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Aktives Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren und
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einem Operationsverstärker Die Erfindung betrifft ein aktives Netzwerk
mit geschalteten Kondensatoren und einem Operationsverstärker bei dem die Offsetspannung
kompensiert ist, wobei in den Eingangszweig vom Eingang des Netzwerks zum negativen
Eingang des Operationsverstärkers und in den Rückkopplungszweig vom Ausgang des
Netzwerks zum negativen Eingang des Operationsverstärkers Schalter und Kondensatoren
eingebaut sind, wobei die Schalter mit alternierendem Takt 1, 2 angesteuert werden
und wobei in einen ersten Taktintervall ein Integrationskondensator C2 über einen
Schalter im Rückkopplungszweig liegt und die Ladungsänderung des resultierenden
im Eingangszweig liegenden Kondensators C1 eine gleich große Ladungsänderung auf
dem Integrationskondensator bewirkt.
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Als Grundbaustein eines Switched-Capacitor (SC)-Filters, eines SC-Spannungsverstärkers
oder eines DA-Wandlers wird häufig eine Integrator- bzw. Summierschaltung verwendet,
die aus einem Operationsverstärker, einem Integrationskondensator C2, einem oder
mehreren Kondensatoren C1i, sowie einer Anzahl von MOS-Schaltern besteht. Figur
2 zeigt die Schaltung eines invertierenden Integrators. Voff ist die bei einem realen
Operationsverstärker auftretende, in den Eingang transformierte Offsetspannung.
Das Verhalten der Schaltung in Figur 2 wird bestimmt von den Taktsgnalen rl und
i2 (Figur 1a und lb) und den Kapazitätswerten der Kondensatoren. Die sich nicht
überlappenden Taktsignale B, und 2 haben die Periodendauer T. 2 entsteht aus durch
Verschieben um T/2. Mit der steigenden Flanke von werden die Schalter S1 und S2
geschlossen. Als Folge hiervon wird der Kondensator C1, der vorher entladen war,
auf die Spannung V (n) - Voff aufgeladen. Die Hochzahl ein bei ein zeigt an, welches
Taktsignal gerade hoch ist. Das Argument n gibt das Zeitintervall tE((n-1) T, nT)
an.
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Die Ladung C1 [ Vein (n) - Voff ] , die auf C1 gespeichert wird, liefert
ein Strom, der über den Kondensator C2 fließt.
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Da die Differenzladungen auf den Kondensatoren C1 und C2 gleich sein
müssen, erhält man C1 [Vein 1(n) - Voff] + c2{ [Vaus¹(n) - Voff]-[Vaus² (n-1) -
V0ff]j = 0 (1) Hieraus ergibt sich mit Hieraus ergibt sich mit Vaus (n-I) : Vaus
(n-1): Vaus 1(n) = Vaus 1 (n-1) {»[ Vein 1 (n) - Vein (2) Die Eingangsspannung und
die Ausgangsspannungbaben die Form einer Treppenkurve (Figur 1c). Bei einem idealen
Operationsverstärker mit Vofef = ° ist die Ausgangsspannung Vaus zum Zeitpunkt n
gleich der Ausgangsspannung Vaus zum Zeitpunkt n-1 plus der mit dem Faktor -C1/C2
bewerteten Eingangsspannung Vein zum Zeitpunkt n. Eine solche Schaltung stellt einen
zeitdiskreten, invertierenden Integrator dar. Die beim realen Operationsverstärker
vorhandene Offsetspannung Voff wird bei der Schaltung in Figur 2 mitintegriert.
Da die Schaltung in Figur 2 nur eine Teilschaltung eines komplexeren Systems ist,
erzeugt die beim Operationsve;rstärker auftretende Offsetspannung Voff am Ausgang
des Gesamtsystems eine Offsetspannung. Eine weitere Quelle für die am Ausgang des
Gesamtsystems auftretende Offsetspannung sind die parasitären Ladungen, die von
den Takt spannungen # 1 und über die Streukapazitäten der Schalter (Gate-Source-
und Gate-Drain-Kapazität) in das Netzwerk eingekoppelt werden.
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Bei der von Gregorian /2/ vorgeschlagenen Schaltung (Figur 3) wird
die Auswirkung der Offsetspannung des Operationsverstärkers eliminiert. Bei dieser
Schaltung fließt im Zeitintervall 1, in dem das Taktsignal #1 hoch ist (i ((O, T/2)),
die Differenziadung C1 Vein 1(n) auf den
Kondensator C1, und man
erhält anstatt Gleichung (2): Vaus ¹(n) = V aus ¹(n-1)- C1 V ein ¹(n) (3) C2 aus
aUS 2 en Ein Vergleich mit Gleichung (2) zeigt, daß Voff nicht mitintegriert wird.
Ein Nachteil der Schaltung in Figur 3 ist, daß im Zeitintervall 2 ( E (T/2, T))
der Operationsverstärker auf 1 gegengekoppelt ist hnd damit V aus in diesem Intervall
auf die Offsetspannung des Operationsverstärkers zurückgeht, die typischerweise
bei 10 mV liegt (Figur 1d).
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Im anschließenden Zeitintervall @ muß die Ausgangsspannung wieder
auf die normale Signalspannung einschwingen, die einige Volt betragen kann. -Deshalbwird
für für die Schaltung in Figur 3 ein Operationsverstärker mit großer Slewrate benötigt.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Netzwerk der eingangs
genannten Art anzugeben, das die Offsetspannung kompensiert und gleichzeitig eine
Ausgangsspannung liefert, die in beiden Taktintervallen näherungsweise gleich ist,
so daß die Slewrate des Operationsverstärkers geringer sein kann, als es bisher
nötig war.
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Die Aufgabe wird gelöst wie im Kennzeichen des Anspruchs 1 beschrieben.
Der Unteranspruch gibt eine vorteilhafte Weiterbildung an.
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Ausführungsformen der Erfindung sind in den Figuren 4 bis 10 und 12
dargestellt. Zusätzlich zu den Schaltelementen eines nicht Offset-kompensierten
Integrators (Figur 2) werden bei der erfindungsgemäßen Lösung der Aufgabe zwei Kondensatoren
C3 und C4, wobei C4 bei einer Schaltungsvariante (Figur 4) auch entfallen kann,
sowie maximal fünf weitere MOS-Schalter benötigt. Im Zeitintervall 1 arbeiten die
Schaltungen in den Figuren 4 bis 8 als Integrator, wobei C2 den Integrationskondensator
darstellt. Das Ubertragungsverhalten der Schaltung wird in diesem Zeitintervall
beim invertierenden Integrator durch Gleichung (3) dargestellt
(Figur
4, 5 und 6). Beim nichtinvertierenden Integrator (Figur 7 und 8) erhält man als
Übertragungsverhalten C aus (n) = Vaus 1 (n-1) + 1 Vein 2 (n-1) (4) C Vein 2 Die
Gleichungen (3) und (4) zeigen, daß die Offsetspannung Voff des Operationsverstärkers
nicht mitintegriert wird.
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Zusätzlich zur Integratorfunktion wird bei der erfindungsgemäßen Lösung
der Aufgabe im Zeitintervall 1 der Kondensator C3 auf die Differenzspannung zwischen
Ausgang und Eingang aufgeladen (Figur 4, 5 und 8) bzw. C3 wird auf die Ausgangsspannung
(Figur 6 und 7) aufgeladen.
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Gleichzeitig wird C4 auf die Eingangsspannung aufgeladen (Figur 5,
7 und 8) oder C4 wird entladen (Figur 6). Im anschließenden Zeitintervall 2 wirkt
C3 als Integrationskondensator, der näherungsweise auf die Ausgangsspannung aufgeladen
wird, die im vorangehenden Zeitintervall vorhanden war. Als Ausgangsspannung Vaus
erhält man also in diesem Zeitintervall eine Spannung, die im Gegensatz zur bisher
bekannten Lösung (Figur 1d) nur geringfügig von der Ausgangsspannung im Zeitintervall
1 abweicht. Die Ladungsbilanz in diesem Zeitintervall ergibt z.B. bei der Schaltung
in Figur 4: C3 [Vaus S1(n) - Vein (n) ]' C1 Vein 1(n) = C3 .LVaus2(n) - Voff] (5)
Wird C3 = C1 gewählt, wie in Figur 4 angegeben, so erhält man aus Gleichung (5):
Vaus²(n) = Vaus¹(n) + Voff, (6) d.h. die Ausgangsspannung im Zeitintervall 2 ändert
sich gegenüber dem Zeit intervall 1 nur um die sehr kleine Spannung Voff (Figur
le).
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Bei den Schaltungen in den Figuren 4 bis 8 wird die Offsetspannung
des Operationsverstärkers nicht mitintegriert.
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Unkompensiert bleiben jedoch die parasitären Ladungen, die durch die
Takt spannungen l 1 und {2 über die Streukapazitäten der Schalter (Gate-Source-
und Gate-Drain-Kapazität) eingekoppelt werden und ebenfalls zu einer Offsetspannung
am Ausgang der Schaltung führen. Diese Takteinkopplung kann mit Hilfe einer von
Martin /3/ vorgeschlagenen Methode eliminiert werden. Hierbei wird ein Zusatznetzwerk,
bestehend aus Schaltern und Kondensatoren, mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers
verbunden, welches durch Takteinkopplung die gleichen parasitären Ladungen erzeugt,
wie das mit dem negativen Eingang verbundene Hauptnetzwerk. In der Veröffentlichung
/3/ wird die Offsetspannung des Operationsverstärkers nach der Methode von Gregorian
/2/ kompensiert. Die in /3/ vorgeschlagene Methode der Kompensation der Takteinkopplung
kann mit der erfindungsgemäßen Kompensation der Offsetspannung des Operationsverstärkers
nach Anspruch 1 kombiniert werden. Figur 9 zeigt eine Schaltung, bei der beide parasitäre
Effekte kompensiert werden.
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Dieses Netzwerk entsteht aus der Schaltung in Figur 4 durch Hinzufügen
eines Netzwerkes nach /3/, welches die Takteinkopplung kompensiert.
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Die Anwendung der Erfindung ist nicht auf SC-Filter beschränkt. Sie
ist ebenso bei SC-Spannungsverstärkern und bei DA-Wandlern einsetzbar. Figur 10
zeigt eine Schaltung, die als Grundbaustein für Spannungsverstärker und DA-Wandler
benötigt wird. Diese Schaltung beinhaltet die erfindungsgemäße Lösung der Aufgabe:
C3 wird im Zeitintervall 1 auf die Ausgangs spannung Vaus aufgeladen. Im Zeitintervall
2 wirkt C3 als Integrationskondensator, der die Ausgangsspannung näherungsweise
auf dem Wert VaUs1 hält.
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Bei manchen Anwendungen ist es zweckmäßig, mehr als zwei Taktsignale
für die Steuerung der Transistorschalter zu verwenden, so daR die Periodendauer
T des zeitdiskreten Systems in mehr als zwei Taktintervalle unterteilt wird
(Anspruch
3). Da bei SC-Schaltungen die Einschwingzeit (settling time) in den einzelnen Taktintervallen
prinzipiell kleiner als die Dauer eines Takt intervalls sein muß, so muß man bei
Schaltungen, die mit höherer Taktfrequenz arbeiten sollen, gegebenenfalls die Einschwingzeit
verringern. Beispielsweise kann man bei einer Kettenschaltung von.Filterstufen zweiten
Grades bei Verwendung eines 3-Phasen-Taktes (Figur 11, a, b, c, d) die Schaltung
so ändern, daß in den einzelnen Taktintervallen die Gesamtschaltung in nicht zusammenhängende
Teilschaltungen zerfällt, die jeweils aus nur einem Operationsverstärker und den
mit diesem Operationsverstärker verbundenen Kondensatoren bestehen. Die Einschwingzeiten
der Teilschaltungen sind geringer als die der Gesamtschaltung. Figur 12 zeigt ein
Bandpaßfilter vom Grad 4, bei dem die oben beschriebene Reduzierung der Einschwingzeit
erreicht wird.
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Literaturangabe /1/ R. Gregorian "High resolution switched-capacitor
D/A convertor", Microelectronics J., 1981, 12, pp. 10-13 /2/ R. Gregorian, "An offset-free
switched-capacitor biquad", Microelectronics J., 1982, 13, pp. 37-40 /3/ K. Martin,
"New clock feedthrough cancellation technique for analogue switched-capacitor circuits",
Electronics Letters, 1982, 18, pp. 39-40
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