DE2835499C2 - Ladungsübertragungskettenschaltung - Google Patents

Description

eine Gleichstromkomponente anliegt, so daß dann, wenn die Gleichstromkomponenten in den beiden Eingangs-Zweigstromkreisen gleich groß sind, sie auch gleich der Gleichstromkomponente im Ausgangs-Zweigstromkreis sind

Die Erfindung wird nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit den Zeichnungen im einzelnen näher erläutert In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 schematisch eine Schaltung für eine erfindungsgemäß aufgebaute Verzögerungsleitung mit un- κι gleich großen Kapazitäten,

F i g. 2A ein Diagramm der Spannungswerte V₃* und V₅* über t für et= 1,

F i g. 2B ein Diagramm der Spannungswerte V₃* und V₅* über t für α <1, π

F i g. 2C ein Diagramm der Spannungswerte V₃* und V₅* über tfür«>1,

Fig.3 eine Schaltungsanordnung einer nach Art einer Eimer-Kettenbrigade aufgebauten Verzögerungsleitung für die Summenbildung und Kompensation der Gleichspannungspegelverschiebung,

Fig.4 schematisch ein Blockschaltbild einer mit acht parallelen Eingängen und einem Serienaurgang versehenen Schaltung zur Durchführung einer Summe von Produktfunktionen 2>

VAUS

Vi (t-ϊτ)

ohne den Aufbau einer Gleichvorspannung, wobei τ die Einheitsverzögerung einer Taktperiode ist.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Übliche Schaltungen dieser Art arbeiten als Verzögerungsleitungen und versuchen, die ursprüngliche Amplitude des E^:ngangssignals beizubehalten, doch gibt es Fälle, wo man diese Signalamplitude gerne ändern möchte. Transversalfilter mit Steuerung der Gewichtung von Anzapfungen, Strahlformerschaltungen, Korrelationsschaltungen und Ladungsverstärker sind vier mögliche Anwendungsgebiete. Ein Verfahren zum Ändern -Jer Signalamplitude besteht darin, daß man entsprechende Kapazitätsverhältnisse der einzelnen Zellen der Verzögerungsleitung vorsieht, vorausgesetzt, daß der lineare Signalbereich der einzelnen Zelle nicht überschritten wird.

Der lineare Signalbereich jeder allgemeinen Zelle wird durch V_Gw— Vrund V_CL- Vrbegrenzt, wobei V_Gh die höchste Amplitude des Taktsignals, Vt die Schwellwertspannung der verwendeten MOS-Feldeffekttransistören, und Vgl der Kleinstwert der Taktimpuls-Amplitude ist. Die höchste zulässige Spannungsänderung über der Kapazität einer Zelle ist gleich der Differenz zwischen den beiden Grenzwerten oder Vgh- Vgl= Vg, wobei V_c die Taktimpuls-Amplitude ist.

Zunächst sei die Kettenschaltung in Fig.! betrachtet. Es sei C\ = d= C₅ und Cs = Cr, wobei et der Kapazitätsmaßstabsfaktor C₃ICr und Cr der größte Kondensator in der Schaltung ist. Die Erhaltung der elektrischen , Ladung fordert, daß während jeden Taktimpulsintervalls die Ladungsänderung auf Cs mit der Ladungsänderung auf C₃ identisch s( in muß:

AQ₅ =AQ>, AVfC₅=AV₃C₃, AVf =a{AVf).

(D

Es sei darauf hingewiesen, daß Δ V*₃ zur Erzielung von Δ V*5 mit a. multipliziert ist. Die Beziehung (1} ist in Fig.2 dargestellt, in der V₃* durch Abtastwerte dargestellt ist die gleich der Eingangsspannung Vt sind, da C₃=Cu und V₅* eine maßstäbliche Wiedergabe zu V₃* ist. Die Ausdrücke für feste Gleichspannungsverschiebung, die dann auftreten, wenn et Φ1 ist. Ändern die Bedeutung der Gleichung 1 nicht, da sie die grundsätzliche Form von V₅* nicht ändern. Aus der Betrachtung von Fig.! erkennt man, daß die Verzögerung zwischen V₃* und V₅* eine halbe Taktperiode beträgt, und da eine einfache Verzögerung keinen Beitrag zur Signalverzerrung liefert, soll in den folgenden Vergleichen von Vj und V₅* die Verzögerung vernachlässigt werden. Dabei sollen für Amplitude und Potentnlverschiebung drei Fälle untersucht werden: α = 1,«< i, und « > 1.

a. = 1

Wenn et = 1 ist, ist V₅* = V3* und beide Spannungen V₃* und V₅* können sich über den vollen linearen SignaiDereich verändern. Dies ist der normale Betriebszustand für einfache Verzögerungsleitungen nach dem Eimer-Kettenprinzip.

« < 1
(Dämpfung)

Ist «<1, sind die Spitze-Spitze-Signal-Amplituden von V₅* kleiner als die von V₃* in Fig.2B. Doch hier wird eine positive Verschiebung des Gleichspannungspegels in der Weise eingeführt, daß V₅* nur dann gleich V₃* ist, wenn beide an der oberen Grenze des linearen Signalbereichs den Wert V_R haben. Es sei darauf hingewiesen, daß V₃* innerhalb des linearen Signalbereichs bleiben wird, wenn α<1 ist und daß dann V₅* ebenfalls innerhalb des linearen Signalbereichs liegt, w-">bei V₅* jedoch nicht zwischen den Grenzen des linearen Signalbereichs zentriert sein wird.

α > 1
(Verstärkung)

Ist a> 1, dann sind die Spitze-Spitze-Signal-Amplituden von V₅* größer als die von V₃* wie dies F i g. 2C zeigt. Die Amplitude von V₃* wurde soweit verringert, daß V₅* praktisch sich über den ganzen vollen linearen Signalbereich verändert. Wiederumg gibt es eine Gleichspannungsverschiebung, in der Weise, daß V₅*= V₃* nur dann ist, wenn beide an der oberen Grenze des linearen Bereichs den Wert Vr haben. Es sei darauf hingewiesen, daß dann, wenn V₅* innerhalb des linearen Bereichs bei «> 1 verbleibt, V₃* innerhalb des linearen Bereichs liegt, daß V₃* jedoch dabei nicht in der Mitte zwischen den Grenzen des linearen Bereichs liegt.

Damit ist aber gezeigt, daß in solchen Ladungsübertragungs-Ketten Signale dadurch in ihrer Amplitude vervielfacht werden können, daß man das Verhältnis der Kapazitäten von einer Zelle zur andern entsprechend maßstäblich verändert. Eine Verzerrung wird dann auftreten, wenn das Signal in irgendeiner Zelle die Grenzen des linearen Bereichs überschreitet.

Es war gezeigt \.orden, daß bei Verwendung ungleich großer Kapazitäten in benachbarten Zellen einer Kettenschaltung zur Ladungsübertragung für die

Veränderung von Signalamplituden eine Signalspannungsverschiebung erfolgt. Man könnte eine Verringerung der Signalverzerrung und der Verluste dann erreichen, wenn ein Ausdruck für die Kompensation der Glcichspannungspcgcl-Vcrschicbung eingeführt wer- , den könnte, so daß die Signalspannungsänderung in jedem Knotenpunkt innerhalb der Bereichsgrenzen des linearen Signalbereichs zentriert ist. Ferner werden Signalverarbeitungsfunktionen vereinfacht, wenn der Kompensationsausdruck so gewählt wird, daß ein be- |₍₎ stimmter Wert einer Signalspannung V₀ von einer Zelle zur nächsten ohne Änderung übertragen wird. Wenn beispielsweise in F i g. 3 das Signal V_n = V₀ + A sin to\ t am Eingang eines ersten Zweigstromkreises aus Γι, C\. Ti und Cj angelegt wird, dann wäre es ,-, vorzuziehen, wenn die Vorspannung V₀ in allen Zellen konstant bliebe, so daß in diesem besonderen, jedoch allgemeinen Fall für Vo= Vo₁- die geringste Verzerrung eintritt, wobei Vb₁-=' Vc; + VV;; — 2 VV2 ist und der sein. Durch Erhaltung der Ladung erhält man

Qf = Qt + Qf = Qf + Qf ,

CVf = C₁ V*+ C_: Vt ,

V* aV_n+{\-u) V_l: ,

Vf = a ( K₁₁, + .·( sin ω, /) + (1 - a) ( V₁₁, + B sin ω; ι) ,

Vf = V_n, + a [A sin ω, /) + (1 - a) (B sinww) . (3)

lineare Betriebsbereich durch V_Ot± Vr;/2 definiert ist. _>o Wenn benachbarte Kondensatoren den gleichen Wert haben, so ist zur Erzielung eines gemeinsamen Wertes von V₀ keine Verschiebekompensation erforderlich, wenn dagegen benachbarte Kondensatoren nicht gleich groß sind, dann können weitere Zweige der in Fig. 3 *·, dargestellten Anordnung ein Mittel der Kompensation für den Verschiebeausdruck liefern.

Wenn Ci = Ad = CiCn ist und λ<Ι, dann zeigen F i g. 3 und 2, daß eine positive Gleichspannung Vn am Eingang eines zweiten aus T₂, C;. T_t und Ca bestehenden _J() Zweigstromkreises zur Kompensation für die Verschiebung V₃* in negativer Richtung verschieben würde. Dies gilt ganz allgemein, wenn Vz₁=Vo. wobei V₀ jede Gleichspannung ist, die unverändert durchgelassen werden soll. Dabei müssen V₁₂ = V₀ und die Kondensa- j? toren oder Kapazitäten Ci, C₂ und Ca, so gefunden werden, daß Vi*= V;*= V_n wird. Durch Erhaltung der Ladung erhält man

Qf = Qf+ Qf = Qf+ Qf ,

C₅ Vf = C₅ Vf + C₄ Vt = C₁ Vf + C₂ Vf , C_Ä V₁₁ = C-, V₁, + O V₀ = C, V₁, + C₂Vl,.

(2)

V;;= Vn_c+A Sin b)]t

Die Signalanteile von Vi₁ und V/>. wenn sie im aus T, und G bestehenden Ausgangsstromkreis auftreten, sind mit λ bzw. Ι-λ multipliziert, jedoch bleibt der Vorspannungspunkt V_Ol. in allen Zellen erhalten. Obgleich Ti hier als Abschlußelement des Ausgangssiromkreises dargestellt ist, so kann Ti doch durch andere in. Kaskade "eschal'.C.e ZeUcp or%e\7\ wrrdpn. so daß die Signalverarbeitung im Ladungsbereich fortgesetzt werden kann.

Die Beziehung 3 faßt die Möglichkeit der Multiplikation und der Aufsummierung von Signalen zusammen, während alle Verschiebeausdrücke entfernt sind, die normalerweise bei einer Multiplikation durch Kapazitätsverhältnisse auftreten würden. Die Eingangssignale müssen nicht sinusförmig sein und können ganz allgemein tauten

V₅*= V₀,+ λ V,

Es gibt keine eindeutige Lösung für Gleichung 2, doch man sieht, daß C₃+G = C_ft ist. Ist dann C, + C₂ = Cr, dann ist V₁= V₀. Diese Wahl der Werte macht es möglich, daß die beiden Eingangsklemmen vertauschbar miteinander benutzt werden können. Diese Wahl der Kapazitätswerte liefert das Konzept der Kapazitätsanpassung in einer Kettenschaltung, die der Impedanzanpassung in einer üblichen Übertragungsleitung analog ist. Die einzelnen Kapazitäten müssen für das gewünschte Dämpfungsverhältnis λ ausgewählt werden, doch wird, als allgemeine Regel, die Vorspannungsoder Potentialverschiebung dann beseitigt, wenn die Summe aller Kapazitäten bei der gleichen Verzögerung in einer Kettenschaltung eine Konstante Cr ergibt, die als characteristische Kapazität der Kettenschaltung bezeichnet werden kann.

Zum Zusammenfassen des Falles *<1 durch ein Beispiel soll

V_n= Vo_c+Bs\nw₂t

wobei Vj und Vf, ganz allgemein die Information enthaltenden Teile von V_n und V_ii;sind.

In einem besonderen Fall der Gleichung 4 kann Vj, eine zu V_Qc hinzuaddierte Kompensationsspannung sein, die auf Unregelmäßigkeiten der Verzögerungsleitung zurückzuführende Verschiebungen korrigiert. Vt kann beispielsweise durch eine der Korrektur der Spannungspegelverschiebung dienende Rückkopplungsschleife geliefert werden. Dieser Sonderfall stellt eine Verbesserung gegenüber bisher bekannten Verfahren dar, die entweder eine feste Kompensation für ganz bestimmte Anwendungsgebiete oder eine variable Kompensation verwendeten, für die spezielle Taktgeneratoren und Impulsformstufen erforderlich waren.

Wenn nicht einige gültige Entwurfskriterien festgelegt werden, können derartige Kettenschaltungen für eine besondere Betonung ihres Ladungsübertragungs-Wirkungsgrades η überkonstruiert sein, so daß sich das daraus ergebende, mit einer integrierten Schaltung versehene Halbleiterplättchen ungewöhnlich groß sein müßte. Im nachfolgenden ist ein Verfahren für die Bestimmung der optimalen Beziehung zwischen Breite und Länge jeder Zelle in einer der Ladungsübertragung dienenden Kettenschaltung in der Weise angegeben, daß Tjo das kleinste annehmbare Ladungsübertragungsverhältnis ist, das die Systemanforderungen befriedigt, wobei dann angenommen wird, daß die Zellenkapazitäten für das gewünschte Dämpfungsverhältnis « entsprechend der oben beschriebenen Signalsummenbiidung gewählt sind.

In Fig. 3 muß das Verhältnis zu Länge im MOSFET einer jeden Zelle groß genug sein, damit der kleinste annehmbare Ladungsübertragungs-Wirkungsgrad erreicht wird, doch die Forderung, die Fläche eines Halbleiterplättchens möglichst klein zu halten, macht es notwendig, daß jede Zelle ein Verhältnis von Breite zu Länge (W/L)bai. das nicht größer ist als notwendig. Die Kettenschaltung in F i g. 3 hat einen kleinsten gleichför-

inigen Ladungsüberiragungs-Wirkungsgrad von i)=i)o auf der Grundlage einer größtmöglichen Anzahl von Übertragungen. Der Ladungsübertragtings-Wirkungsgrad kann ausgedrückt werden als

η=\-(\_+γ . W/L/C- Legt man in jeder Zelle η = ΐ]ο fest und nimmt konstante Werte für γ, V₀ und f_c an, so sieht man, daß das Verhältnis (WZL)ZCm allen Zellen konstant ist. In F i g. 3 muß Τ, die maximal durch die Kettenschaltung durchlaufende Ladung übertragen und somit ist (W/Lk = (W/Qr = dem maximal erforderlichen Wert in der Anordnung. Da (W/L)/C für alle Zellen mit konstantem -η₀ eine Konstante ist, erhält man

₌ (WIL)_{2 =} (WIL), C, C₁ C₁

C_x C-, C₄

(WIL),+ (WIL)₂ = (C_[/C_H)(WIL)_R + (C₂IC_lt)(WIL)_R (W I L)₁+(W I Lh = (W7Z.)_Ä

da Ci + Ci = Cn ist. was sich aus der zuvor besprochenen charakteristischen Kapazität ergibt. In gleicher Weise wird

( WZL), + ( WZL), = ( WZ L)κ.

Es wird festgestellt, daß die Summe aller Verhältnisse von Breite zu Länge (WZL). die der Ladungszufuhr an einem gegebenen Knotenpunkt dienen, gleich der Summe aller Verhältnisse Breite zu Länge (WZL) ist. die Ladung von diesem Knotenpunkt aufnehmen, wenn alle Zellen einen gemeinsamen Wert des Ladungsübertragungs-Wirkungsgrades haben. Dieses Verfahren an der Anpassung des Breite- zu Länge-Verhältnisses ist analog der Impedanzanpassung in einer Übertragungsleitung und das Verhältnis (WZL)r ist das charakteristische Verhältnis einer solchen Kettenschaltung.

Integrierte Schaltungen, die gemäß Gleichung 5 aufgebaut sind, haben die geringste Oberfläche, die die Ziele der Leistung des Systems befriedigen. Andere Anordnungen wären nicht optimal.

Vn = V_Oc+ K₀ V₁₂ - V_ac+ K₄ V = V 4- V

V,x = K₀,+ V₁₁ V₁₅ = K_Or+ V₁
V₁₆ - K_Or+ V₁
V_n = V_Or+ V_x

V_n - V_0c+ V_h

C_x = C₂ = C₃ = C₄ = C₅ = C₆ = C₉ = C₁₀ = C_n = C

C₇ = C₈ = C₄ + C₆ = 2 C₀
Cn ⁼ Ci₂ = C₈ + C₁₀ = 3 C₀
Cu = C|_£ = Ci₂ + C₁₄ = 4 C₀
Ci 9 ⁼ C₂₀ = C₁₆ + C₁₅ = 5 C₀

C₂₃ ⁼ C₂₄ = C₂₀ + C₂₂ = 6 Cq

C₂7 = C₂₈ = C₂₄ + C₂₆ = 7 C₀
C31 ⁼ C₂₈ = C30 = 8 C₀

(5)

Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild einer Kettenschaltung für die Durchführung einer Summe von Produkten

VAUS= K₀,

K₁ (i-ii).

ohne daß sich dabei die Verschiebespannung bei der jeweiligen Multiplikation aufaddiert. Diese Schaltung stellt eine Erweiterung der an einem Punkt erfolgenden Summenbildung bewerteter Signale in Fig. 3 auf eine Anordnung mit acht Eingängen dar. Diese Erweiterung wiederholt den Grundgedanken der Fig.3 durch entsprechend abgestufte Werte der Kapazitäten und der Verhältnisse von Breite zu Länge oder der Leitwerte. Eine Gleichspannungsverschiebung wird verhindert, die Verzerrung wird möglichst klein gehalten und die Größe der Gesamtanordnung ist dann optimal, wenn bezüglich F i g. 4 die folgenden Beziehungen eingehalten werden.

C₂\ = C₂₂ = C25 = C₂₆ = C₂₉ = C₃₀ = C₀

WIL_x = WIL₂ = WILi = WIL_x = WIL₆ = WIL₉ = WIL₁₀ = WIL_n = WIL_U = WIL₁₁ = WIL_n = WIL₁₁

= WIL₂₂ = WIL₁₅ = WIL₂₆ = WIL₂, = WIL₃₀ = WlL₀ WIL₇ = WlL_t = WlL₄+ W)Li = 2 WIl^ WIL_n = WIL_n = WH*+ WIL_i0 = 3 WIL₀ WIL₁₅ = WIL₁₆ = WIL_n + WIL_n = 4

ίο

W-V/.,., = WIL_1n = WfL₁₁,+ WIL_n = 5 WIL₁₁

WIL_n = WIL₂₁ = WIL₂U+ WIL_n = 6 W/L„

WIL₁₁ = WIL_n = WIL_n + WIL₁₁, = 7 WIL_{]

WIL_n = WZ.,» = WILy₁, = 8 W/L,,

Ein einzelner als Source-Folgcr geschalteter Transistor, der durch WILy₃ dargestellt ist, dient zum nichtzerstörenden \uslesen durch Ableiten von K₍₍._s-aus V'us-

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. LadungsübertraguDgs-Kettenschaltung, bestehend sus einer Anzahl gleichartig aufgebauter Stufen mit je einem Feldeffekttransistor und einem zwischen Gate-Elektrode und Drain-Elektrode eingeschalteten Kondensator, wobei für die Kettenschaltung jeweils die Drain-Elektrode eines Transistors an der Source-Elektrode des nächstfolgenden Transistors angeschlossen ist, die Gate-Elektroden der ungeradzahligen Transistoren der Kettenschaltung durch ein erstes Rechteck-Taktsignai und die Gate-Elektroden der geradzahligen Transistoren durch ein zweites gegenüber dem ersten um 180° phasenverschobenes Rechteck-Taktsignal der gleichen Frequenz ansteuerbar sind, gekennzeichnet durch einen ersten Eingangs-Zweigstromkreis (7*1, Ni, Ci, T3, C3) mit einer ersten Eigenkapazität und einem Eingangs- und einem Ausgangskaotenpunkt, an welchem ein erstes, eine zu multiplizierende Informationskomponente enthaltendes Eingangssignal (Vn) und eine Gleichstromkomponente anliegt,

durch einen am Ausgangsknotenpunkt (N3) des ersten Eingangs-Zweigstromkreises angeschlossenen ersten Ausgangs-Zweigstromkreis (7*5, TT, CS) mit einer zweiten Eigenkapazität, wobei das Verhältnis von erster Eigenkapazität zu zweiter Eigenkapazität bei der Übertragung des ersten Signals vom Eingangs-Zweigstromkreis zum ersten Ausgangs-Zvsigstromkreis für die Informationskomponente eine Multiplikation liefert, sowie
durch einen am Eingangsknotenpunkt (N3) des ersten Ausgangs-Zweigstfomkreises angeschlossenen zweiten Eingangs-Zweigs.romkreis (T2, Γ4, /V 2, C2, C4)mit einer dritten Eigenkapazität, wobei die Summe der ersten und dritten Eigenkapazität gleich der zweiten Eigenkapazität ist. und an dessen Eingangsknotenpunkt eine Gleichstromkomponente anliegt, so daß dann, wenn die Gleichstromkomponenten in den beiden Eingangs-Zweigstromkreisen gleich groß sind, sie auch gleich der Gleichstromkomponente im Ausgangs-Zweigstromkreis sind.

2. Kettenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß ein dritter Eingangs-Zweigstromkreis mit einer vierten Eigenkapazität vorgesehen ist, dessen Ausgangsknotenpunkt am Eingangsknotenpunkt des Ausgangs-Zweigstromkreises angeschlossen ist und an dessen Eingangsknotenpunkt ein drittes Eingangssignal mit einer weiteren, zu multiplizierenden Informationskomponente und eine Gleichstromkomponente anliegt, daß dabei das Verhältnis von erster zu zweiter Eigenkapazität die Multiplikation der Informationskomponente des ersten Eingangssignals liefert,

daß ferner das Verhältnis der dritten Eigenkapazität zur zweiten Eigenkapazität die Multiplikation der Informationskomponente des dritten Eingangssignals liefert und

daß die Summe der ersten, dritten und vierten Eigenkapazität der Eingangs-Zweigstromkreise gleich der Eigenkapazität des Ausgangszweigstromkreises ist, so daß die gewichtete Summenbildung der ersten und dritten Inforniationskomponente ohne Verschiebung der Gleichstromkomponente durchführbar ist.

Die Erfindung betrifft eine Ladungsübertragungskettenschaltung, bestehend aus einer Anzahl gleichartig aufgebauter Stufen mit je einem Feldeffekttransistor und einem zwischen Gate-Elektrode und Drain-Elektro-ϊ de eingeschalteten Kondensator, wobei für die Kettenschaltung jeweils die Drain-Elektrode eines Transistors an der Source-Elektrode des nächstfolgenden Transistors angeschlossen ist, die Gate-Elektroden der ungeradzahligen Transistoren der Kettenschaltung

ίο durch ein erstes Rechteck-Taktsignal und die Gate-Elektroden der geradzahligen Transistoren durch ein zweites gegenüber dem ersten um 180° phasenverschobenes Rechteck-Taktsignal der gleichen Frequenz ansteuerbar sind.

ii Eine solche Anordnung zeigt IBM TDB Bd. 13 Nr. 12 Mai 1971 Seiten 3734 und 3735 als Verzögerungsleitung mit Verlustkompensation. Derartige Eimerkettenschaltungen sind auch bereits in IEEE Journal of Solid State Circuits, Juni 1969 Seiten 131 bis 136 beschrieben.

Die Erfindung hat sich nun zur Aufgabe gestellt, eine verbesserte Schaltung dieser Art zu schaffen, bei der die übliche Signalverarbeitungsfunktion der Multiplikation einer Signalspannung durch eine Konstante durchgeführt werden kann. Ferner soll es mit dieser Schaltung möglich sein, die Summe von Signalen, die zwei oder mehr Eingängen einer solchen als Verzögerungsleitung arbeitenden Schalt .ng zugeführt werden, in Form einer Ladung ohne Potentialverschiebung oder Verzerrung zu bilden. Diese Summenbildung soll dabei in Verbin-

JO dung mit einer Multiplikationsoperation des Signals ablaufen für eine Vervielfachung der unterschiedlichen Informationsanteile eines oder mehrerer Signale, ohne daß es dabei zu einer Vervielfachung des Gleichstromanteils kommt. Dabei soll die Summenbildung für eine Kompensation der Verschiebung des Gleichspannungspegels durchführbar sein, die normalerweise bei Schaltungen dieser Art auftreten.

Bei der durch die neue Schaltungsanordnung durchführbaren Summenbildung können zwei oder mehr voneinander unabhängige Signalverarbeitungsfunktionen hintereinander durchgeführt oder unmittelbar in Form von Ladung zusammengeführt werden, ohne Zwischenstufen einer Umwandlung von Ladung in Spannung usw. Dies soll insbesondere ohne übermäßige

••5 Dämpfung oder Ausbreitung und ohne Zwischenstufen für eine Ladungsspannungsumwandlung möglich sein.

Diese der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird erfindungsgemäß in einer Schaltung der eingangs genannten Art gelöst durch einen ersten Eingangs-Zweigstromkreis (T1, N1, C1. 73, C3) mit einer ersten Eigenkapazität und einem Eingangs- und einem Ausgangsknotenpunkt, an welchem ein erstes, eine zu multiplizierende Informationskomponente enthaltendes Eingangssignal (V) ι) und eine Gleichstromkomponente

ϊ5 anliegt, durch einen am Ausgangsknotenpunkt (Λ/3) des ersten Eingangs-Zweigstromkreises angeschlossenen ersten Ausgangs-Zweigstromkreis (75, 77, C5) mit einer zweiten Eigenkapazität, wobei das Verhältnis von erster Eigenkapazität zu zweiter Eigenkapazität bei der

wi Übertragung des ersten Signals vom Eingangs-Zweigstromkreis zum ersten Ausgangs-Zweigstromkreis für die Informationskomponente eine Multiplikation liefert, sowie durch einen am Eingangsknotenpunkt (Λ/3) des ersten Ausgangs-Zweigstromkreises angeschlossenen

^h"> zweiten Eingangs-Zweigstromkreis (72, 74. Λ/2, C2. C4) mit einer dritten Eigenkapazität, wobei die Summe der ersten und dritten Eigenkapazität gleich der zweiten Eigenkapazität ist. und an dessen Eingangsknotenpunkt