DE2855584A1 - Taktgesteuerter praezisionsvergleicher - Google Patents

Taktgesteuerter praezisionsvergleicher

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DE2855584A1 DE19782855584 DE2855584A DE2855584A1 DE 2855584 A1 DE2855584 A1 DE 2855584A1 DE 19782855584 DE19782855584 DE 19782855584 DE 2855584 A DE2855584 A DE 2855584A DE 2855584 A1 DE2855584 A1 DE 2855584A1
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Description

PATENTANWÄLTE
28SS58A
J.RICHTER F. WERDERMANN - ^- R. SPLANEMANN dr. B. REITZNER
DIPL.-ING. DIPL.-ING. DIPL.-CHEM.
ZUOEL. VERTRETER BEIM EPA · PROFESSIONAL REPRESENTATIVES BEFORE EPO · MANDATAIRES AGREES PRES L'OEB HAMBURe MÖNCHEN
2OOO HAMBURG 36 I den 15. 12. NEUER WALL1O TEL. (O4O) 34OO45 34OO 56 TELEGRAMME: INVENTIUS HAMBURG
r. N.3434-1-78664 Fl
IHR ZEICHEN:
PATENTANMELDUNG
PRIORITÄT:
27. Januar 1978
V. St. A.
Ser. No. 872 966
BEZEICHNUNG:
Taktgesteuerter Präzisionsvergleicher
ANMELDER:
National Semiconductor Corporation 2900 Semiconductor Drive Santa Clara, Kalif. 95051 V. St. A.
ERFINDER:
Thomas Phillips Redfern, Joseph John Connolly Jr Thomas Marius Frederiksen
909831/0575
Konten: Deutsche Bank AQ Hamburg (BLZ 20070000) Konto-Nr. 6/10055 · Postscheckamt Hamburg (BLZ 20010020) Konto-Nr.262080-201
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Die Erfindung betrifft einen taktgesteuerten Präzisionsgleichrichter hohen Verstärkungsgrads.
Vergleicher oder Komparatoren sind bereits in vielen hochentwickelten Ausführungen bekannt. Derartige Vergleicher dienen typischerweise dazu, eine Analogspannung mit einer anderen Analogspannung zu vergleichen und ein Digitalausgangssignal zu liefern, durch welches angezeigt wird, welche der beiden Eingangsspannungen höher ist. Normalerweise besteht ein Vergleicher ganz einfach aus einem direkt gekoppelten Verstärker hohen Verstärkungsgrads mit einer Differentialeingangsstufe. Qualitativ hochwertige Präzisionsvergleicher werden typischerweise nach Verfahren für lineare integrierte Schaltungen hergestellt. Die Vergleicher müssen im allgemeinen bei oder nach der Herstellung getrimmt werden, damit sie eine in geeigneter Weise niedrige Verschiebungs- oder Verlagerungsspannung (Offset-Spannung) aufweisen.
Bei Anwendung der technischen Herstellungsverfahren für Metall-Oxid-Halbleiter (MOS-Technologie) ist es sehr schwierig, für Vergleicher geeignete lineare Verstärker hohen Verstärkungsgrads herzustellen. Daher wird zur Herstellung von leistungsfähigen Präzisionsbauteilen für Digital-Analog- und Analog-Digital-Anwendungen die sogenannte Hybridtechnik eingesetzt. In letzter Zeit wurde auch gefunden, daß eine ausreichend hohe Präzision für Metall-Oxid-Halbleiter-Vergleicher bei Verwendung zerhackerstabilisierter, kondensatorgekoppelter Verstärkerstufen erzielbar ist. Dabei wird die Vergleicherfunktion unter Großintegration von Metall-Oxid-Halbleiterbauteilen in ein einzelnes Plättchen integriert. Sobald das Problem des Schaltens unter Unterdrückung von Einschaltstößen und der Ausgleich von Metallisierungsfehlern gelöst war, konnten Metall-Oxid-Halbleiter-Vergleicher praktisch hergestellt werden. In diesem Zusammenhang sei verwiesen auf die U.S. Patentschrift (entsprechend der U.S.
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Patentanmeldung Ser. No. 731 269 vom 12. 10. 1976) mit dem Titel "CMOS Comparator Circuit and Method of Manufacture" ("CMOS-Vergleicherschaltung und Verfahren zum Herstellen einer solchen").
Durch die Erfindung soll ein Präzisionsvergleicher mit hohem Verstärkungsgrad geschaffen werden, der wenigstens zwei oder mehrere invertierende Eingänge und zwei oder mehrere nichtinvertierende Eingänge oder eine Vielzahl derartiger Eingangspaare aufweist, deren Richtungssinn ohne Unterbrechung der Verglexchersxgnalwege elektronisch umschaltbar ist. Weiterhin sollen bei diesem Vergleicher ausgewählte Eingangspaare eine genau gewichtete Ansprechempfindlxchkext aufweisen können.
Der zur Lösung der gestellten Aufgabe vorgeschlagene taktgesteuerte Präzisionsvergleicher hohen Verstärkungsgrads ist erfindungsgemäß gekennzeichnet durch wenigstens zwei invertierende Eingänge und zwei nichtinvertierende Eingänge, welche miteinander vertauschbar sind, einen Inverter hohen Verstärkungsgrads mit einem Eingang und einem Ausgang, eine zum periodischen Schalten des Inverters auf seinen Schaltpunkt dienende Taktansteuerung, ein Schalterpaar mit kapazitiv mit dem Eingang des Inverters gekoppelten gemeinsamen Ausgangsklemmen ur^ -.wei jeweils mit den invertierenden bzw. den nichtinvertierenden Eingängen des Vergleichers gekoppelten Eingangsklemmen, wobei das Schalterpaar vermittels der Taktansteuerung komplementär schaltbar ist, und durch zur Richtungssinnumkehr der komplementären Schalteingänge dienende elektronische Umschaltkreise, vermittels welcher die invertierenden und die nichtinvertierenden Eingänge ohne Unterbrechung der Verglexchersxgnalwege miteinander vertauschbar sind.
Der wenigstens zwei invertierende und zwei nichtinvertierende Eingänge oder mehrere derartiger Eingangspaare aufweisende
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Spannungsvergleicher umfaßt einen kondensatorgekoppelten, zerhackerstabilisierten Gleichspannungsverstärker hoher Verstärkung , der über Kondensatoren mit mehreren eingangsseitigen Schalterpaaren gekoppelt ist, welche abwechselnd jeweils einen Eingang in einem eingangsseitigen Klemmenpaar mit dem Verstärker verbinden. Wenn die den Schalterpaaren zugeordneten Kopplungskondensatoren, in einem bestimmten Verhältnis zueinander stehende Kapazitätswerte aufweisen, sind die Eingänge dementsprechend relativ zueinander gewichtet.
Der vorgeschlagene Präzisionsvergleicher läßt sich in Metall-Oxid-Halbleiterbauweise herstellen. Ein Verstärkungsblock besteht dabei aus mehreren kondensatorgekoppelten Inverterstufen in Kaskadenschaltung. Jede Inverterstufe umfaßt einen taktgesteuerten Schalter, welcher im Einschaltzustand die Stufe auf ihren Schaltpunkt (trip-Punkt) treibt. Im Ausschaltzustand der taktgesteuerten Schalter spricht die Kaskadenschaltung mit hohem Verstärkungsgrad auf das Eingangspotential an, wobei der Ausgang während des Einschaltzeitraums als Funktion von Eingang in bezug auf Eingang jeweils einen hohen oder einen niedrigen Wert annimmt. Zwei komplementär zueinander taktgesteuerte Eingangsschalter verbinden abwechselnd ein Eingangsklemmenpaar über einen Kopplungskondensator mit dem Verstärkungsblock. Das Ausgangssignal ist dabei eine Funktion der beiden Eingangssignale und vom Eingangsdifferential abhängig. Die eingangsseitige Polarität läßt sich durch Veränderung des Richtungssinns der an die beiden Eingangsschalter angelegten Taktimpulse in einfacher Weise umkehren.
Entsprechend einer Ausgestaltung können weitere eingangsseitige Schalterpaare kapazitiv mit dem Eingang des Verstärkungsblocks gekoppelt werden, so daß mehrere eingangsseitige Schalterpaare vorgesehen sind. Wenn die Kopplungskondensatoren gleich groß gemacht werden, was sich in Metall-Oxid-Halbleiterbauweise leicht bewerkstelligen läßt, weisen die Eingänge
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gleiche Gewichtung auf. Eine andere Eingangsgewichtung läßt sich erzielen, wenn die Kopplungskondensatoren entsprechend dem gewünschten Gewichtsfaktor in einem bestimmten gegenseitigen Verhältnis zueinander stehende Werte erhalten.
Der erfindungsgemäß vorgeschlagene Präzisionsvergleicher wird im nachfolgenden anhand der in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. In den Zeichnungen ist
Fig. 1 ein schematischer Schaltplan eines bekannten taktgesteuerten MOS-Präzisionsvergleichers,
Fig. 1a ein Schaltsymbol für den Vergleicher von Fig. 1,
Fig. 2 ein schematischer Schaltplan eines erfindungsgemäß ausgebildeten Präzisionsverglexchers,
Fig. 2a ein vorgeschlagenes Schaltsymbol für den Vergleicher von Fig. 2,
Fig. 3 ein schematischer Schaltplan eines taktsignalgesteuerten zweipologen Polaritätsumschalters mit MOS-Bauteilen und elektronischer Umschaltung ,
Fig. 3a eine weitere Ausführungsform eines taktgesteuerten Polaritätsumschalters mit digitalen Logikbauelementen,
Fig. 4 ein schematischer Schaltplan eines Vergleichers mit drei Eingangspaaren und
Fig. 4a ein vorgeschlagenes Schaltsymbol für den Vergleicher von Fig. 4.
In Fig. 1 ist ein typischer Leistungsvergleicher dargestellt, wie er in PMOS- oder NMOS-Schaltungen verwendet wird. In
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CMOS-Ausführung können die Schalter (wie auch die in den Figuren 2, 3 und 4 dargestellten Schalter) durch durchsteuerbare Gatter ersetzt werden. Das Herz des Bauelements besteht aus dem Verstärkungsblock 10. Es sind drei Inverter 11 von jeweils hohem Verstärkungsgrad in Kaskadenschaltung dargestellt, so daß ein sehr hoher Gesamtverstärkungsgrad erhalten wird. Typische MOS-Inverter weisen beispielsweise einen Verstärkungsgrad im Bereich von 10 bis 50 auf. Wenn jeder Inverter den Verstärkungsgrad 50 aufweist, ergibt sich für den Verstärkungsblock 10 ein Gesamtverstärkungsgrad 125 000. Wenn die Schaltung mit einem Logikpegel von 5 Volt betrieben wird, beträgt der lineare Eingangsbereich 40 Mikrovolt. Jede Inverterstufe ist mit einer hier nicht dargestellten Betriebsspannungsquelle verbunden, die üblicherweise mit Vnn bezeichnet wird.
Die einzelnen Inverter sind durch die Kondensatoren 14-16 kapazitiv miteinander gekoppelt, und der Verstärker ist zerhackerstabilisiert für eine Gleichspannungs-Verstärkungskennlinie. Die Schalter 17-19 koppeln periodisch den Ausgang jedes Inverters mit seinem Eingang, und diese Schalter werden parallel zueinander von einem (hier nicht dargestellten) Taktgeber über die Ansteuerklemme 22 und den Inverter 23 angesteuert. Aus Beschreibungsgründen sei angenommen, daß sich die MOS-Schalter im Einschaltzustand befinden, wenn an ihren Steuereingängen ein hohes Signal oder eine logische Eins angelegt ist, und sich im Ausschaltzustand befinden, wenn an diese ein niedriges Signal oder eine logische Null angelegt ist. Für ein hohes Signal TAKT befinden sich damit sämtliche Schalter 17 - 19 im Einschaltzustand. In diesem Zustand wird jeder Inverter zu einem Vorspannungspunkt getrieben, wobei die Eingangsspannung gleich ist der Ausgangsspannung. Das wird normalerweise als der Schalt- oder Trip-Punkt bezeichnet, welcher typischerweise bei etwa dem halben Wert der Inverterbetriebsspannung liegt. Gleichzeitig befindet sich der Schalter 24 im Einschaltzustand, und der Schaltungspunkt 20 wird
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an VREF an Klemme 25 gelegt, welche wie durch die gestrichelten Linien angedeutet beispielsweise an Masse liegen kann. Der Kondensator 14 lädt sich dann schnell auf das Potential des eingangsseitigen Schaltpunkts des Inverters 11 auf. Der Kondensator 15 wird seinerseits schnell auf die Differenz zwischen den Schaltpunkten der beiden Inverter 11 und 12 aufgeladen, während der Kondensator 16 schnell auf den Unterschied zwischen den Schaltpunkten der Inverter 12 und 13 aufgeladen wird. Die Ausgangsklemme 21 befindet sich am Schaltpunkt des Inverters 13. Die Länge des Signals TAKT wird ausreichend groß bemessen, um zu gewährleisten, daß die Kondensatoren 14-16 während dieser Zeitspanne voll aufgeladen werden. Im gleichen Zeitpunkt befindet sich der Schaltpunkt 20 auf dem Potential von VRp„ oder auf Massepotential.
Wenn das Signal TAKT an der Klemme 22 hoch wird, wird das Signal TAKT niedrig und schaltet die Schalter 17-19 und ab. Der Schalter 27 gelangt in den Ausschaltzustand und verbindet die Eingangsklemme 28 mit dem Schaltungspunkt 20, der dann dem Potential an der Eingangsklemme 28 folgt. Wenn sich die Eingangsklemme VEIN auf Massepotential befindet, bleibt die Ausgangsklemme 21 auf dem zuvor eingestellten Schaltpunktspotential. Wenn die Eingangsklemme V IN um mehr als etwa μν über Masse liegt, fällt die Ausgangsklemme 21 auf den Wert von logisch Null ab. Wenn sich V um mehr als etwa 20 μν unter dem Massepotential befindet (negativ ist), nimmt die Ausgangsklemme 21 eine logische Eins an.
Innerhalb des linearen Verstärkerbereichs von 40 μν ergibt sich folgender Verstärkungsgrad:
A = * VEIN (A11 * A12 ' A13 · K) (1)'
in welcher A die Verstärkung des Verstärkungsblocks 10,
A11 - A13 der Verstärkungsgrad der einzelnen Verstärkerstufen, und K eine unter 1 liegende und das nachstehend be-
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schriebene kapazitive Teilerverhältnis darstellende Konstante ist.
Wie aus dem Schaltplan ersichtlich, weist jeder Inverter 11 13 einen eingangsseitigen Koppelkondensator 14-16 und eine parasitäre Nebenschluß- oder Streukapazität 29, 30', 31' gegenüber Masse auf. Jeder Inverter enthält somit eine eingebaute kapazitive Signaldämpfung. Wenn jedoch der Kopplungskapazitätswert in bezug auf die Streukapazität groß gemacht wird, tritt nur eine geringe Dämpfung auf. Bei typischer Auslegung wird eine Dämpfung von etwa 0,8 für jeden Kopplungskondensator erhalten, so daß der vorgenannte Verstärkungsgrad von 120 000 auf 61 400 herabgesetzt ist. Damit ergibt sich eine Eingangsempfindlichkeit von angenähert 80 (oder +_ 40) μνοΐΐ anstelle der bei NichtVorhandensein von Streukapazität zu erzielenden 40
Die Schaltung stellt somit einen Verstärker sehr hohen Verstärkungsgrads dar, der bis zum Gleichspannungsbereich arbeitet. Eine Verschiebungs- oder Verlagerungsspannung (Offset-Spannung) gleich null ergibt sich aufgrund des Einsatzes perfekter Schalter, und die Verschiebungsspannung weist keine temperatur- oder zeitabhängige Drift auf.
Wenngleich der hier dargestellte Verstärkungsblock 10 drei Inverter 11 - 13 aufweist, weswegen auch der Verstärkungsgrad A in Gleichung (1) negativ ist, läßt sich eine beliebige Anzahl von Invertern verwenden. Für eine gerade Anzahl von Invertern wird A positiv. In der Praxis hängt die Anzahl der Inverter von dem Verstärkungsgrad jedes Inverters und der erforderlichen Empfindlichkeit ab.
In Fig. 1a ist das Schaltsymbol für den Vergleicher von Fig. 1 dargestellt, bei welchem es sich um einen einfachen taktgesteuerten Vergleicher handelt.
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Figur 2 zeigt einen taktgesteuerten Präzisionsvergleicher mit mehreren Eingangspaaren entsprechend der Erfindung. Die Schalter 24 und 27 bilden ein Schalterpaar 30, das über den Kondensator 14 mit dem Verstärkungsblock 10 gekoppelt ist. Ein zweites Schalterpaar 31 ist über den Kondensator 32 ebenfalls mit dem Verstärkungsblock 10 gekoppelt. Der in Fig. 2 dargestellte Vergleicher weist vier Eingänge 25, 28, 33 und 34 auf. Für den Vergleichsvorgang zur Ausgangsklemme 21 sind die Eingänge 28 und 33 invertierende Eingänge, während die Eingänge 25 und 34 nichtinvertierende Eingänge sind. Ein für diesen Vergleicher vorgeschlagenes Schaltsymbol ist in Fig. 2a dargestellt.
Bei der Schaltung von Fig. 2 ist der Schaltungspunkt 20 über den Kondensator 14 mit einem Eingang, und über den Kondensator 32 mit einem anderen Eingang verbindbar. Die Beziehung zwischen Vergleicherausgangssignal und den Potentialen an den Eingangsklemmen ist somit wie folgt:
VAÜS = (V34 + V25> - (V33 + V28> (2)
Für diese Gleichung ist angenommen, daß C14 = C,„·
Bei vielen Anwendungen ist wünschenswert, das Ansprechverhalten einer Schaltung auf ein Signal zu gewichten. Insbesondere in Analog-Digital-Wandlern dient eine solche Gewichtung dazu, zwei oder mehrere Digital-Analog-Wandler niedriger Auflösung zu einem einzigen Analog-Digital-Wandler zusammenzufassen, dessen Gesamtauflösung (in Bits) aus der Summe der Bits der einzelnen Digital-Analog-Wandler besteht.
Im Einsatz des Vergleichers von Fig. 2 könnte daher beispielsweise eine positive Analogspannung an die Eingangsklemme 25 oder eine negative Analogspannung an die Eingangsklemme 28 angelegt werden. Zwei 4-bit-Digital-Analog-Wandler (von denen der Bereich des zweiten gleich ist dem am wenigsten signifikanten Abgriff des ersten D/A-Wandlers) können dann jeweils
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mit der Eingangskleitime 33 bzw. 3 4 verbunden werden. Auf diese Weise wird das Herz eines Analog-Digital-Wandlers für fortschreitende Näherung von 8-bit-Verarbeitungskapazität bei Einsatz von weniger Gesamtbauteilen erhalten, so daß demzufolge eine kleinere Fläche auf einem integrierten Schaltungsplättchen benötigt wird. Die Wirkungsweise der Schaltung ist dabei so, daß der zweite Digital-Analog-Wandler als Feineinsteller zwischen jeweils benachbarten Schritten (Abgriffen) an dem ersten oder signifikantesten Digital-Analog-Wandler eingesetzt wird.
Eine eingangsseitige Gewichtung kann dadurch erfolgen, daß die Kondensatoren 14 und 3 2 ungleich groß gemacht werden. Die von den Schalterpaaren 30 und 31 angelegten Eingänge werden dann entsprechend dem Wertverhältnis der Kondensatoren gewichtet. Wenn beispielsweise der Kondensator 14 die zehnfache Kapazität des Kondensators 32 aufweist, sind die Eingänge 25 und 28 entsprechend zehnfach wirksamer als die Eingänge 33 und 34.
Ein Vorteil der Schaltung von Fig. 2 ist die leichte Umschaltbarkeit der Eingangspolarität. Wenn beispielsweise die zeitliche Abfolge der an das Schalterpaar 30 angelegten Signale TAKT und TAKT umgekehrt wird, wird der Richtungssinn der Eingangspolarität umgekehrt. Da jedoch die Eingangsklemmen unverändert bleiben, ergibt sich keine feststellbare Änderung des Schaltungsansprechverhaltens. Die gleichen zwei eingangsseitigen Schalter 24 und 27 schalten nach wie vor die Eingangssignale, wobei jedoch eine Richtungssinnumkehr erfolgt. Bei bekannten Vergleichern wird typischerweise ein zweipoliger Polaritätsumschalter an den Eingangsklemmen verwendet. Mit einem derartigen Schalter führen die beiden Polaritäten zu zwei unterschiedlichen Gruppen von Signalweg-Bauteilzuständen.
In Figo 3 ist ein typischer zweipoliger Polarxtätsumschalter dargestellt, welcher als Umschaltkreis 35 und 36 in Fig. 2
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eingesetzt werden kann. Er umfaßt vier Schalter 40 - 43, die in der dargestellten Weise geschaltet und durch eine ümschaltklenune 44 ansteuerbar sind. Wenn an der Umschaltklemme 44 ein hohes Signal angelegt ist, befinden sich die Schalter 40 und 41 im Einschaltzustand. Der Ausgang des Inverters 45 führt ein niedriges Signal, so daß die Schalter 42 und 43 abgeschaltet werden. In diesem Zustand werden die eingangsseitigen Taktsignale unmittelbar zu den Ausgangsklemmen durchgeschaltet. Wenn die Umschaltklemme 44 ein niedriges Signal führt, befinden sich die Schalter 40 und 41 im Ausschaltzustand. Der Ausgang des Inverters 45 führt ein hohes Signal, wodurch die Schalter 42 und 43 angeschaltet werden. In diesem Zustand werden die eingangsseitigen getakteten Signale vertauscht an die Ausgangsklemmen angelegt. Die zweipolige Polaritätsumschaltung dient somit im Umschaltkreis 35 dazu, den Schaltzustand des Schalterpaars 30 umzukehren, um einen entsprechenden Polaritätssinn für die Klemmen 25 und 28 vorzugeben. Ein weiteres Umschaltverfahren ist in Fig. 3a dargestellt. Wenn die zur Polaritätssteuerung dienende Umschaltklemme 44 "wahr" ist (d.h. sich auf einer hohen Spannung befindet), entspricht die Polarität des Schalterpaars 30 innerhalb des gestrichelten Kastens den in der Zeichnungsfigur angegebenen Werten. Wenn die Umschaltklemme 44 eine niedrige Spannung führt, sind die eingangsseitigen Polaritäten umgekehrt, d.h. die Klemme 48 wird der positive Eingang, und die Klemme 25 wird der negative Eingang. Diese Vertauschung der Eingangspolarität ist nützlich, da der Analog-Digital-Wandler somit eine selbsttätige Polaritätseinstellung erhält.
Entsprechend der Darstellung von Fig. 2 ist ein Polaritätsdetektor 48 wie durch die gestrichelten Linien angedeutet mit dem Schalterpaar 30 gekoppelt. Bei normaler Polarität wie angegeben bleibt die Taktsteuerung unverändert. Bei entgegengesetzter Polarität schaltet der Polaritätsdetektor 48 den Umschaltlsreis 35 um, so daß die Taktleitungen miteinander
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vertauscht werden. Damit wird Klemme 28 der nichtinvertierende Eingang, und die Klemme 25 der invertierende Eingang. Vermittels des Polaritätsdetektors 49 wird eine selbsttätige Polaritätseinstellung über den Umschaltkreis 3 6 ermöglicht, so daß die Eingänge 33 und 34 in entsprechender Weise miteinander vertauschbar sind.
Die in Fig. 2 dargestellte Schaltung läßt sich durch Aufnahme weiterer Eingangspaare entsprechend Fig. 4 erweitern. Ein zusätzliches Schalterpaar 50 koppelt die Eingänge 51 und 52 abwechselnd über den Kondensator 53 mit dem Schaltungspunkt 20. Der Kondensator 53 kann eine in einem bestimmten Verhältnis zu den Kondensatoren 14 und 32 stehende Kapazität aufweisen, um die Ansprechempfindlichkeit an den Klemmen 51 und 52 entsprechend zu gewichten. In gleicher Weise lassen sich natürlich weitere Eingangspaare mit dem Schaltungspunkt 20 koppeln.
In Fig. 4a ist ein vorgeschlagenes Schaltsymbol für den Vergleicher von Fig. 4 dargestellt.
Der Aufbau des taktgesteuerten Präzisionsvergleichers ist selbstverständlich nicht auf die hier dargestellten Ausführungsbeispiele beschränkt. Während beispielsweise die Schalter 17 - 19 in Fig. 1 die Eingänge und Ausgänge der Inverter 11 - 13 miteinander kurzschließen, kann die gleiche Wirkung auch dadurch erzielt werden, daß jeder Invertereingang mit einem Bezugspotential verbunden wird, das dann definitionsgemäß den Schalt- oder Trip-Punkt bildet. Auch sind andere Formen der Zerhackerstabilisierung und Eingangskopplung verwendbar.
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Claims (9)

  1. Patentansprüche :
    1J Taktgesteuerter Präzisionsvergleicher hohen Verstärkungsgrads, gekennzeichnet durch wenigstens zwei invertierende Eingänge (28, 33, 53) und zwei nichtinvertierende Eingänge (25, 34, 52), welche miteinander vertauschbar sind, einen Inverter (23) hohen Verstärkungsgrads mit einem Eingang und einem Ausgang, eine zum periodischen Schalten des Inverters auf seinen Schaltpunkt dienende Taktansteuerung (22), ein Schalterpaar (30, 31, 50) mit kapazitiv mit dem Eingang des Inverters gekoppelten gemeinsamen Ausgangsklemmen und zwei jeweils mit den invertierenden bzw. den nichtinvertierenden Eingängen des Vergleichers gekoppelten Eingangsklemmen, wobei das Schalterpaar vermittels der Taktansteuerung komplementär schaltbar ist, und durch zur Richtungssinnumkehr der komplementären Schaltvorgänge dienende elektronische Umschaltkreise (35, 36), vermittels welcher die invertierenden und die nichtinvertierenden Eingänge ohne Unterbrechung der Vergleichersignalwege miteinander vertauschbar sind.
  2. 2. Vergleicher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronischen Umschaltkreise (35, 36) aus einem für zweipolige Umschaltung ausgelegten Transistorschalter
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    Konten: Deutsche Bank AG Hamburg (BLZ 20070000) Konto-Nr. 6/10055 · Postscheckamt Hamburg (BLZ 20010020) Konto-Nr. 262060-201
    (Fig. 3) und zur Betätigung der Schalter (40 - 43) des Transistorschalters dienenden Steuermitteln (44) bestehen.
  3. 3. Vergleicher nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronischen Umschaltkreise (35, 36) aus Digitalgattern bestehen (Fig. 3a).
  4. 4. Vergleicher mit mehreren invertierenden und nichtinvertierenden Eingängen und einem auf eine Kombination dieser Eingänge ansprechbaren Ausgang, nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktsteuerung für Betrieb während eines ersten ZeitIntervalls ausgelegt ist, zwei Kondensatoren (14, 32) mit jeweils zwei Anschlüssen vorgesehen sind, von denen der eine Kondensator mit dem Eingang des Inverters gekoppelt ist, sowie zum abwechselnden Verbinden erster und zweiter Eingangsklemmen (25, 28) während aufeinanderfolgender Zeitintervalle, von denen eines mit dem ersten Zeitintervall zusammenfällt, mit der zweiten Anschlußklemme des einen Kondensators dienende erste Schaltglieder (30) und zum abwechselnden Verbinden dritter und vierter Eingangsklemmen (33, 34) während aufeinanderfolgender Zeitintervalle, von denen eines mit dem ersten Zeitintervall zusammenfällt, mit der zweiten Anschlußklemme des zweiten Kondensators dienende zweite Schaltglieder (31) vorgesehen sind, wobei der Ausgang des Inverters auf die Potentialdifferenz zwischen erster und zweiter Ausgangsklemme in Kombination mit der Potentialdifferenz zwischen dritter und vierter Ausgangsklemme ansprechbar ist.
  5. 5. Vergleicher nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatoren (14, 32) gleiche Werte aufweisen und die Kombination der Potentialdifferenzen an den Eingangsklemmen eine gleiche Gewichtung ergibt.
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  6. 6. Vergleicher nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatoren (14, 32) in einem bestimmten Verhältnis zueinander stehende Werte aufweisen und die Kombination der Potentialdifferenzen an den Eingangsklemmen entsprechend diesem Verhältnis gewichtet ist.
  7. 7. Vergleicher nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter Kondensator (53) mit zwei Anschlüssen vorgesehen ist, von denen einer mit dem Eingang des Inverters gekoppelt ist, und zum abwechselnden Verbinden fünfter und sechster Eingangsklemmen (51, 52) während aufeinanderfolgender Zeitintervalle, von denen eines mit dem ersten Zeitintervall zusammenfällt, mit der zweiten Anschlußklemme des dritten Kondensators dienende dritte Schaltglieder (50) vorgesehen sind.
  8. 8. Vergleicher nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umkehr des Schalterrichtungssinns wwenigstens eines der drei Schaltglieder dienende Umschaltkreise (35, 3 6) vorgesehen sind.
  9. 9. Vergleicher nach einem der Ansprüche 1 - 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ermittlung der Polarität des Eingangs dienende Polaritätsdetektoren (48, 49) und zur selbsttätigen Polaritätseinstellung in Abhängigkeit von der ermittelten Polarität dienende Schaltungen (35, 36) vorgesehen sind.
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