensateurs commutés, dans des applications importantes telles que le filtrage Pour de

telles applications, un élément à transconductance, à fonc-

tionnement continu, insensible à la température et ayant une

aire faible serait évidemment un composant-très avantageux.

Conformément à l'invention, ce problème est résolu dans un circuit comprenant un élément à transconductance

ayant un premier courant de sortie, caractérisé par un con-

densateur, un premier circuit destiné à charger et à déchar-

ger par intermittence le condensateur, pour produire ainsi un second courant dans le condensateur, un second circuit connecté au condensateur et à l'élément, pour comparer les premier et second courants et pour produire une tension de

commande sous la dépendance de la comparaison, et un conduc-

teur destiné à appliquer la tension de commande à l'élément,

de façon à régler le premier courant.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de la

description qui va suivre de modes de réalisation et en se

référant aux dessins annexés sur lesquels La figure 1 est une représentation schématique généralisée de la commande par-la conductance d'un condensateur

commuté d'éléments à transconductance de type variable, con-

formément aux principes de l'invention;

La figure 2 représente un mode de réalisation par-

ticulier de la structure de la figure 1, dans lequel chaque élément variable consiste en un seul dispositif TEC MOS; La figure 3 est un diagramme séquentiel montrant des impulsions d'horloge qu'on utilise pour commander le fonctionnement des modes de réalisation représentés sur les figures 1, 2, 5 et 6; La figure 4 représente deux dispositifs TEC MOS interconnectés d'une manière classique pour former une paire différentielle classique connue dans la technique; La figure 5 montre un circuit miroir de courant connecté dans une boucle de commande par la conductance d'un condensateur commuté, d'une manière imaginée par l'inventeur pour maintenir des courants de polarisation constants; La figure 6 représente un exemple de configuration

dans lequel on utilise une boucle de commande par condensa-

teur commuté pour produire des courants de polarisation qui

sont eux-mêmes utilisés pour maintenir constantes les trans-

conductances de paires différentielles; La figure 7 est une représentation sous forme de schéma synoptique d'un élément à transconductance variable particulièrement avantageux qui convient à l'utilisation dans la structure qui est représentée sur la figure 1; et La figure 8 représente à titre d'exemple un circuit particulier pour le mode de réalisation de la figure 7 qui ne

comporte que des TEC MOS.

On utilisera ici le terme "'transconductance" dans un sens générique qui englobe à la fois la transconductance

et l'auto-conductance.

A titre d'exemple, on suppose que les configura-

tions décrites ci-après sont incorporées dans des circuits-

intégrés fabriqués en utilisant les techniques de fabrication

classiques connues Chacune de ces configurations, par exem-

ple la configuration globale de base qui est représentée sur

la figure 1, est supposée être incorporée dans une seule puce.

A titre d'exemple, on peut avantageusement fabriquer de

telles puces en utilisant la technologie classique métal-

oxyde-semiconducteur complémentaire (CMOS) Dans la technolo-

gie CMOS, on peut aisément réaliser un réseau dense ne compre-

nant que des dispositifs TEC MOS à canal N et à canal p, et des condensateurs de faible valeur (moins d'environ 100 p F)

et de haute qualité, avec un processus de fabrication relati-

vement simple.

-Dans la configuration de base qui est représentée

sur la figure 1, la transconductance d'un élément à trans-

conductance variable principal 10, formé dans une puce de

circuit intégré 11, est effectivement appariée à la conduc-

tance d'un condensateur commuté de type connu On décrira ci-après divers exemples de réalisation particuliers de

l'élément 10.

Le condensateur commuté de la figure 1 consiste

en un condensateur 12 dont la valeur est de C 1 picofarads.

A titre d'exemple, le condensateur est connecté à des interrupteurs associés 14 à 17, commandés par des signaux d'horloge, et à une source de tension de référence 18, de la manière particulière qui est représentée Le condensateur

commuté particulier qui est représenté est d'un type parti-

culièrement avantageux qui est caractérisé par une quasi-

insensibilité aux effets de capacités parasites, comme il

est décrit par K Martin et A S Sedra dans "Strays-Insen-

sitive Switched-Capacitor Filters Based on Bilinear Z-trans-

form", Electronics Letters, Vol 15, n O 13, pages 365-366, 1979. A titre d'exemple, chacun des interrupteurs-14 à 17 (figure 1) consiste en un seul dispositif TEC MOS qu'on fait fonctionner d'une manière classique en interrupteur "ouvert/fermé", au moyen d'impulsions de commande qui lui

sont appliquées par un circuit d'horloge -pilote 20 Le cir-

cuit 20, dont le fonctionnement est basé sur un élément à haute stabilité, commandé par un quartz, de-type classique,

est supposé être pratiquement insensible à la température.

Les signaux de sortie du circuit d'horloge pilote sont des trains L'impulsions Pl, P 2 et P 3, comme le montre la figure 3 Sous l'effet de chaque impulsion Pi, et pendant la durée de celle-ci, chaque interrupteur 14-et 15 est fermé Dans le cas contraire, les interrupteurs 14 et 15 sont

25321 1 5

ouverts, comme indiqué sur la figure 1 De façon similaire, sous l'effet de chaque impulsion P 2, et pendant la durée de celle-ci, chaque interrupteur 16 et 17 est fermé On utilise le train d'impulsions P 3 pour commander le fonctionnement de l'interrupteur 22 dont on décrira ultérieurement la fonction.

Sur la figure 3, T désigne la période d'horloge des impul-

sions représentées.

Lorsque l'interrupteur 16 de la figure 1 est fermé, il connecte le condensateur 12 au noeud 24 Le noeud 24 est à

son tour directement connecté à la borne d'entrée non inver-

seuse 26 (masse virtuelle) d'un amplificateur opérationnel classique 28 En association avec un condensateur 30 (dont la valeur est désignée par C 2), l'amplificateur 28 forme un

intégrateur classique, comme il est bien connu dans la tech-

nique.

Le signal de sortie de l'intégrateur représenté sur la figure 1 est échantillonné périodiquement et appliqué par l'interrupteur 22 à un condensateur de sortie 32 La tension

qui apparaît aux bornes du condensateur 32 constitue une ten-

sion de commande qui est appliquée par l'intermédiaire du

conducteur 34 pour établir et maintenir à une valeur spéci-

fiée à l'avance la transconductance de l'élément à transcon-

ductance variable 10 Cette même tension de commande est appliquée par le conducteur 36 à plusieurs autres éléments à transconductance variable, ou éléments secondaires, qui font partie de la puce 11 Deux de ces autres éléments, 38 et 40, sont représentés sur la figure 1 Ces autres éléments sont soit identiques à l'élément primaire 10 soit homologues à ce dernier, dans un rapport déterminé A titre d'exemple, les éléments 38 et 40 sont des composants d'un filtre actif à fonctionnement continu qui est également formé dans la puce 11.

Le fonctionnement du circuit de la figure 1 commen-

ce à l'instant t O (figure 3), lorsqu'une impulsion Pl est appliquée aux interrupteurs 14 et 15 Ceci a pour effet de

25321 15

connecter le condensateur 12 aux bornes de la source de ten-

sion de référence 18 La valeur de la tension de référence est désignée ici par V Le condensateur 12 se charge donc à R' la tension VR Ensuite, à l'instant t 1, une impulsion P 2 est appliquée aux interrupteurs 16 et 17 Ceci connecte au noeud 24 le condensateur 12, ayant une capacité Ci La décharge du

condensateur 12 par l'interrupteur 17, vers la masse, pro-

duit une circulation de charge ou un courant correspondant CVR/T qui sort du noeud 24 vers le condensateur 12 Il en

résulte que la tension sur la borne de sortie 44 de l'ampli-

ficateur 28 augmente d'un incrément CîVR/C 2.

A l'instant t 2 (figure 3), une impulsion P 3 appli-

que au condensateur 32 et emmagasine dans ce dernier la ten-

sion de sortie nouvellement incrémentée de l'amplificateur 28 Au fur et à mesure que cette valeur emmagasinée augmente, la transconductance de l'élément 10 augmente, et il fournit donc davantage de courant au noeud 24 Ce courant a pour effet de diminuer la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel Il existe donc un effet de réaction négative dans le circuit représenté En régime établi, la valeur du courant que l'élément à transconductance 10 fournit au noeud 24 est GVTE VR, en désignant par GVTE la transconductance de

l'élément 10.

En régime établi, les deux processus précités, c'est-à-dire l'enlèvement d'une charge discrète à partir-de l'intégrateur par l'intermédiaire du condensateur commuté, et l'application d'une charge continue à l'intégrateur à partir de l'élément 10, s'équilibrent mutuellement Il est important de noter que tout déséquilibre entre ces processus fait changer la tension de sortie de l'intégrateur de façon

à rétablir la condition d'équilibre de charges.

Dans la condition d'équilibre de charges, le cou-

rant qui circule du noeud 24 (figure 1) vers le condensateur

commuté est égal au courant qui circule de l'élément à trans-

conductance variable 10 vers le noeud 24 Comme indiqué ci-dessus, les valeurs de ces courants sont respectivement

Ci VR/T et GVTE VR Par conséquent, dans la condition équili-

brée en régime établi, on a

C 1 VR

T GVTE VR

ce qui se réduit à Cl

G ( 2)

T -VTE'

On voit ainsi que la transconductance de l'élément primaire est adaptée à la conductance du condensateur commuté De plusj cette conductance est déterminée exclusivement par la capacité du condensateur 12 et par la période d'horloge T,

ces deux grandeurs étant pratiquement insensibles à la tem-

pérature. En outre, la tension qui est appliquée à l'élément

primaire 10 de la figure 1 pour commander sa transconductan-

ce est également appliquée aux éléments secondaires 38 et Par conséquent, les transconductances de ces éléments secondaires sont ainsi également adaptées à la conductance du condensateur commuté Les constantes de temps de filtres

continus qui comprennent les éléments 38, 40 (et des conden-

sateurs associés) sont ainsi proportionnelles uniquement au produit de la période d'horloge T et du rapport de C 1 aux

capacités du filtre.

Lorsque la température de la puce Il (figure 1) change, tous les composants qu'-elle porte, y compris les éléments 10, 38 et 40, sont supposés être soumis pratiquement à la même variation de température Ainsi, par exemple, si la

température de la puce Il augmente, la transconductance spéci-

fiée au préalable de l'élément primaire 10 tend à diminuer.

Cependant, lorsqu'elle diminue, la tension de commande qui est appliquée par le conducteur 34 à l'élément 10 change de façon à maintenir la transconductance de l'élément 10 à la

valeur spécifiée au préalable De façon similaire, les trans-

conductances des éléments secondaires 38 et 40 sont égale-

ment maintenues par ce moyen à leurs valeurs respectives

spécifiées-au préalable.

Divers modes de réalisation particuliers sont uti-

lisables pour les éléments à transconductance variable 10, 38 et 40 qui sont représentés sur la figure 1 Dans un tel mode de réalisation, chacun de ces éléments consiste en un seul dispositif TEC MOS Une puce 50, comprenant un élément primaire 52 à un seul TEC MOS et des éléments secondaires

54 et 56 à un seul TEC MOS, réalisée conformément aux prin-

cipes de l'invention est représentée schématiquement sur la

figure 2 Les autres composants de la figure 2 sont identi-

ques aux composants correspondants de la figure 1 et sont

donc désignés par les mêmes numéros de référence.

A titre d'exemple, chacun des TEC MOS 52, 54 et 56 représenté sur la figure 2 est un dispositif à canal n de type classique Conformément à l'invention, on fait fonctionner chaque dispositif dans un mode de petits signaux, sans saturation, dans une partie pratiquement

linéaire de sa caractéristique tension-courant Les disposi-

tifs sont soit identiques l'un à l'autre, soit homologues l'un à l'autre avec un rapport déterminé A titre d'exemple, les longueurs des dispositifs représentés sont les mêmes mais leurs largeurs sont différentes pour donner différentes

transconductances spécifiées.

Des éléments TEC MOS uniques présentent une dyna-

mique limitée pour des signaux d'entrée et une caractéristi-

que de distorsion harmonique relativement médiocre D'autres formes de réalisation pratiques pour ces éléments sont donc souhaitables Une telle autre forme de réalisation utilise ce qu'on appelle des paires différentielles de dispositifs

TEC MOS, comme décrit ci-dessous.

Premièrement, dans le cadre de considérations

d'ordre général, la figure 4 montre une configuration clas-

sique de circuit à paire différentielle La configuration comprend deux dispositifs TEC MOS identiques 60 et 62 qui sont polarisés par un courant 21 que fournit un dispositif TEC MOS A-titre d'exemple, tous ces dispositifs sont du type à canal N et chacun d'eux est polarisé de façon à fonctionner en saturation Au repos, c'est-à-dire en l'absence d'une

différence de tension entre les électrodes de grille des dis-

positifs 60 et 62, le courant de polarisation 2 I se divise également entre les circuits drain-source des dispositifs 60

et 62.

On supposera qu'un signal de tension de faible amplitude v est appliqué entre les électrodes de grille des dispositifs 60 et 62, comme indiqué sur la figure 4 Sous l'effet de ce signal, le courant qui circule dans le circuit drain-source du dispositif 60 augmente d'une quantité i,

tandis que le courant dans le circuit drain-source du dispo-

sitif 62 diminue de la même quantité i Comme précédemment, le courant qui circule dans le conducteur 64 est 2 I. Pour la paire différentielle représentée sur la figure 4, on a la relation bien connue: i= vii v, ( 3) dans laquelle k est un paramètre fonction de la température

qui est associé à chaque TEC Par conséquent, la transcon-

ductance incrémentielle en petits signaux, G Dp, de la paire différentielle est donnée par:

GDP =\ ( 4)

Dans de nombreuses applications d'importance pra-

tique, il est nécessaire de produire des courants de polari-

sation qui soient pratiquement indépendants de la températu-

re Le circuit représenté sur la figure 5 y parvient à con-

dition que la source de référence 18 soit pratiquement

insensible à la température De telles sources sont disponi-

bles Un exemple d'une telle source disponible consiste dans

le circuit bien connu de référence à bande interdite.

La figure 5 représente, conformément à une caracté-

ristique des principes de l'invention, une configuration qui

est conçue de façon à maintenir un courant constant i circu-

lant dans chacun des conducteurs 66 et 68 qui partent des électrodes de drain respectives d'un circuit miroir de cou- rant classique, comprenant des dispositifs à canal p, 70 et

72 Le courant qui circule dans le conducteur 68 de la figu-

re 5 en direction du noeud 24 est C 1 V T-

Comme indiqué précédemment, C 1 et T sont pratiquement insen-

sibles à la température En outre, on connaît des références

de tension très stables,pratiquement insensibles à la tempé-

rature Ainsi, si à cause de variations de température le courant I tend à changer à partir de sa valeur spécifiée au préalable, la tension aux bornes du condensateur 3-2 change d'une manière compensatrice pour modifier la tension de grille du dispositif TEC MOS à canal n, 74 Ceci maintient à son tour à la valeur spécifiée au préalable le courant qui

circule dans chacun des conducteurs 66 et 68.

La tension qui est utilisée pour commander le dis-

positif TEC MOS 74 de la figure 5 est également appliquée avantageusement aux électrodes de grille de dispositifs 76

et 78 Les dispositifs 76 et 78 sont des versions du dispo-

sitif 74 qui sont identiques ou homologues dans un certain

rapport Par conséquent, le courant qui'circule dans le cir-

cuit drain-source de chacun des dispositifs 76 et 78 est

ainsi également maintenu constant Ces courants peuvent cons-

tituer, par exemple, des courants de polarisation utilisés

dans des circuits associés de haute précision (non représen-

tés) sur la puce 80.

De cette manière, ces courants de polarisation sont

maintenus constants, indépendamment de variations de tempéra-

ture. On notera de plus que si on remplaçait la tension constante VR fournie par la source de tension indépendante 18 représentée sur la figure 5 par la tension d'une source de tension dépendante définie par

VR X ', ( 6)

on pourrait maintenir constantes les transconductances de paires différentielles associées On voit ceci si on remplace

VR par l'expression ( 6) dans l'expression ( 5) La substitu-

tion donne: k I Ci

= ( 7)

T Cependant, comme indiqué précédemment ci-dessus, G Dp= ( 8) Donc, C 1

GDP T * ( 9)

T

On voit donc qu'il est possible de commander la transconduc-

tance d'une paire différentielle au moyen de la conductance

de condensateurs commutés.

La figure 6 montre à l'intérieur du cadre en trait mixte 82 sur la puce 84 un exemple de circuit particulier destiné à fournir une tension de référence VR définie par l'expression ( 6) Le circuit, qui comprend des dispositifs TEC MOS 85 à 88, produit au noeud 90 une tension VR qui est définie par l'expression ( 6) Comme il est bien connu, un circuit classique dit de démarrage (non représenté) est nécessaire pour déclencher le fonctionnement de la source de tension dépendante 82 qui est représentée sur la figure 6. Sur la figure 6, le dispositif TEC MOS à canal p qui fait partie du circuit de référence de tension 82 est conçu de façon à être identique aux deux dispositifs à

canal p appariés 70 et 72 A titre d'exemple, les disposi-

tifs à canal N 86 et 87 faisant partie du circuit de réfé-

rence de tension sont conçus de façon à avoir des longueurs égales, mais là largeur du dispositif 87 est environ quatre fois supérieure à la largeur du dispositif 86 En outre, le dispositif à canal N 88 dans le circuit de référence de ten- sion est conçu de façon à être identique aux dispositifs 92 à 94 incorporés dans la puce 84, ou à être homologue à ces derniers dans un certain rapport: On utilise les dispositifs 93 et 94 représentés sur la figure 6 pour polariser des paires différentielles incorporées dans la puce 84 Il est important de noter que

ces courants sont commandés comme il est indiqué par la con-

figuration à condensateur commuté, pour faire en sorte que la tranàconductance de chaque paire différentielle soit

proportionnelle à la conductance C /T du condensateur ccmmu-

té De cette manière, les transconductances des paires dif-

férentielles sont maintenues en pratique quasiment insensi-

bles à la température.

Les paires différentielles considérées précedem-

ment, commandées de la manière décrite, sont de façon géné-

rale avantageusespar rapport à des configurations à un seul TEC MOS du type représenté sur la figure 5 Cependant, pour diverses applications pratiques d'importance commerciale, des paires différentielles ne présentent pas une dynamique

suffisamment grande pour des signaux d'entrée, ni une dis-

torsion suffisamment faible, pour être considérées comme intéressantes.

Une autre caractéristique des principes de l'inven-

tion procure un élément à transconductance variable avanta-

geux, avec des caractéristiques améliorés par rapport à des TEC MOS uniques et à des paires différentielles La figure 7 montre une représentation sous forme de schéma synoptique de cet élément amélioré Le cadre 96 sur la figure 7 montre une

représentation d'un exemple particulier de chacun des élé-

ments 10, 38 et 40 qu'on voit dans la configuration d'ensem-

ble de la figure 1.

L'élément représenté sur la figure 7 comprend uni-

quement un certain nombre de dispositifs TEC MOS à canal n et à canal p et chacun d'eux présente individuellement une caractéristique couranttension obéissant à une loi quadrati- que pour des excursions de signal d'entrée correspondant à une grande dynamique (par exemple trois volts) En utilisant le principe bien connu du "quart de carré", on a combiné de tels dispositifs à loi quadratique individuels pour former

une configuration d'ensemble qui fournit un courant de sor-

tie i qui est linéairement proportionnel au produit d'une o tension de commande d'entrée vc et d'une tension de signal

à grande dynamique v.

L'élément de la figure 7 comporte un sous-ensemble

98 qui comprend des circuits miroirs de tension et des cir-

* cuits additionneurs/soustracteurs Dans le sous-ensemble 98, des tensions internes générées vcl et vc 2 sont définies par la relation: Vcl Vc 2 i V c ( 10)

dans laquelle d est le symbole de proportionnalité La ten-

sion vci est la composante de mode commun de v 1 et v 2, et Vc 2 est la composante de mode commun de v 3 et V 4, avec: V 1 Ici+ V, ( 11) v 2 " VC 2 v, ( 12) V 3 Vc 2 + v, ( 13) et V 4 vc 2 v ( 14)

Comme l'indique la figure 7, Les signaux de sor-

tie du sous-ensemble 98 sont les tensions vl, v 2, v 3 et v 4 définies précédemment Ces tensions sont respectivement appliquées aux circuits d'élévation au carré 100 à 103, chacun d'eux consistant en un seul dispositif TEC MOS Les signaux de sortie respectifs des circuits 100 à 103 sont des courants il, i 2, i et i 4 définis par-:

V 2 3 4

i 1 i (vl + v), ( 15) i 2 (Vcl v) 2, ( 16) i 3 d (vc 2 + v)2 ( 17) et i 4 (v 2 v)2 ( 18) Les courants de sortie i 1 et i 4 sont additionnés au noeud 104 et sont appliqués sur la borne d'entrée positive d'un soustracteur 106, tandis que les courants de sortie i 2 et i 3 sont additionnés au noeud 108 et sont appliqués sur la borne d'entrée négative du soustracteur 106 Le courant de sortie i du soustracteur 106 de o la figure 7 est donc défini par: i o (i + i 4) (i 2 +i 3) ( 19) ou io 4 v(vcl Vc 2) ( 20) o cie c) ce qui, d'après l'expression ( 10), se réduit à: i K vvc ( 21) Ainsi, comme indiqué précédemment ci-dessus, on voit que le courant de sortie ide l-a configuration de la figure 7 est linéairement proportionnel au produit de la tension de commande d'entrée v et de la tension de signal d'entrée c v. La figure 8 montre à titre d'exemple une forme de réalisation particulière, comportant exclusivement des TEC MOS, pour les circuits contenus dans le cadre 96 de la figure 7 La figure 8 comprend un circuit séparateur de type miroir, 110, pour la tension de commande (vc) qui est formé par des dispositifs à canal N 112 à 115 La figure 8 comprend en outre un circuit séparateur de type miroir pour la tension de signal (v) qui est formé par des dispositifs à canal N 116 à 119, 124, 126, 128 et 130 Quatre dispositifs

à canal p appariés et identiques 120 à 123 constituent res-

pectivement les circuits d'élévation au carré 100 à 103 qui

sont représentés sur la figure 7.

Sur la figure 8, les dispositifs à canal N 116 et

124 combinent +v et vcl et appliquent au dispositif d'éléva-

tion au carré 120 une tension grille-source proportionnelle à cette combinaison Les dispositifs 119 et 126 combinent -v et vcl et appliquent au circuit d'élévation au carré 121

une tension grille-source proportionnelle à cette combinai-

son De façon similaire, les dispositifs 117 et 128 combi-

nent +v et vc 2 et appliquent au circuit d'élévation au carré

122 une tension-grille-source proportionnelle à cette combi-

naison En outre, les dispositifs 118 et 130 combinent -v et vc 2 et appliquent au circuit d'élévation au carré 123 une

tension grille-source proportionnelle à cette combinaison.

Un circuit soustracteur 132 représenté sur la figure 8, comprend des dispositifs à canal N 134 et 136 Un circuit de polarisation 138, comprenant des dispositifs à canal N 140 à 142, établit des courants prédéterminés dans

la configuration qui est représentée.

Sur la figure 8, les dispositifs 112, 113 et 116

à 119 sont des dispositifs à canal N appariés identiques.

Les dispositifs 114, 115, 124, 126, 128 et 130 sont égale-

ment des dispositifs à canal N appariés identiques A titre d'exemple, sur la figure 8, la tension VDD est de + 5 volts

et la tension VSS est de -5 volts.

La figure 8 montre un exemple particulier d'une configuration avantageuse capable de fonctionner en élément

à transconductance variable Une version de cette configura-

tion est caractérisée par une dynamique de signal d'entrée de trois volts, une distorsion harmonique totale d'environ

0,3 % et une largeur de bande de 30 M Hz.

On peut établir une valeur de transconductance spécifiée au préalable pour la configuration de la figure 8

25321 15

en proportionnant de façon appropriée les quatre dispositifs d'élévation au carré 120 à 123 A la place, ou à titre de mesure supplémentaire, on peut proportionner le courant de sortie i d'une manière classique en utilisant des circuits miroirs de courant supplémentaires. Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté,

sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (6)

REVENDICATIONS

1 Circuit comprenant un élément à transconductance ( 10) ayant un premier courant de sortie, caractérisé par un condensateur ( 12), un premier circuit ( 18, 14, 15, 16, 17) pour charger et décharger par intermittence le condensateur, pour produire ainsi un second courant dans le condensateur, un second circuit ( 28, 30, 22) connecté au condensateur et à l'élément pour comparer les premier et second courants et pour produire une tension de commande sous la dépendance de la comparaison, et un conducteur ( 34) destiné à appliquer la tension de commande à l'élément afin de régler le premier courant. 2 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la tension de commande produite est fonction de la

différence entre les premier et second courants, et la trans-

conductance de l'élément est fonction de la tension de com-

mande. 3 Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le premier circuit comprend une première source de tension ( 18) et un ensemble d'interrupteurs ( 14, 15, 16, 17)

fonctionnant sous la dépendance d'une horloge, l'élément com-

prend un transistor ( 52), le second circuit comprend un'inté-

grateur ( 28, 30), les premier et second courants sont appli-

qués à une borne d'entrée ( 26) de l'intégrateur, le conduc-

teur de tension de commande ( 34) est connecté à la grille du transistor, et la tension de commande se stabilise lorsque

les premier et second courants sont égaux.

4 Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que le second circuit comprend en outre un dispositif ( 22, 32) destiné à échantillonner et à bloquer la tension représentative du signal de sortie de l'intégrateur, et ce

dispositif est connecté au conducteur de tension de commande.

Circuit selon la revendication 4, caractérisé

en ce qu'une première borne du condensateur ( 12) est connec-

tée par un premier interrupteur ( 14) àla première source de

tension ( 18) et par un second interrupteur ( 17) à une secon-

de source de tension (masse), une seconde borne du condensa-

teur est connectée par un troisième'interrupteur ( 16) à une entrée de l'intégrateur et par un quatrième interrupteur ( 15) à la seconde source de tension fixe, le dispositif échantillonneur et bloqueur comprend un second condensateur ( 32) et un cinquième interrupteur qui connecte une sortie de l'intégrateur au second condensateur et au conducteur de tension de commande ( 34), tous les interrupteurs sont ouverts au repos et sont fermés pendant de courtes durées par des impulsions d'un train d'impulsions ayant une période T; les premier et quatrième interrupteurs sont commandés par un premier train d'impulsions (P 1), les second et troisième interrupteurs sont commandés par un second train d'impulsions

(P 2), et le cinquième interrupteur est commandé par un troi-

sième train d'impulsions (P 3), et le second train d'impul-

sions présente un retard de phase vis-à-vis du premier train d'impulsions et une avance de phase vis-à-vis du troisième

train d'impulsions.

6 Circuit selon la revendication 5, caractérisé

en ce que le premier courant est égal à GVTE VR, en dési-

gnant par GVTE la transconductance de l'élément à transcon-

ductance et par VR la tension de la première source de réfé-

rence ( 18), le second courant est égal à C 1 VR/T, en dési-

gnant par C 1 la capacité du condensateur mentionné en premier et par T la période des trains d'impulsions, et la tension de commande est fonction de la température de l'élément à transconductance. 7 Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'élément à transconductance comprend un premier

TEC MOS ( 74) qui est connecté à un circuit miroir de cou-

rant ( 70, 72) et le circuit miroir de courant est connecté

( 68) à l'intégrateur ( 28, 30).

8 Circuit selon l'une quelconque des revendica-

tiens 1 à 7, caractérisé en ce que la transconductance de l'élément est fonction de sa température et de la tension de commande, et la tension de commande est prise en tant que

tension de sortie représentative de la température de l'élé-

ment à transconductance. 9 Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que le conducteur de tension de commande est connecté à la grille du premier TEC MOS, une borne de sortie du premier TEC MOS est connectée au circuit miroir de courant, et une autre borne de sortie du premier TEC MOS est connectée à plusieurs autres circuits à TEC MOS ( 93, 94), chacun d'eux

comprenant une paire différentielle de TEC MOS.

Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que le circuit miroir de courant comprend des second et troisième TEC MOS, chacun d'eux acheminant un courant de

régime établi I, la première source de tension (VREF) pro-

duit au niveau du premier interrupteur ( 90, 14) une tension VR = i/K, en désignant par k un paramètre fonction de la température qui est associé aux premier, second et troisième TEC MOS, le second courant est C 2/2 k, et un circuit connecté à l'intégrateur et à la première source de tension maintient le courant dans chaque TEC MOS de chaque paire différentielle

à C 2/T 2 k.

11 Procédé pour maintenir pratiquement insensible aux variations de température la transconductance'd'au moins un élément à transconductance variable primaire, caractérisé

en ce que: on fait coïncider la transconductance de l'élé-

ment primaire avec la conductance d'un condensateur commuté,

et, en cas de discordance, on produit une tension de comman-

de destinée à être appliquée à l'élément primaire pour main-

tenir sa transconductance pratiquement constante.

12 Procédé selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'il comprend l'opération consistant à appliquer la

même tension de commande à au moins un élément à transconduc-

tance variable secondaire qui est une version de l'élément primaire qui est apparié et dans un rapport déterminé, ce

qui a pour effet de maintenir également pratiquement cons-

tantes la ou les transconductances du ou des éléments secon-

daires.