DE3329820A1

DE3329820A1 - Schaltungsanordnung mit einem gegenwirkleitwertelement

Info

Publication number: DE3329820A1
Application number: DE19833329820
Authority: DE
Inventors: Thayamkulangara Ramaswamy 15146 Monroeville Pa. Viswanathan
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1982-08-19
Filing date: 1983-08-18
Publication date: 1984-02-23
Also published as: GB2125995B; US4484089A; FR2532115B1; JPH0666639B2; GB2125995A; FR2532115A1; NL8302905A; JPS5954313A; NL192168B; GB8322131D0; DE3329820C2; NL192168C

Description

ο a » β β c a
»·» οι »ο · ·

Schaltungsanordnung mit einem Gegenwirkleitwertelement

Die Erfindung betrifft eine Schaltugnsanordnung mit einem Gegenwirkleitelement, das einen ersten Ausgangsstrom liefert.

Es ist bekannt, Großintegrationsschaltungen (LSI-Schaltungen) auf einem einzelnen Halbleiterplättchen unter Anwendung üblicher Metall-Oxid-Halbleiter-(MOS)-Herstellungsverfahren zur erzeugen. Mit der MOS-Technologie lassen sich dichte Anordnungen von Feldeffekt-(FET)-Bauteilen und Kondensatoren mit kleinem Wert und hoher Qualität leicht herstellen. Dagegen benötigen konventionell diffundierte oder Polysilicium-Widerstandselemenete auf einem MOS-Halbleiterplättchen in typischer Weise einen unerwünscht großen Teil der verfügbaren Fläche. Darüberhinaus sind solche Bauteile temperaturempfindlich. Wenn sich die Temperatur des Halbleiterplättchens ändert, ändert sich auch der Widerstandswert dieser Bauteile. Darüberhinaus beeinflussen die durch die Temperatur bewirkten Änderungen in schädlicher Weise die Betriebseigenschaften von LSI-Schaltungen, beispielsweise aktiver Filter hoher Präzision.

Es ist darüberhinaus bekannt, daß ein MOSFET-Bauteil als spannungsgesteuerter Widerstand für kleine Signale beider Polaritäten verwendet werden kann. Der Widerstand eines solchen Bauteils ändert sich jedoch ebenfalls mit der Temperatur. Demgemäß sind selbst für einen Kleinsignalbetrieb bisher vorgeschlagene MOSFET-Bauteile nicht für einen Einsatz bei Anwendungsfällen hoher Genauigkeit geeignet, bei denen Widerstände

erforderlich sind, die praktisch unabhängig gegen Temperaturänderungen sind.

Es gibt einen vielversprechenden Lösungsversuch zur Herstellung kleinflächiger und temperaturunabhängiger Widerstandselemente auf MOS-Halbleiterplättchen. Dieser Lösungsversuch basiert auf der Nachbildung eines Widerstandsverhaltens unter Verwendung geschalteter Kondensatoren. Die Anwendung solcher Verfahren auf beispielsweise die Konstruktion aktiver FiI-ter hoher Genauigkeit ist bekannt und wird beispielsweise von R.W. Brodersen, P.R. Gray und D.A. Hodges beschrieben in einem Aufsatz "MOS Switched-Capacitor Filters" , Proceedings of IEEE, Band 67, S. 61-75, Januar 1979. Die Betriebseigenschaft solcher Filter wird durch hochstabile, quarzgesteuerte Taktfrequenzen und durch Kondensatorverhältnisse bestimmt.

Der Temperaturkoeffizient eines MOS-Kondensators ist in typischer Weise sehr klein. Darüberhinaus ist bekannt, daß der Temperaturkoeffizient von Kondensatorverhältnissen noch kleiner ist. In der Praxis sind demgemäß die temperaturabhängigen Änderungen von MOS-Kondensatornetzwerken so klein, daß sie für praktisch alle Anwendungsfälle vernachlässigt werden können. Demgemäß sind geschaltete MOS-Kondensatoren eine zweckmäßige Grundlage zur Realisierung hochgenauer LSI-Schaltungen, die im wesentlichen temperaturunabhängig sind .

Eine Schaltungsanordnung, wie beispielsweise ein Filter mit geschalteten Kondensatoren, ist im Effekt ein Abtastdaten-Netzwerk. Demgemäß müssen die zugeführten Signale zunächst in ihrer Bandbreite begrenzt werden. Dies erfolgt beispielsweise unter Verwendung eines sogenannten Anti-Uberdeckungsverzerrungsfliters (Antialiasing Filter), bei dem es sich um ein Filter für kontinuierliche Signale handelt. Dieses Filter stellt ein Beispiel für LSI-Schaltungen dar, die sich nicht unter Verwendung der geschalteten Kondensatortechnik verwirklichen lassen. Für solche Schaltungen

β * · » α β
oe α ο · ι

1- besteht ein Bedarf nach einer anderen, nicht den Lösungsversuch mit geschalteten Kondensatoren folgenden Verwirklichungsmöglichkeit für kleinflächige, temperaturunempfindliche Widerstände.

Darüberhinaus sind zwar die obenerläuterten Verfahren mit geschalteten Kondensatoren in ihrer Anwendung beispielsweise für Filtervorgänge im Tonfrequenzbareich vorteilhaft, aber die Anwendung solcher Verfahren bei höheren Frequenzen wird schwieriger und kann zu einem unerwünscht hohen Pegel von Oraschaltstörungen führen.

Demgemäß besteht insbesondere für einen Betrieb bei höheren Frequenzen ein Bedarf nach einem wenig störenden oder rauschenden Ersatz für geschaltete Kondensatoren bei wichtigen Anwendungsfällen, beispielsweise für Filteranwendüngen . Für solche Anwendungsfalle wäre ein kleinflächiges, temperaturunempfindliches und kontinuierliches Gegenwirkleitwertelement ein sehr vorteilhaftes Bauteil.

Zur Lösung der sich daraus ergebenden Aufgabe geht die Erfindung aus von einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art und ist gekennzeichnet durch einen Kondensator, eine erste Schaltung zur intermittierenden Aufladung und Entladung des Kondensators und dadurch Erzeugung eines zweiten Stroms über den Kondensator, eine zweite Schaltung , die mit dem Kondensator und dem Gegenwirkleitwertelement verbunden ist, um die ersten und zweiten Ströme zu vergleichen und abhängig vom Vergleich eine Steuerspannung zu erzeugen, und einen Leiter, der die Steuerspannung an das Gegenwirkleitwertelement anlegt, um den ersten Strom einzustellen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein verallgemeinertes Schaltbild einer Leitwertsteuerung mit geschalteten Kondensatoren für variable Gegenwirkleitwertelemente nach den Grundgedanken der Erfindung; Fig. 2 ein spezielles Äusführungsbeispiel der

Schaltung nach Fig. 1, wobei jedes variable Element ein einzelnes MOSFET-Bauteil auf -

weist;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm mit Taktimpulsen zur Steuerung der in den Fig. 1, 2, 5 und 6 dargestellten Ausführungsbeispiele; Fig. 4 zwei MOSFET-Bauteile, die auf übliche Weise

unter Bildung eines bekannten differentiellen Paares miteinander verbunden sind; Fig. 5 einen Stromspiegel, der erfindungsgemäß so in eine Leitwertsteuerschleife mit geschalteten Kondensatoren eingeschaltet ist,

daß die Ruheströme konstant gehalten werden; Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel, bei dem eine Steuerschleife mit geschalteten Kondensatoren zur Erzeugung von Ruheströmen verwendet wird, die wiederum benutzt werden, um die

Gegenwirkleitwerte differentieller Paare konstant zu halten;

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines besonders vorteilhaften variablen Gegenwirklextwertelements, das für eine Verwendung in der Schaltung

nach Fig. 1 geeignet ist;
Fig. 8 ein spezielles Ausführungsbeispiel der

Schaltung nach Fig. 7 mit nur MOSFET-Bauteilen.

Der hier verwendete Ausdruck "Gegenwirkleitwert" (Transconductance) soll in allgemeinem Sinn so verwendet werden, daß sowohl der Gegenwirkleitwert (Transconductance) als auch der Wirkleitwert (Self-Conductance) umfaßt sind.

Zur Erläuterung wird für die nachfolgend beschriebenen Anordnungen angenommen, daß sie in integrierten Schaltungen verwirklicht werden, die unter Verwendung üblicher Herstellungsverfahren erzeugt werden. Es wird weiterhin angenommen, daß jede dieser Anordnungen, beispielsweise die in Fig. 1 gezeigte allgemeine Anordnung, auf einem einzigen Halbleiterplättchen verwirklicht wird. Beispielsweise ist es vorteilhaft, solche Halbleiterplättchen unter Verwendung konventioneller CMOS-Verfahren (Complementary-Metal-Oxide-Semiconductor) herzustellen.

Mit der CMOS-Technologie läßt sich eine dichte Anordnung mit nur η-Kanal- und p-Kanal-MOSFET-Bauteilen und Kondensatoren mit kleinen Werten (weniger als etwa 100 pF) und hoher Qualität leicht mittels eines verhältnismäßig einfachen Herstellungsverfahrens erzielen.

Bei der prinzipiellen Anordnung gemäß Fig. 1 wird der Gegenwirkleitwert eines primären variablen Gegenwirkleitwertelements 10 auf einem integrierten Schaltungsplättchen 11 im Effekt an den Wirkleitwert eines bekannten, geschalteten Kondensators angepaßt. Verschiedene spezielle Verwirklichungen des Elements 10 werden nachfolgend beschrieben.

Der geschaltete Kondensator gemäß Fig.l weist einen Kondensator 12 auf, dessen Wert gleich C. pF ist. Zur Erläuterung ist der Kondensator in der speziell dargestellten Weise mit zugeordneten, getakteten Schaltern 14-17 und einer Bezugsspannung 18 verbunden. Der speziell dargestellte geschaltete Kondensator ist ein besonders vorteilhafter Kondensator , der durch praktisch vollständige Unempfindlichkeit gegen Einflüsse parasitärer Kapazitäten gekennzeichnet ist, wie in einem Aufsatz von K. Martin und Ä.S. Sedra in "Strays-Insensitive Switched-Capacitor Filters Based on Bilinear Z-Transform" in Electronics Letters, Band 15, Nr. 13, Seiten 365/366, 1979, beschrieben ist.

Als Beispiel enthält jeder der Schalter

14-17 (Fig.1) ein einzelnes MOSFET-Bauteil, das in konventioneller Weise durch von einer Haupttaktschaltung 20 zugeführte Steuerimpulse als Ein-Aus-Schalter betrieben wird.

Es wird angenommen, daß die Haupttaktschaltung 20, die hinsichtlich ihres Betriebs auf einer hochstabilen, quarz gesteuerten Standardeinheit beruht, im wesentlichen temperaturunempfindlich ist.

Die Ausgangssignale der Haupttaktschaltung 20 sind Impulsfolgen Pl, P2 und P3, wie in Fig. 3 gezeigt. Unter Ansprechen auf jeden und für die Dauer jedes Impulses Pl werden die Schalter 14 und 15 geschlossen . Zu allen anderen Zeitpunkten sind sie geöffnet, wie in Fig.l gezeigt.

In ähnlicher Weise werden unter Ansprechen auf jeden und für die Dauer jedes Impulses P2 die Schalter 16 und 17 geschlossen. Die Impulsfolge P3 wird zur Steuerung des Schalters 22 benutzt, dessen Funktion weiter unten beschrieben werden soll. In Fig. 3 stellt T die Taktperiode der gezeigten Impulse dar.

Wenn der Schalter 16 in Fig. 1 geschlossen ist, verbindet er den Kondensator 12 mit dem Knotenpunkt 24. Dieser ist direkt mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß 26 (virtuell Erde) eines üblichen Operationsverstärkers 28 verbunden. Der Verstärker 28 bildet in Verbindung mit einem Kondensator 30 (dessen Wert mit C₉ bezeichnet ist) einen üblichen Integrator bekannter Art.

Das Ausgangssignal des Integrators in Fig.1 wird periodisch abgetastet und über den Schalter 22 an einen Ausgangskondensator 32 angelegt. Die am Kondensator 32 erscheinende Spannung dient als Steuerspannung, die über eine Leitung 34 weitergeführt wird, um den Gegenwirkleitwert des Elements 10 mit variablem Gegenwirkleitwert auf einem angegebenen Wert zu halten. Die gleiche Steuerspannung wird über eine Leitung 36 an mehrere weitere oder sekundäre Elemente mit variablem Gegenwirkleitwert angelegt, die sich auf dem Halbleiterplättchen 11 befinden. Zwei weitere solche Elemente 38, 40 sind in Fig. 1 gezeigt. Diese weiteren Elemente sind entweder identisch mit dem primären Element 10 oder stellen in ihrem Verhältnis abgestimmte Gegenstücke des Elements 10 dar. Zur Erläuterung sind die Elemente 38 und 40 Bauteile eines kontinuierlichen aktiven Filters, das ebenfalls auf dem Halbleiterplättchen gebildet ist.

Der Betrieb der Schaltung nach Fig.l beginnt zum Zeitpunkt t_Q (Fig.3), wenn ein Impuls P, an die Schalter 14 und 15 angelegt wird. Dadurch wird der Kondensator 12 über die Bezugsspannungsquelle 18 gelegt. Der Wert der Bezugsspannung ist hier mit V₀ bezeichnet. Demgemäß lädt

sich der Kondensator 12 auf die Spannung V_ auf. Nachfolgend wird zum Zeitpunkt t. ein Impuls P- an die Schalter 16 und 17 angelegt. Dadurch wird der Kondensator 12 mit

11

Kapazität C. an den Knotenpunkt 24 angeschaltet. Die Entladung des Kondensators 12 über den Schalter 17 nach Erde führt zu einem entsprechenden Ladungsfluß oder Strom C-V^/T aus dem Knotenpunkt 24 zum Kondensator 12. Als Er-

X JK

gebnis steigt die Spannung am Ausgangsanschluß 44 des Verstärkers 28 um den Betrag C₁V-ZC-.

XK iL

Zum Zeitpunkt t_? (Fig. 3) bewirkt ein Impuls P.,, daß die gerade erhöhte Ausgangs spannung des Verstärkers 28 an den Kondensator 32 angelegt und dort gespeichert wird. Wenn dieser gespeicherte Wert ansteigt, steigt der Gegenwirkleitwert des Elements 10 an, wodurch ein größerer Strom zum Knotenpunkt 24 geführt wird. Der Einfluß dieses Stroms besteht darin, daß die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 28 abnimmt. Demgemäß weist die gezeigte Schaltung eine negative Rückkopplung auf. Im eingeschwungenen Zustand beträgt der Wert des durch das Element 10 an den Knotenpunkt 24 gelieferten Stroms G„_m„ V₀ , wobei

VxJEi K

G„__ der Gegenwirkleitwert des Elements 10 ist.

Viii

Im eingeschwungenen Zustand gleichen sich die beiden oben erläuterten Vorgänge, nämlich eine diskrete Ladungsentnahme vom Integrator über den geschalteten Kondensator und eine kontinuierliche Ladungszufuhr vom Element 10 zum Integrator aus. Es ist wichtig, daß jedes Ungleichgewicht zwischen diesen beiden Vorgängen bewirkt, daß die Ausgangsspannung des Integrators sich so ändert, daß der Ladungsausgleich wieder hergestellt wird.

Im Ladungsausgleichzustand ist der Strom,

der vom Knotenpunkt 24 (Fig.l) zum geschalteten Kondensator fließt, gleich dem Stromfluß vom Element 10 zum Knotenpunkt 24. Wie oben angegeben, haben diese Ströme den Wert C₁V_nZT bzw. G„„„ V_. Demgemäß gilt im eingeschwungenen

X £( V X X!* JK

Gleichgewichtszustand:

-AJL_ = g_vte r_r (i) , die sich reduziert zu

^Cl

T~ * ^GVTE ⁽²⁾·

* Man erkennt demgemäß, daß der Gegenwirk -

leitwert des primären Elements 10 an den Wirkleitwert des geschalteten Kondensators angepaßt ist. Dieser Wirkleitwert wird allein durch die Kapazität des Kondensators 12 und die Taktperiode T bestimmt. Beide Werte sind im wesentlichen temperaturunempfindlich.

Darüberhinaus wird die dem primären Element-

10 in Fig.l zugeführte Spannung zur Steuerung seines Gegenwirkleitwertes auch an die sekundären Elemente 38 und 40 angelegt. Demgemäß werden die Gegenwirkleitwerte dieser sekundären Elemente ebenfalls an den Wirkleitwert des geschalteten Kondensators angepaßt. Die Zeitkonstanten kontinuierlicher Filter, die die Elemente 38, 40 (und zugeordnete Kondensatoren ) enthalten, sind demgemäß proportional nur zum Produkt der Taktperiode T und dem Verhältnis von C, zu den Filterkapazitäten.

Wenn sich die Temperatur des Halbleiterplättchens 11 (Fig. 1) ändert, wird angenommen, daß alle Bauteile auf dem Plättchen einschließlich der Elemente 10, 38 und 40 im wesentlichen der gleichen Temperaturänderung unterliegen. Wenn beispielsweise die Temperatur des Plättchens 11 ansteigt, so hat der vorgegebene Gegenwirkleitwert des primären Elements 10 die Neigung, kleiner zu werden. Wenn der Wert aber kleiner wird, ändert sich die über die Leitung 34 an das Element 10 angelegte Steuerspannung so, daß der Gegenwirkleitwert des Elements 10 auf dem vorgegebenen Wert gehalten wird. Auf entsprechende Weise werden die Gegenwirkleitwerte des sekundären Elemente38 und 40 ebenfalls auf ihrem jeweiligen vorgegebenen Wert gehalten.

Verschiedene spezielle Ausführungsbeispiele für die Elemente 10, 3 8 und 40 mit variablem Gegenwirkleitwert entsprechend Fig.l sind möglich. Bei einer solchen Verwirklichung umfaßt jedes dieser Elemente ein einzelnes MOSFET-Bauteil. In Fig.2 ist schematisch ein HaIbleiterplättchen 50 gezeigt, das ein primäres Element 52 mit einem einzelnen MOSFET und sekundäre Elemente 54 und 56 mit je einem einzelnen MOSFET enthält, die entsprechend

• · ■ B *

den Grundgedanken der Erfindung hergestellt worden sind. Die anderen Bauteile in Fig.2 sind identisch mit den entsprechenden Bauteilen in Fig.l und demgemäß mit den gleichen Bezugsziüfern versehen.

Als Beispiel ist jeder der in Fig.2 dargestellten MOSFETs 52, 54, 56 ein η-Kanal-Standardbauteil. Entsprechend der Erfindung wird jedes Bauteil im nichtgesättigten Kleinsignalbetrieb und in im wesentlichen linearen Teil seiner Strom-Spannungskennlinie betrieben. Die Bauteile sind entweder identisch miteinander oder maßstäblich abgestufte Abwandlungen voneinander. Beispielsweise ist die Länge der gezeigten Bauteile die gleiche, aber ihre Breite ist verschieden, um unterschiedliche, vorgegebene Gegenwirkleitwerte zu verwirklichen.

Einzel-MOSFET-Bauteile weisen einen begrenzten dynamischen Bereich für Eingangssignale und verhältnismäßig schlechte Eigenschaften hinsichtlich harmonischer Verzerrungen auf. Demgemäß sind andere praktikable Verwirklichungen für diese Bauteile erwünscht. Eine solche Verwirklichung verwendet sogenannte differentielle Paare von MOSFET-Bauteilen, wie unten beschrieben wird.

Zunächst zeigt Fig. 4 als Hintergrund eine übliche Schaltungsanordnung für ein differentielles Paar. Die Anordnung weist zwei identische MOSFET-Bauteile 60 und 62 auf, denen über ein MOSFET-Bauteil 65 ein Ruhestrom 21 zugeführt wird. Zur Erläuterung sind die Bauteile alle vom η-Kanal-Typ und sind so vorgespannt, daß sie in der Sättigung arbeiten. Im Ruhezustand, d.h. bei Fehlen einer Spannungsdifferenz zwischen den Gate-Elektroden der Bauteile 60 und 62 teilt sich der Ruhestrom 21 gleichmäßig zwischen den Drain-Source-Wegen der Bauteile 60 und 62 auf .

Es sei angenommen, daß ein Spannungssignal ν kleiner Amplitude zwischen die Gate-Elektroden der Bauteile 60 und 62 angelegt ist, wie in Fig.4 gezeigt. Daraufhin steigt der über die Drain-Source-Strecke des Bauteils 60 fließende Strom um einen Betrag i an , während der Strom über die Drain-Source-Strecke des Bauteils 62 um den

gleichen Betrag i abnimmt. Wie vorher, ist der über die Leitung 64 fließende Strom = 21.

Für das in Fig.4 gezeigte differentielle Paar gilt in bekannter Weise:
i = VkI ν (3) ,

wobei k ein jedem Feldeffekttransistor zugeordneter , temperaturabhängiger Parameter ist. Demgemäß ist der inkrementelle Kleinsignal-Gegenwirkleitwert G des differentiellen Paares gegeben durch:
G_Dp = VkI (4) .

Bei zahlreichen Anwendungsfällen von praktischer Bedeutung besteht ein Bedarf für die Erzeugung von Vor- oder Ruheströmen, die im wesentlichen unabhängig von der Temperatur sind. Mit der Schaltung gemäß Fig.5 ist dies erreichbar, vorausgesetzt, daß die Bezugsquelle 18 im wesentlichen temperaturunempfindlich ist. Solche Quellen stehen zur Verfügung. Ein Beispiel hierfür ist die bekannte Bandlücken-Bezugsquelle. Entsprechend einem Merkmal der Erfindung ist eine Anordnung gemäß Fgi.5 geschaffen worden, die einen Konstantstrom I auf jeder der Leitungen 66 und 68 aufrecht erhält, welche von den Drain-Elektroden eines üblichen Stromspiegels mit p-Kanal-Bauteilen 70 und 72 ausgehen.

Der Stromfluß auf der Leitung 68 zum Knotenpunkt 24 beträgt :

I = C₁ V- / T (5).

Wie oben angegeben, sind C₁ und T im wesentlichen temperaturunempfindlich. Darüberhinaus sind hochstabile, im wesentlichen temperaturunempfindliche Bezugsspannungsquellen bekannt. Wenn demgemäß aufgrund von Temperaturänderungen der Strom I von seinem vorgegebenen Wert abweichen will, ändert sich die Spannung über dem Kondensator 32 auf kompensierende Weise so, daß die Gate-Spannung des n-Kanal-MOSFET-Bauteils 74 geändert wird. Dadurch wiederum wird der auf den Leitungen 66 und 68 fließende Strom auf dem vorgegebenen Wert gehalten.

Mit Vorteil wird die zur Steuerung des MOSFET-Bauteils 74 in Fig. 5 benutzte Spannung auch an die Gate-Elektrode der Bauteile 76 und 78 angelegt. Diese Bauteile sind identisch mit dem Bauteil 74 oder stellen abgestufte Abwandlungen des Bauteils 74 dar. Demgemäß wird der auf der Drain-Source-Strecke jedes der Bauteile 76 und 78 fließende Strom ebenfalls konstant gehalten. Diese Ströme können beispielsweise Ruheströme sein, die in zugeordneten Schaltungen (nicht gezeigt) hoher Genauigkeit auf dem HaIbleiterplättchen 80 verwendet werden. Auf diese Weise werden die Ruheströme unabhängig von Temperaturänderungen konstant gehalten.

Zusätzlich wurde erkannt, daß, wenn die

von der unabhängigen Spannungsquelle 18 in Fig.5 gelieferte Konstantspannung V durch eine entsprechend

V_R = Vl/k (6)

definierte Spannungsquelle ersetzt wird, die Gegenwirkleitwerte zugeordneter differentieller Paare konstant gehalten werden können. Dies ergibt sich, wenn der Ausdruck (6) für V_ in Ausdruck (5) eingesetzt wird. Man erhält dann

VkI = C₁ZT (7).

Wie oben angegeben, gilt aber

G_Dp = VkI (8).

Dann erhalt man

^GDP - V^{T (9)}·

Es zeigt sich demgemäß, daß eine Leitwertsteuerung mit geschalteten Kondensatoren für den Gegenwirkleitwert eines differentiellen Paares erzielbar ist.

Ein spezielles Ausführungsbeispiel für eine Schaltung zur Lieferung einer Bezugsspannung V_D entsprechend Gleichung (6) ist in Fig. 6 innerhalb des gestrichelt gezeichneten Kästchens 82 auf dem Halbleiterplättchen 84 dargestellt. Die Schaltung, die MOSFET-Bauteile 85 bis 88 enthält, liefert am Knotenpunkt 90 eine entsprechend Gleichung (6) definierte Spannung V₀. In bekannter Weise

ist eine übliche, sogenannte Startschaltung (nicht gezeigt) erforderlich, um den Betrieb der abhängigen Spannungsquelle 82 gemäß Fig. 6 einzuleiten.

Gemäß Fig. 6 ist das in der Bezugsspannungsschaltung 82 enthaltene p-Kanal-MOSFET-Bauteil 85 identisch zu den beiden angepaßten p-Kanal-Bauteilen 70 und 72 ausgebildet. Beispielsweise sind die n-Kanal-Bauteile 86 und 87 in der Bezugsspannungsschaltung so ausgebildet, daß ihre Länge gleich ist, daß aber die Breite des Bauteils 8 etwa viermal größer als die des Bauteils 86 ist. Weiterhin ist das n-Kanal-Bauteil 88 in der Bezugsspannungsquelle so ausgelegt, daß es identisch mit den Bauteilen 92-94 auf dem Halbleiterplättchen 84 ist oder eine abgestufte Abwandlung dieser Bauteile darstellt.

Die Bauteile 93 und 94 in Fig. 6 werden zur Lieferung von Ruheströmen für differentielle Paare auf dem Halbleiterplättchen 84 benutzt. Es ist wichtig, daß diese Ströme durch die gezeigte Anordnung mit geschalteten Kondensatoren so gesteuert werden, daß die Gegenwirkleitwerte der differentiellen Paare je proportional zum Wirkleitwert C₁/T des geschalteten Kondensators gemacht werden. Auf diese Weise werden die Gegenwirkleitwerte der differentiellen Paare in der Praxis im wesentlichen temperaturunempfindlich gemacht.

Die vorstehend angegebenen differentiellen Paare, die auf die beschriebene Weise gesteuert werden, sind generell vorteilhaft im Vergleich zu Anordnungen mit einzelnen MOSFET-Bauteilen des in Fig.5 gezeigten Typs.

Für eine Vielzahl praktischer Anwendungen von kommerzieller Bedeutung zeigen jedoch differentielle Paare keinen genügend großen dynamischen Bereich für Eingangssignale und auch keine genügend kleine Verzerrung, um als zweckmäßig angesehen zu werden.

Entsprechend einem weiteren Merkmal der

vorliegenden Erfindung wird ein zweckmäßiges Element mit variablem Gegenwirkleitwert und verbesserten Eigenschaften mit Bezug auf einzelne MOSFET-Bauteile und differentielle Paare geschaffen. Ein Blockschaltbild dieses verbesserten Elements ist in Fig.7 gezeigt. Das Kästchen 96 in Fig.7 stellt ein spezielles Ausführungsbeispiel für jedes der Elemente 10, 38 und 40 in der Gesamtdarstellung nach Fig.l

dar.

Das Element gemäß Fig. 7 weist nur Mehrfach-

n-Kanal- und p-Kanal-MOSFET-Bauteile auf, die je individuell eine quadratische Strom-Spannungskennlinie für Eingangssignalausschläge mit großem dynamischem Bereich (z.B. 3 V) besitzen. Durch Anwendung des bekannten Viertel-Quadrat-Prinzips sind einzelne solche quadratischer Bauteile zur Bildung einer Gesamtanordnung kombiniert worden, die einen Ausgangsstrom i liefert, welcher linear proportional zum Produkt einer Eingangssteuerspannung ν und einer Signalspannung ν mit großem dynamischem Bereich ist.

Das Bauteil gemäß Fig. 7 weist einen Block 98 auf, der Stromspiegel und Äddier-Subtrahierschaltungen enthält. Im Block 98 werden interne Spannungen ν , und v~ erzeugt, die definiert sind durch:

^Vcl - ^Vc2 ^{α v}c ^il0)'

wobei α das Proportionalitätssymbol ist. Die Spannung ν .

ist die Gleichtaktkomponente von V₁ und v_, und ν „ ist die Gleichtaktkomponente von v_ und v., wobei gilt: V₁ et V^₁ +ν (11),

(12), (13), (14).

Entsprechend Fig. 7 sind die Ausgangsspannungen des Blocks 98 die vorerwähnten Spannungen V₁ , v„, v-. und v.. Diese Spannungen werden den Quadrierschaltungen 100 bis 103 zugeführt, die je ein einzelnes MOSFET-Bauteil enthalten. Die entsprechenden Ausgangssignale der Schaltungen 100 bis 103 sind Ströme i, , i₂, i_ und i«, die definiert sind durch:

1₁ α (v_cl + v)² (15),

¹2 ^a ^(vcl ~ ^{V)2 (16)}'

1₃ « (v_c2 + v)² (17),

i₄ α (v_c2 + v)² (18).

Die Ausgangsströme I₁ und i. werden am Knotenpunkt 104 addiert und dem positiven Eingangsanschluß

^Vl	et	^Vcl	+ ν
^V2	α	^Vc2	- V
^V3	α	^vc2	+ V
^V4	α	^Vc2	- V

eines Subtrahierers 106 zugeführt, während die Ausgangsströme i₂ und i am Knotenpunkt 108 addiert und dem negativen Eingangsanschluß des Subtrahierers 106 zugeführt sind.

Der Ausgangsstrom i des Subtrahierers in Fig. 7 ist demgemäß definiert zu:

oder

i_o α (I₁ + i₄) - (i₂ + x₃) (19)

¹O ^{β 4v(v}cl - ^Vc2> ⁽²⁰⁾'

die sich entsprechend dem Ausdruck (10) reduziert zu:

i α vv (21).

Es zeigt sich demgemäß, daß, wie oben bereits angegeben, der Ausgangsstrom i der Anordnung nach Fig.7 linear proportional zum Produkt aus der Eingangssteuerspannung ν und der Eingangssignalspannung ν ist.

Ein spezielles Ausführungsbeispiel mit nur MOSFET-Bauteilen für das Kästchen 96 in Fig. 7 ist in Fig. 8 dargestellt. In der dortigen Schaltungsanordnung ist ein Steuerspannungs-(ν )-Spiegelpuffer 110 vorgesehen, der n-Kanal-Bauteile 112 bis 115 enthält. Außerdem weist Fig. 8 einen Signalspannungs-(v)-Spiegelpuffer auf, der n-Kanal-Bauteile 116 bis 119, 124 , 126, 128 und 130 enthält. Vier identische, angepaßte p-Kanal-Bauteile 120 bis 123 bilden die Quadrierschaltungen 100 bis 103 in Fig.7.

In der Schaltung gemäß Fig. 8 kombinieren n-Kanal-Bauteile 116 und 124 die Werte +v und ν ₁ und legen eine hierzu proportionale Gate-Source-Spannung an das Quadrierbauteil 120 an. Die Bauteile 119 und 126 kombinieren die Werte -v und ν , und legen eine hierzu proportionale Gate-Source-Spannung an das Quadrierbauteil 121 an. Auf entsprechende Weise kombinieren die Bauteile 117 und 128 die Werte +v und ν _ und legen eine hierzu proportionale Gate-Source-Spannung an das Quadrierbauteil 122 an. Schließlich kombinieren die Bauteile 118 und 130 die Werte -v und ν und legen eine hierzu proportionale Gate-Source-Spannung an das Quadrierbauteil 123 an.

Eine Subtrahierschaltung 132 in Fig. 8 weist n-Kanal-Bauteile 134 und 136 auf. Eine Vorspannungsschaltung

• ·

138 enthält η-Kanal-Bauteile 140 bis 142 und erzeugt vorbestimmte Ströme in der dargestellten Anordnung.

In der Schaltung nach Fig. 8 sind die Bauteile 112, 113 und 116 bis 119 identische, angepaßte n-Kanal-Bauteile. Die Bauteile 114, 115, 124, 126, 128, 130 sind ebenfalls identische, angepaßte n-Kanal-Bauteile. Als Beispiel beträgt V__ IN Fig.8 +5 V und V_ce -5V.

Fig. 8 ist ein spezielles Ausführungsbeispiel einer vorteilhaften Anordnung, die als Bauteil mit variablem Gegenwxrkleitwert arbeiten kann. Eine Version der Anordnung ist durch einen dynamischen Eingangssignalbereich von 3 V, eine harmonische Gesamtverzerrung von etwa 0,3 % und eine Bandbreite von 30 MHz gekennzeichnet.

Ein vorgegebener Wert für den Gegenwirkleitwert der Anordnung nach Fig. 8 läßt sich durch eine entsprechende maßstäbliche Bemessung der vier Quadrierbauteile 120 bis 123 erreichen. Alternativ oder als zusätzliche Maßnahme kann der Ausgangsstrom i auf übliche Weise unter Verwendung zusätzlicher Stromspiegel maßstäblich eingestellt werden.

Leerseite

Claims

Western Electric Company Incorporated New York. N.Y«. 10038. USA VISWANÄTHAN.T.R.1 Patentansprüche

1. V Schaltungsanordnung mit einem Gegenwirk leitwerTTelement (10), das einen ersten Ausgangsstrom liefert,
gekennzeichnet durch einen Kondensator (12), eine erste Schaltung (18, 14, 15, 16, 17) zur intermittierenden Aufladung und Entladung des Kondensators und dadurch Erzeugung eines zweiten Stromes über den Kondensator, eine zweite Schaltung (28, 30, 22), die mit dem Kondensator und dem Gegenwirkleitwertelement verbunden ist, um die ersten und zweiten Ströme zu vergleichen und abhängig von dem Vergleich eine Steuerspannung zu erzeugen, und einen Leiter (34), der die Steuerspannung an das Gegenwirkleitwertelement anlegt, um den ersten Strom einzu-

15 stellen.

2 . Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannung eine Funktion der Differenz zwischen dem ersten und zweiten Strom ist und daß der Gegenwirkleitwert des Elements eine Funktion der Steuerschaltung ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung eine Spannungsquelle (18) und eine Vielzahl von taktbetätigten Schaltern (14, 15, 16, 17) aufweist, daß das Gegen-

Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 5029-13/561993 Telex 4185237 Telegramme Patentconsult RadedceslraBo 43 8000 Müncfien 60 Telefon (059)883*03/885604 Telex 5212313 Telegramme Patentconsult

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wirkleitwertelement einen Transistor (52) umfaßt, daß die zweite Schaltung einen Integrator (28, 30) enthält, daß der erste und zweite Strom beide einem Eingangsanschluß (26) des Integrators zugeführt sind, daß der Steuerspannungsleiter (34) mit dem Gate des Transistors verbunden ist, und daß die Steuerspannung sich stabilisiert, wenn der erste und zweite Strom gleich sind.

4 . Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung weiter- ^O hin eine Einrichtung (22, 32) zum Abtasten und Halten der die Ausgangsspannung des Integrators darstellenden Spannung aufweist und daß die Einrichtung mit dem Steuerspannungsleiter verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Anschluß des Kondensators (12) über einen ersten Schalter (14) mit der ersten Spannungsquelle (18)und über einen zweiten Schalter (17) mit einer zweiten Spannungsquelle (Erde) verbunden ist, daß ein zweiter Anschluß des Kondensators über einen dritten Schalter (16) mit einem Eingang des Integrators und über einen vierten Schalter (15) mit der zweiten festen Spannungsquelle verbunden ist, daß die Abtast- und Halteeinrichtung einen zweiten Kondensator (32) und einen fünften Schalter aufweist, der einen Ausgang des Integrators mit dem zweiten Kondensator und dem Steuerspannungsleiter (34) verbindet, daß alle Schalter normalerweise offen sind und kurz durch Impulse einer Impulsfolge mit einer Periode T geschlossen werden, daß der erste und vierte Schalter durch eine erste Impulsfolge (Pl) gesteuert werden, daß der zweite und dritte Schalter durch eine zweite Impulsfolge (P2) gesteuert werden, daß der fünfte Schalter durch eine dritte Impulsfolge (P3) gesteuert wird und daß die zweite Impulsfolge der ersten Impulsfolge nachläuft und der dritten Impulsfolge vorläuft.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Strom gleich G„_mi, V-, ist, wobei G„_m_ der Gegenwirkleitwert des

vlt K V ijj

Ott« OA

Gegenwirkleitwertelements und V_R die Spannung der ersten Bezugsquelle (18) sind, daß der zweite Strom gleich

C_nV_n/T ist, wobei C, die Kapazität des ersten Kondensax κ χ

tors und T die Periode der Impulsfolgen sind und daß die Steuerspannung eine Funktion der Temperatur des Gegenwirkleitwertelements ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Gegenwirkleitwertelement einen ersten MOSFET-Transistor (74) aufweist, das mit einer Stromspiegelschaltung (70,72) verbunden ist und daß die Stromspiegelschaltung an den Integrator (28, 30) angeschaltet ist (68).

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Gegenwirkleitwert des Elements eine Funktion seiner Temperatur und der Steuerspannung ist, und daß die Steuerspannung als Ausgangsspannung verwendet wird, die die Temperatur des Gegenwirklextvjertelements darstellt.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerspannungsleiter mit dem Gate des ersten MOSFET-Transistors verbunden ist, daß ein AusgangsanSchluß des ersten MOSFET-Transistors mit der Stromspiegelschaltung verbunden ist, und daß ein weiterer Ausgangsanschluß des ersten MOSFET-Transistors mit einer Vielzahl weiterer MOSFET-Schaltungen (93, 94) verbunden ist, die je ein differentielles Paar von MOSFET-Transistoren aufweisen.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, .^ dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung i}§ einen zweiten und dritten MOSFET-Transistor aufweist, Ji die je einen Ruhestrom I führen, daß die erste Spannungs- "-V| quelle (V,,-^) am ersten Schalter (90, 14) eine Spannung *■« V_ = Vi/k erzeugt, wobei k ein temperaturabhängiger Parameter ist, der dem ersten, zweiten und dritten MOSFET-

2 2

Transistor zugeordnet ist, daß der zweite Strom C /T k beträgt und daß eine mit dem Integrator und der ersten Spannungsquelle verbundene Schaltung den Strom über

jeden MOSFET-Transistor jedes differentiellen Paars auf C²/T²k hält.

11. Verfahren zur Aufrechterhaltung des Gegenwirkleitwertes wenigstens eines primär variablen Gegenwirklextwertelements im wesentlichen unabhängig von Temperaturänderungen,

gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte: Anpassen des Gegenwirkleitwertes des primären Elements an den Wirkleitwert eines geschalteten Kondensators; bei Auftreten einer Fehlanpassung Erzeugen einer Steuerspannung, die an das primäre Element angelegt wird, um dessen Gegenwirkleitwert im wesentlichen konstant zu halten.

12. Verfahren nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch den Verfahrensschritt:

Anlegen der gleichen Steuerspannung an wenigstens ein sekundäres, variables Gegenwirkleitwertelement , das eine angepaßte und zugeschnittene Abwandlung des primären Elements ist, wodurch der Gegenwirkleitwert des bzw. der sekundären Elemente im wesentlichen ebenfalls kontant gehalten wird.