DE3139800C2

DE3139800C2 - Analog-Digital-Umsetzer mit Kompensation der Driftstörung

Info

Publication number: DE3139800C2
Application number: DE3139800A
Authority: DE
Inventors: Stephanus Johannes Eindhoven Hogeland
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-10-08
Filing date: 1981-10-07
Publication date: 1985-09-12
Also published as: NL8005549A; DE3139800A1; GB2085683A; FR2491700B1; SE451523B; JPS5795722A; JPS6218095B2; IT8124334A0; FR2491700A1; GB2085683B; SE8105853L; CA1182923A; IT1194099B

Abstract

Beim Digitalisieren eines periodischen Signals mit gleichbleibendem Mittelwert (z.B. EKG-Signal), kann es bei nicht idealen Deltamodulatoren vorkommen, daß der Mittelwert des digitalisierten Ausgangssignals driftet. Diese Drift wird durch ein dem Deltamodulator nachgeschaltetes digitales Hochpaßfilter beseitigt.

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Hauptanspruches. Eine derartige Anordnung kann beispielsweise dazu verwendet werden, ein EKG-Signal für Weiterverarbeitung zu digitalisieren. Ein EKG-Signal ist ein mehr oder weniger periodisches Signal, dessen Mittelwert gleich Null oder gleich einem (konstanten) Kontaktpotential ist, das zwischen den Elektroden und der Haut eines Patienten auftritt. Es zeigt sich jetzt, daß durch Ungenauigkeiten im Deltamodulator diesem Signal Störsignale hinzugefügt werden, die selbstverständlich für die Weiterverarbeitung störend wirken. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese störenden Signale unter Beibehaltung der Nutzinformationen zu beseitigen.

Ausgehend von einem Analog-Digital-Umsetzer der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Hauptanspruches angegebenen Maßnahmen gelöst.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die Störsignale, die der Deltamodulator auslöst, einen kontinuierlichen und langsam abfallenden oder ansteigenden Charakter haben, so daß sie mit Hilfe eines Hochpaßfilters von einem EKG-Signal getrennt werden können, das außerdem unwichtigen Kontaktpotentia! nahezu keine sehr niederfrequenten Komponenten enthält.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Anordnung,
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines in der Schaltung nach Fig. 1 zu benutzenden Deltamodulators,

Fig. 3 ein Prinzipschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines in der Schaltung nach Fig. 1 zu benutzenden anpassungsfähigen Hochpaßfilters.

Die in F i g. 1 dargestellte Anordnung enthält einen Eingang 1, über den ein EKG-Signal einem Deltamodulator 3 zugeführt werden kann. Der Ausgang dieses Deltamodulators ist über einen Trenntransformator 4 mit einem Zweirichtungszähler 5 verbunden, der selbst mit einem adaptiven Hochpaßfilter 7 verbunden ist, dessen Ausgangssignal dem Ausgang 9 der Anordnung zugeführt wird. Der Deltamodulator 3 und der Zähler 5 werden von einem Taktgeber 11 gesteuert. Das am Ausgang 9 erscheinende digitalisierte EKG-Signal kann für Weiterverarbeitung an eine Recheneinheit 13 gelangen, beispielsweise an einen Mikroprozessor.

In F i g. 2 ist ein Ausfuhrungsbeispiel des Deltamodulators 3 mit weiteren Einzelheiten dargestellt. Er enthält ί 45 einen ersten Eingang 15, dem das aus dem Eingang 1 herrührende analoge EKG-Signal zugeführt wird, und einen zweiten Eingang 17, an den eine Referenzspannung gelangt. Der erste Eingang 15 ist über einen ersten Verstärker 19, der beispielsweise eine zehnfache Verstärkung hat, mit dem ersten Eingang 20 eines !Comparators 21 verbunden. Der zweite Eingang 17 ist über einen zweiten Verstärker 23 mit einer Elektrode eines Kondensators 25 verbunden, dessen andere Elektrode an den zweiten Eingang 26 des Komparators 21 angeschlossen ist. Der Ausgang des Komparators 21 ist mit dem D-Eingang eines bistabilen Elementes 27 (Flip-Flop) verbunden, dessen C-Eingang 29 an den in Fig. 1 dargestellten Taktgeber 11 angeschlossen ist. Der Ausgang Q des bistabilen Elementes 27 steuert einen Elektronikschalter 21 und bildet den Ausgang 33 des Deltamodulators. Der Elektronikschalter 31 enthält zwei Schalteinheiten 35 bzw. 37, von denen die erste die mit dem Komparator 21 verbundene Elektrode des Kondensators 25 nach Bedarf mit einer positiven Stromquelle 39 oder einer negativen Stromquelle 41 verbinden kann, während die zweite Schalteinheit gleichzeitig die andere Elektrode des Kondensators mit einer negativen Stromquelle 43 oder einer positiven Stromquelle 45 verbindet.

Die Wirkung dieser Schaltung ist wie folgt: Wenn der momentane Wert des verstärkten EKG-Signals am ersten Eingang 20 des Komparators 21 die Spannung am zweiten Eingang 26 des Komparators unterschreitet, führt der Ausgang des Komparators und somit der D-Eingang des bistabilen Elementes 27 eine logische 1. H icr- !| 60 durch führt beim Erscheinen des nächsten Impulses aus dem Taktgeber 11 am C-Eingang des bistabilen Elementes 27 sein Ausgang Q ebenfalls eine logische 1, wodurch der Schalter 31 in die dargestellte Stellung gebracht wird. Dadurch wird während einer kurzen, vom Taktgeber 11 bestimmten Zeitraums t der Kondensator 25 mit der Stromquelle 39 verbunden, die einen Strom /„ dem Kondensator liefert, wodurch er um einen Betrag ί,,ι auf- : geladen wird, so daß die Spannung am zweiten Eingang 26 des Komparators 21 der Spannung am ersten Eingang 20 näherkommt. Gleichzeitig wird die andere Elektrode des Kondensators 25 mit der negativen Stromquelle 43 ; verbunden, die ein Ladungspaket l'„ · ι ableitet, um eine Störung der Referenzspannung durch das von der Stromquelle 39 gelieferte Ladungspaket l„i zu vermeiden.

Wenn die Spannung am ersten Eingang 20 des Komparators 21 niedriger als die am zweiten Eingang 26 ist, erscheint am D-Eingang des bistabilen Elements 27 eine logische 0, die beim nächsten Impuls aus dem Taktgeber über den Ausgang Q den Schalter 31 in die andere Stellung bringt, so daß dabei während eines Zeitraums t der Kondensator 25 mit der negativen Stromquelle 41 und um einen Betrag I_L · t entladen wird. Zum Ausgleich führt die positive Stromquelle 45 wiederum eine Ladung l'_L ■ t der anderen Elektrode des Kondensators zu Aus obiger Beschreibung wird klar, daß nach einigen Perioden des Taktgebers 11 die Spannung an den beiden Eingängen 20 und 26 des Komparators 21 gleich ist. Danach bedeutet jeder Anstieg des EKG-Signals daß eine Anzahl logischer Einsen dem Ausgang 33, und jeder Abfall, daß eine Anzahl logischer Nullen zugeführt wird Aus der am Ausgang erscheinenden Reihe logischer Einsen und Nullen ist daher zu jedem Zsitpunkt der Wert des EKG-Signals rekonstruierbar.

In der Praxis zeigt es sich jedoch, daß die obige Begründung nur annähernd richtig ist, weil einerseits die beiden Stromquellen 39 und 41 einander nicht genau gleich sind und zum anderen der Eingang 26 des Komparators 21 einen endlichen Eingangswiderstand besitzt, so daß hierdurch ein kleiner Strom I_B durch den Kondensator 25 fließt. Die hat zur Folge, daß, wenn sich der Kondensator 25 in einer Anzahl von Perioden des Taktgebers 11 auflädt und anschließend in der gleichen Anzahl von Perioden entlädt, die Spannung am zweiten Eingang 26 des Komparators 21 nicht auf den ursprünglichen Wert zurückgekehrt ist. Umgekehrt erzeugt also ein Signal am ersten Eingang 20, der ab einem bestimmten Wert zunächst ansteigt und dann auf seinen ursprünglichen Wert abfällt, am Ausgang 33 ungleiche Anzahlen von Nullen und Einsen. Dies kommt deutlich zum Ausdruck im digitalisierten Signal als eine dem Signal überlagerte, stetig ansteigende oder absinkende Spannung

Es folgt jetzt eine Erläuterung anhand einer Berechnung. Angenommen sei, daß der Leckstrom zumKomparator, wie oben angegeben, gleich I_B ist und die Stromquellen 39 kund 41 einander nicht genau gleich sind, so daß

I₁₁=I+öl ₍₁₎

''■ ⁼ ^l ~ ^δ' (2)

In der dargestellten Stellung des Schalters 31 ist der Strom zum Kondensator 25 gleich:

K= In- Ib=I + öl - I₈=I -AI ₍₃₎

Hierin ist:

Ih ~ öl = AI ₍₄₎

In der anderen Stellung des Schalters 31 ist der Strom des Kondensators 25 gleich:

Ij=Ii. + Ib= I -öl + I₈= I + AI ₍₅₎

Die Gleichungen (3) und (5) ergeben, daß der Auflade- und Entladevorgang mit den ungleichen Stromquellen /„ und I₀ beschrieben werden kann, die um einen Betrag A I niedriger bzw. höher sind als eine ideale Stromquelle /.

Wenn jeweils während einer festen Anzahl (n) von Taktperioden die Periodenzahl n_u, in der /„ eingeschaltet ist und die Periodenzahl n_d, in der I_d eingeschaltet ist, gezählt wird (wobei n_u die Anzahl von Einsen und n_d die Anzahl von Nullen am Ausgang 33 darstellt und η = n_u + n_d), ergibt sich daraus der Spannungsanstieg A V am

Kondensator 25:

Δ V = fl„ · I₁₁ - n_d ■ I_d = (n_u - n_d) ■ I - (n_u + n_d) ■ A I (6)

Da n„ + n_d = η konstant ist, gilt folgendes:

Δ V = - („_u - n_d) ■ I + C ₍₇₎

worin

C = η A I _{(8) 5S}

Wenn in einem bestimmten Zeitintervall mit einer Länge von η Taktperioden das Signal am ersten Eingang 20 des Komparators 21 um einen Betrag A S ansteigt, ist der Spannungsanstieg A V am Kondensator 25 gleich A S so daß folgendes gilt: '

Δ S = - (n„ - n_d) ■ I + C (9)

Es folgt daraus:

Wenn der Mittelwert des am Eingang 15 erscheinenden Signals konstant ist, muß der Mittelwert von A S über längere Zeit gleich 0 sein. Aus (10) folgt jedoch, daß der Wert n_u - n_d stetig ansteigt oder abfällt bei fortschreitender Zeit. Das bedeutet, daß die am Ausgang 33 erscheinende Impulsfolge ein Signal darstellt, das aus dem Signal am Eingang 15 und aus einem stetig ansteigenden oder abfallenden Signal aufgebaut ist. Der Wert am Ausgang des Zweirichtungszählers 5 (F i g. 1) wird also im Mittel immer ansteigen. Das Hochpaßfilter 7 dient zum Rückführen dieses Mittelwertes auf einen konstanten Betrag, so daß am Ausgang 9 ein digitales Signal erscheint, das eine genaue Wiedergabe des am Eingang 1 ankommenden analogen Signals ist.

Ein Ausführungsbeispiel des Hochpaßfilters 7 ist in Fig. 3 dargestellt. Es hat einen Eingang 47, an den das aus dem Zweirichtungszähler 5 herrührende Signal S(t) gelangt. Dieser Eingang ist an einen positiven Eingang

ίο eines ersten Addierers 49 angeschlossen, dessen Ausgang einerseits mit dem Ausgang 9 der Anordnung und zum anderen mit einem Abschwächer 51 verbunden ist, der mit dem Faktor a < 1 multipliziert. Der Abschwächerausgang ist mit einem ersten positiven Eingang eines zweiten Addierers 53 verbunden, dessen Ausgang an ein Verzögerungselement 55 mit einer Verzögerungszeit A T angeschlossen ist. Der Ausgang dieses Verzögerungselementes ist einerseits an einen negativen Eingang des ersten Addierers 49 und zum anderen an einen

Ί5 zweiten positiven Eingang des zweiten Addierers 53 angeschlossen.

Die Wirkung dieser Schaltung ist wie folgt: Zum Zeitpunkt T + A Γ erscheint ein digitales Signal S(T+ A T) am Eingang 47. Dieses Signal wird im ersten Addierer um das Signal S (T) herabgesetzt, das der fortschreitende Mittelwert zum Zeitpunkt T des schwankenden Signals S(T) ist. Das Signal S(T +AT)-S(T) wird im Abschwächer 51_mit α multipliziert und das daraus entstehende Signal a{_S(T +AT)-S(T)) wird im zweiten

Addierer 53 um S(T) vergrößert. Das auf diese Weise entstandene Signal S(T) + a [S(T +AT)-S(T)) wird im Verzögerungselement 55 um einen Zeitraum A T verzögert. Das Signal, das zum Zeitpunkt T + A T das Verzögerungselement verläßt, ist also das Signal, das zum Zeitpunkt T in diesem Verzögerungselemcnt ankam, und ist gleich:

S(T -A T) + a{S(T)-S(T -A T)) = (1 - a) S(T - A T) + a S(T) = S(T).

Denn der fortschreitende Mittelwert zum Zeitpunkt T ist eine Kombination des »früheren« fortschreitenden Mittelwertes zum Zeitpunkt T-AT und des Momentanwertes des Signals S(t) zum Zeitpunkt T, wobei beide Komponenten mit je einem Gewichtsfaktor multipliziert werden müssen, deren Summe gleich 1 ist.

Der fortschreitende Mittelwert eines Signals mit einem Mittelwert Null ist nahezu gleich Null, während der fortschreitende Mittelwert eines zeitlich linear ansteigenden Signals gleich dem Momentanwert dieses Signals, verringert um einen konstanten Betrag, ist. Wenn also das Signal S(t) am Eingang 47 aus einer Kombination eines variablen Signals mit dem Mittelwert gleich Null und eines linear ansteigenden Signals aufgebaut ist, ist das Signal S(t) - S (t - A T) am Ausgang 9 gleich dem variablen Signal mit dem konstanten Mittelwert von Null.

Im beschriebenen Beispiel ist das Hochpaßfilter als eine Kombination zweier Addierer, eines Abschwächers und eines Verzögerungselementes ausgeführt. Es ist klar, daß die damit am Signal durchzuführenden mathematischen Bearbeitungen auch von einer geeigneten programmierten Recheneinheit, beispielsweise dem Mikroprozessor 13, durchgeführt werden können.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Analog-Digital-Umsetzer mit einer nachgeschalteten Korrekturschaltung zur Kompensation von in dem Umsetzer entstehenden Driftstörungen, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung (7) als ein digitales Hochpaßölter ausgebildet ist, das das Ausgangssignal [S (t)] des Analog-Digital-Umsetzers (3,4,

5) um den fortlaufend gemittelten Wert [S(t-A T)] dieses Signals herabsetzt

2. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet^ daß die Korrekturschaltung (7) einen ersten Addierer (49), einen Abschwächer (51), einen zweiten Addierer (53) und ein Verzögerungselement (55) aufweist, daß der Eingang (47) der Korrekturschaltung (7) an einem positiven Eingang des ersten Addierers (49) angeschlossen ist, dessen Ausgang einerseits mit dam Ausgang (9) der Korrekturschaltung (7) und andererseits mit dem Abschwächer (51) verbunden ist, der mit dem Faktor α multipliziert, wobei a < 1, und daß der Abschwächerausgang mit einem ersten positiven Eingang des zweiten Addierers (53) verbunden ist, dessen Ausgang an das Verzögerungselement (55) angeschlossen ist, dessen Ausgang einerseits an einen negativen Eingang des ersten Addierers (49) und andererseits an einen zweiten positiven Eingang des zweiten Addierers angeschlossen ist.