DE2655508C3

DE2655508C3 - Analogfiltersysteme

Info

Publication number: DE2655508C3
Application number: DE2655508A
Authority: DE
Inventors: Tadayuki Matsuo; Takashi Musashino Tokio Sakurai; Miyagi Sendai; Koro Takahshi
Original assignee: FUKUDA DENSHI Co Ltd TOKIO
Current assignee: FUKUDA DENSHI Co Ltd TOKIO
Priority date: 1975-12-11
Filing date: 1976-12-08
Publication date: 1980-01-17
Also published as: GB1556512A; US4096576A; JPS5271960A; JPS5541053B2; DE2655508A1; DE2655508B2

Description

Die Erfindung betrifft eine Analog-Filter-Vorrichtung zur verzerrungsfreien Übertragung eines elektrischen Analogsignals mit mindestens einem mit einer Übertragungsfunktion eines Hoch- oder Tiefpaßfilters behafteten Analogfilter, das mit der Analog-Signal-Eingangsklemme der Vorrichtung verbunden ist.

Der Bezugspegel von analogen impulswellenförmigen Signalen, die z. B. den Verlauf von biologischen Signalen wiedergeben, kann auswandern. Dies gilt zum Beispiel für Kardiogramm-Kurven. Dies führt zu Schwierigkeiten beim Aufzeichnen, Wiedergeben oder Verarbeiten des Kardiogramms. Es ist also notwendig, solche Fluktuationen auszuschalten.

In solchen Fällen schwimmt die Bezugslinie hauptsächlich wegen der Polarisationsspannung der Induktionselektrode. Die wirksamste Lösung für die Stabilisierung der Bezugslinie läge darin, die Polarisationsspannung zu eliminieren. Bislang sind jedoch keine wirksamen Lösungen bekannt. Eine aus d=r DE-OS 25 22 026 bekannte Schaltung zur Eliminierung eines einem Wechselsignal überlagerten Gleichspannung durch Subtraktion eines durch Mittelung der Extremamplituden des Eingangssignals ermittelten Wertes der Gleichspannung vom Eingangssignal ist für die genannten Fälle deshalb nicht geeignet, weil diese Schaltung nur dann befriedigend arbeitet, wenn der Wechselsignalanteil eine solche Wellenform hat, daß die auf dem mittleren WechseJsignalpegel bezogenen positiven und negativen Spannungszeitflächen gleich sind, was aber insbesondere bei biologischen Signalen in den allermeisten Fällen nicht gegeben ist.

Für elektrische Schaltungen hat man verschiedene Gegenmaßnahmen zur Stabilisierung der Bezugslinie vorgeschlagen. Darunter sind auch Vorschläge, die Driftkomponente durch Analogfilter auszuschalten, sowie ein Verfahren, bei dem die Driftkomponente durch ein Analogfilter ermittelt wird und dann die Driftkomponente vom ursprünglichen Signal abgezogen wird. Wenn jedoch ein Signal durch ein Analogfilter läuft, dann wird die Phase des Signals stark verzerrt wegen der Phasenverschiebung des Filters. Dies kommt insbesondere von der schnell zunehmenden Phasenverschiebung in der Nähe der Grenzfrequenz. Es ist daher schwierig, eine stabile Bezugslinie zu erhalten. Zwar wurde in Verbindung mit einem elektronischen Rechner auch schon ein als logische Schaltung ausgebildetes Filter verwendet, um die Phasenverzerrung zu eliminieren. Dieses Verfahren ist jedoch nicht nur teuer, vielmehr erfordert es auch eine große Anzahl von Multiplikations-Afbeitsgängen für jeden Punkt, damit eine lange Arbeitszeit insbesondere in der Nähe der unteren Grenzfrequenzen, so daß es schwierig ist, Echtzeitverarbeitungen mit einem Kleinrechner durchzuführen.

Da jedoch in vielen Anwendungsfällen die biologischen Signale durch einen elektronischen Rechner verarbeitet werden, sollte man ein Analogfilter haben, der es gestattet, das Analogsignal kontinuierlich auf Echtzeitbasis zu verarbeiten.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Analog-Filter-Vorrichtung anzugeben, mit der man in der Lage ist, auf billige und einfache Weise die Basislinie des Analog-Signals zu stabilisieren, insbesondere eine Analog-Filter-Vorrichtung, die es ermöglicht. Analogsignale ohne jede Phasenverzerrung auf Echtzeitbasis verarbeiten zu können.

Erfindung.sgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß an den Ausgang des Analogfilters ein Analog/Digital-Wandler angeschlossen ist, dessen Digitalausgangssignal das Eingangssignal eines N-Wort-Schieberegi-

sters ist, an dessen Eingang nach einem jeweils (N- I) Verschiebetaktimpulse umfassenden Zeitintervall über eine durch den (N- l)-ten Taktimpuls gesteuerte erste Schaltvorrichtung das Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers und während der vorhergehenden (N- 2) und nachfolgenden (N- 2) Verschiebetaktimpulse das Ausgangssignai des Schieberegisters selbst anliegt, und daß die Ausgangssignale des Schieberegisters die Eingangssignale eines Digital/Analog-Wandlers sind, dessen Analog-Ausgangssignal über ein zweites Analog-Filter, das eine im Vergleich zu dem Analogfilter iV-mal höhere Grenzfrequenz, ansonsten aber dieselben Übertragungsfunktion^! H(s)we das erste Analogfilter aufweist, einer zweiten Schaltvorrichtung zugeführt ist, die nur auf den jeweils (N- 2)-tcn Verschiebetaktimpuls den Signaldurchgang zum Ausgang der Vorrichtung vermiuelt, ansonsten aber den Signaldurchgang von dem zweiten Analogfilter zum Ausgang der Vorrichtung unterbrochen hält

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nunmehr beschrieben. In der Zeichnung zeigen

Fig. la—Id Kurvendiagramme, die den Zusammenhang zwischen der Signalübertragungseigenschaft und der Kurvenverzerrung eines vorbekannten Analogfüters zeigen,

Fig. 2 ein Bode-Diagramm einer Analogfiltervorrichtung nach der Erfindung,

Fig.3a und 3b die Impuls-Filterkurven der Übertragungsfunktion der Anaiogfiltervorrichtung gemäß der Erfindung sowie das Eingangssignal,

Fig.4 ein Kurvendiagramm, welches die Kurvenverzerrung eines vorbekannten analogen Hochpaßfilters mit einem erfindungsgemäßen analogen Hochpaßfilter vergleicht,

Fig.5 ein Blockschaltbild des Grundaufbaus eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig.6 eine Darstellung zur Erklärung der Operationen der Zeitachseninvertierung und Zeitachsenrevertierung,

F i g. 7 bis 10 Einzelheiten der Schaltung, die in F i g. 4 verwendet werden, wobei F i g. 7 ein erstes Filter und einen Analog/Digital-Wandler, Fig.8 eine Verzögerungsvorrichtung (digitaler Speicher) und einen Digital/ Analog-Wandler, Fig.9 ein zweites Filter und eine Tast- und Halteschaltung zeigt, und Fig. 10 einen Oszillator, einen Zähler und eine Treiberstufe zeigt,

Fig. 11 a die gegenseitige Verdrahtung der Schaltung nach Fig. 7 bis 10,

Fig. lib die Symbole, welche in den Schaltungen nach F i g. 7 bis 10 verwendet werden,

Fig. 12 eine Schaltung mit den wesentlichen Elementen des Digital/Analog-Wandlers nach F i g. 7,

Fig. 13 eine Schaltung, die genauer die Verdrahtung der Torschaltung nach F i g. 8 angibt,

Fig. 14a und 14b Kurvenformen, mit denen man die Ausgangskurven des Digital/Analog-Wandlers nach F i g. 8 erklären kann,

Fig. 15 eine Schaltung, anhand der man die Arbeitsweise des Zählers nach Fig. 10 erläutern kann,

F i g. 16 Impulszüge, anhand derer man die Wirkungsweise der Treiberstufe nach Fig. 10 erklären kann,

F i g. 17a bis 17g Kurvenzüge, die den Zusammenhang zwischen den Ausgangsgrößen des Digital/Analog-Wandlers als auch der Tast- und Halteschaltung, sowie verschiedene Taktimpulse zeigen,

Fig. 18 bis 18f Auspangsspannungen, die man erhält, wenn man ein Analogsignal das eine Mal durch einen vorbekannten analogen Filter und das andere Mal durch die erfindungsgemüße phasenverzerrungsfreie Anaiogfiltervorrichtung schickt,

Fig. 19a bis 19d Kurven, welche die Größe der Verzerrung des Ausgangssignals für solche Fälle zeigen, in denen ein Kardiogramm als Eingangssignal verwendet wird.

Gemäß Fig. 2 kann die Kurvenverzerrung, welche ein Signal beim Passieren einer linearen Schaltung, wie z. B. eines konventionellen Analogfilters, erleidet, im allgemeinen in Amplitudenverzerrung und Phcsenverzerrung eingeteilt werden.

Man legt gemäß Fig. la ein Rechtecksignal an. Fig. Ib zeigt den Fall, bei dem der Verstärkungsfaktor C konstant ist und eine bestimmte Phasenverschiebung auftritt. Fig. Ic zeigt einen idealen Fall, bei dem der Verstärkungsfaktor für niedere Frequenzen kleiner wird, aber die Phase des Signals konstant bleibt. Fig. Id zeigt eine übliche lineare Übertragungsfunktion, wie sie charakteristisch für übliche linear« Analogfilter ist. Dementsprechend erleidet das Signal eine Phasen- und Amplituden verzerrung.

Die phasenverzerrungsfreie Analog-Filter-Vorrichtung nach der Erfindung hat eine Charakteristik, wie sie durch die ausgezogene gekrümmte Kurve (Verstärkung^ und die ausgezogene gerade Linie (Phase) gekennzeichnet ist, wie dies das Bode-Diagramm in F i g. 2 zeigt. Dementsprechend wird ein durch das Analogfiltersystem geschicktes Signal im niederen Frequenzbereich keine Phasenverzerrung erleiden und unterscheidet sich damit von den bekannten Analogfiltern, die mit der gestrichelten Linie in Fig.2 charakterisiert sind.

Um phasenverzerrungsfreie Analogfiltervorrichtungen bauen zu können, für die man Analogfilter verwendet, die jeweils eine Übertragungsfunktion H(S) haben, wobei S den Laplace-Operator darstellt, ist es notwendig, die Analogfilter so zusammenzusetzen, daß die dadurch synthetisierte Übertragungsfunktion des Analogfilters eine gerade Funktion ist. Wie folgt gibt es zwei Synthese-Verfahren:

Wm (S) = W (S) · W (- S)

Die Gleichung (1) bedeutet, daß das Impulsverhalten h(t)azr Übertragungsfunktion H(S)\m Hinblick auf den Zeitpunkt / einer Verknüpfung mit dem Signal ί(τ) unterworfen ist, wie dies F i g. 3a zeigt. Solche Übertragungsfunk'ionen Ha(S) werden im folgenden durch »Synthese eines additiven Typs« charakterisier*.

Ist F(S) das Eingangssignal und H(S) die Übertragungsfunktion eines Analogfilters, dann ist das Ausgangssignal F'(S) des Analogfilters gegeben durch;

F' (S) = F (S) W (S).

Wenn man die Zeitachse des Ausgangssignais F'(S), d. h. seinen zeitlichen Verlauf invertiert, und das Signal wiederum durch ein anderes Analogfilter laufen läßt, das die gleichen Übertragungseigenschaften H(S) hat, dann erhält man für Ausgangssignal F"(S) des letzteren Filters

F" (S) = F'(-S)-HiS)

Wenn man die Zeitachse des Ausgangssignals /'"(S) wieder reverticrl, dann ist das endgültige Ausgangssignal F'"£S7gegeben durch die Beziehung:

F'" (S) = FiS)- HiS)- H( - s).

(5)

Die Gesamtübertragungsfunktion ist dann gleich derjenigen,die in Gleichung (2) angegeben ist.

Das Impulsverhalten h(r) des Signals und die Verknüpfung mit dem Zeitablauf des Signals f(r) ist für κι diesen Fall in F-*ig. 3b gezeigt. F.ine solche Hw(S) wird nachfolgend durch »Synthese vom Produkttyp« charakteiisiert. Um das l'hasenvcrhalteti zu untersuchen, setzen wir:

Dann erhalten wir.

(6)

Im Falle des additiven Typs erhalten wir als synthetisierte Übertragungsfunktion Ηα(ω)ς\η<ϊ gerade Funktion, welche ausgedrückt wird durch:

I cos «(.·

(7)

Im Falle des Produkttyps erhalten wir eine syntheti- in sehe gerade Funktion, welche ausgedrückt wird durch:

(8)

Wie man diesen Gleichungen entnehmen kann, ändert sich für Ηα{ω) das Wortzeichen und der Betrag der Amplitude von H[cn) nach dem Kosinusgesetz. Es ist jedoch kein Ausdruck ei⁶I") vorhanden, so daß keine Phasenverschiebung eintritt. Andererseits hat Hmit,t) stets einen positiven Wert und die Einwirkung der Phase von Η(ω) wird eliminiert.

Im Falle von Ha(S) hat die Phase von Η[οή einen Einfluß auf das Vorzeichen und den Betrag von Ha(ü)). Dies bedeutet, daß Ha(S)einen Nulldurchgang hat, nicht aber Hm(S). Auch wenn H(S)e\ne beliebige Funktion ist, kann man dennoch die Filtervorrichtung frei von irgendwelchen Phasenverzerrungen machen. Mit anderen Worten: D^;e Filtervorrichtung kann ein Tiefpaßfilter oder ein Bandpaßfiiter sein.

Fig.4 zeigt Beispiele von Signalverzerrungen einer halben Sinuswelle, die man erhält, wenn man ein quadratisches Hochpaßfilter verwendet, dessen Grenzfrequenz ω_σ ist und dessen Übertragungsfunktinon H(S) speziell gegeben ist durch:

H(S) =

(9)

60

wobei im einen Fai! eine Filtervorrichtung verwendet ist, die eine additive Übertragungsfunktion Ha(S) hat, welche durch solche quadratischen H(S)-F\\\er gemäß Gleichung (1) synthetisiert ist, und im anderen Fall eine Filtervorrichtung, die eine Produktöbertragungsfunktion Hm(S) hat, welche durch solche quadratischen H(S)-F\htT jjemäß der Gleichung (2) synthetisiert wird Der Verzerrungsatiteil wird durch den Wert h/n dargestellt, der links in der F i g. 4 dargestellt ist.

Aus F i g. 4 geht klar hervor, daß die Verzerrung (der Amplitude) einer Filtervorrichtung mit der Übertragungsfunktion Hm(S) kleiner ist als einer solchen mit der Übertragungsfunktion Ha(S)₁ daß aber diese Verzerrungen beträchtlich kleiner sind als diejenigen eines konventionellen Analogfilters und daß dies generell zutrifft.

Der Aufbau einer phasenverzerrungsfreien Analog-Filter-Vorrichtung nach der Erfindung kann verschiedene Formen haben. Der Aufbau einer Filtervorrichtung vom Produkttyp ist relativ einfach, weil die Synthese der Übertragungsfunktion vom Produkttyp durch Hintereinanderschaltung zweier Filter gemacht werden kann, die jeweils dieselbe Übertragungsfunktion //(.Schaben.

Wie in F i g. 5 gezeigt ist, kann eine Phasenverzerrungsfreie Analogfiltervorrichtung vom Produkttyp aufgebaut werden, indem man die lolgenden Vorrichtungen hintereinanderschaltet: ein I ilter I vom linearen Typ, einen Digital/Analog-Wandler, ein N-Wort-Schieberegister, dessen Inhalt durch einen Taktimpuls einer Taktschaltung verschoben wird, eine Verzögerungsvorrichtung mit einer Schaltvorrichtung S\. die durch einen (/V-1)-ten Taktimpuls geschaltet wird, einen Digital/ Analog-Wandler, ein lineares Filter 2 und eine Tast- und Halteschaltung, die eine Schaltvorrichtung 52 umfaßt, welct.sr durch einen (A/-2)-ten Taktimpuls der Taktschaltung geschaltet wird und einen Kondensator. Ein Eingangssignal soll nun die Form von F(S)haben und die Übertragungsfunktion der Filtei I und 2 soll durch H(S) beschrieben sein (vorausgesetzt, daß das Filter 2 verglichen mit dem Filter 1 eine /V-fache Frequenzcharakteristik hat), dann wird das Signal in den unterschiedlichen Bereichen der Schaltung durch die Gleichungen gemäß F i g. 5 dargestellt.

Im einzelnen wird das Eingangssignal F(S). welches durch das Filter 1 mit seiner Übertragungsfunktion H(S) gegangen ist, einer Analog/Digital-Umwandlung unterworfen, und zwar synchron mit den N-Wort-Schieberegister. Die Schaltvorrichtung Si befindet sich normalerweise in einer Stellunp. in der rlpr Finuanj und rlpr Ausgang des N-Wort-Schieberegisters kurzgeschlossen sind, so daß der Inhalt des Schieberegisters umläuft oder durch den Taktimpuls verzögert wird. Jedoch wird beim N— 1-ten Taktimpuls der Schalter S\ an die Ausgangsseite des Digital/Analog-Wandlers gelegt, so daß das Analog/Digital-gewandelte Digitalsignal in das N-Wort-Schieberegister eingeschrieben wird, und zwar in einer Zeitlage, die durch den N— 1-ten Taktimpuls gegeben ist. Wie später genauer beschrieben wird, wird daher die Zeitachse des Ausgangssignals vom Schieberegister innerhalb jedes Verzögerungszeitintervalls umgekehrt. Danach wird das Ausgangssignal des Schieberegisters einer Digital/Analog-Wandlung unterworfen.

Nachdem die Dauer des Digital/Analog-gewandelten Ausgangssignals um den Faktor Nverkürzt ist, wobei N das Bit des Schieberegisters darstellt, geht das Ausgangssignal dann durch das zweite Filter 2, das dieselber? Übertragungseigenschaften hat wie das erste Filter 1, mit Ausnahme dessen, daß seine Grenzfrequenz N und höher ist als diejenige des Filters 1. Das Ausgangssignal des Filters 1 ist dann phasenverzerrungsfrei, weil die Gesamtübertragungsfunktion der hintereinandergeschalteten Filter 1 und 2 eine gerade Funktion ist. wenn die Übertragungsfunktionen der Einzelfilter 1 und 2 im angegebenen Sinne dieselben

sind. Obwohl die /.eiuiclise des Ausgangssigmils des Fillers 2 invertiert ist und die Dauer des Ausgangssiginils gemäß F i g. 6 auf den (N- l)-ten Teil der Dauer des ursprünglichen Analog-Eingangs-Sigmtls zusammengedrängt worden ist. so kann man doch ein Ausgangssignal erhalten, welches das gleiche ist wie das Analog-Eingangssignal für die Filtervorrichtung, sofern das Av.-igangssignal des Filters 2 abgetastet und gcmäli dem Takt des (N-2)-ten Taktimpuls gehalten wird. Eingangs- und Ausgangssignal unterscheiden sich jedoch insofern, als das Ausgangssignal in bezug auf das Eingangssignal durch ein Intervall verzögert wird, währenddessen das Signal im Register gespeichert war.

Da das Verständnis der Umkehrung der Zeitachse und die Wiederherstellung in den Originalzusland des Eingangssignals schwierig ist. wird dies genau anhand der I i g. 6 betrachtet.

Daten, welche in einem !J-ßit-Schiebercgistcr gcspeirhcri werden spien in Her RpihrnfnliJP ihrer Finsncichcrung mit I. 2, 3. 4 bezeichnet, wobei man mit dem als erstem eingegebenen Bit anfängt und die vorher gespeicherte Information mit 0 (Null) bezeichnet. Wenn die Schaltvorrichtung S₁ zur Seite des Digital/Analog-Wandlers geschaltet wird, und zwar beim Auftreten des (N-l)-tcn (=4tcn) Taktimpuls zwecks Einschreiben der Information in das Schieberegister, so werden für diesen Fall die Inhalte des Schieberegisters zu den Zeiten (/V — 1),. (N-I)₂. (N-I)) durch Fig. 6a dargestellt. Das Schieberegister erzeugt ein Ausgangssignal. das durch den Taktimpuls verschoben ist. welcher von der Taktgcbersehaltung kommt, unabhängig von der Tatsache, ob die Schaltvorrichtung S\ an der Registerscitc anliegt, um dessen Inhalt zum Zirkulieren zu veranlassen, oder ob die Schaltvorrichtung Si zur Analog/Digital-Wandlerseite durchverbindet, um die Information in das Schieberegister einzuschreiben. Es wird daher gemäß Fig. 6b durch das Schieberegister eine Anzahl von Daten erzeugt, welche Anzahl auf der Echtzeitbasis (so wie die Echtzeit verstreicht) weiterläuft von 0(0) bis 2(2). und zwar im Einklang mit dem Inhalt des Schieberegisters, welches in Fi g. 6a gezeigt ist. Demgemäß ist natürlich 0 die älteste Ausgangsinformation und 2 ist die neueste Ausgangsintormation. im Hinblick auf ein Ausgangssignal eines Verzögerungsintervalls, zum Beispiel das Ausgangssignal 4321 innerhalb des Verzögerungszeitintervalls 5 ist aber, wie leicht anhand des Verstreichens der soeben erwähnten Echtzeit verständlich ist, 4 die älteste Information und 1 ist die neueste Information in diesem Zeitintervall. Man erhält also ein Ergebnis, wie wenn die Information in der Reihenfolge 4. 3, 2 und 1 geschrieben worden wäre. In Wirklichkeit wurden jedoch die Daten in das Schieberegister in der Reihenfolge 1,2,3 und 4 eingeschrieben, so daß verständlich ist, warum die Zeitachse innerhalb dieses Verzögerungsintervalls im Hinblick auf die zeitliche Reihenfolge der Daten invertiert worden ist. Das gleiche gilt für die Ausgangsinformation innerhalb aller anderen Verzögerungsintervalle, und das Schieberegister erzeugt damit Ausgangssignale, deren Zeitachse invertiert ist und Diskontinuitätsstellen gemäß der Periode des [N- l)-ten Taktimpulses hat. Es sei nun beispielsweise das Ausgangssignal »1« unter den verschiedenen Daten aus Fig.6b betrachtet. Diese »1« wird zuerst innerhalb des Verzögerungsintervalls 2 erzeugt, danach innerhalb des Verzögerungsintervalls 3, und zwar zu einem späteren, durch die Bitzah! N ( = 5) des Schieberegisters bestimmten Zeitpunkt und dann aufeinanderfolgend innerhalb der Verzögerungsintervalle 4 und 5 erzeugt. Auf diese Art und Weise wird die Dauer des Eingangssignals »I« auf der Ausgangsseitc des Schieberegisters um den Paktor N verkürzt. Dies gilt auch für die anderen Daten »2«. »3«. »4«.... Aus diesem Grund ist es notwendig, die Grenzfrequenz des zweiten Filters 2 so zu legen, daß sie das /V-fachc derjenigen des ersten Filters I ist. (Wie man anhand der I· i g. 6 unmittelbar erkennt, ist der Verkürzungsfaktor nur (N- I). war aber in realistischen Fällen, in denen /V sehr viel größer als 5 ist, in guter Näherung gleich N ist.)

Um das Eingangssignal, dessen Zeitachsc invertiert worden ist, wie oben beschrieben, wieder herzustellen, nachdem es durch den Analog/Digital-Wandler und das zweite Filter gelaufen ist, muß man das Ausgangssignal einer Periode von [N-2)-Takiimpulsen abtasten und halten, wie dies durch den dicken Pfeil in F i g. 6b gezeigt ist. Man erkennt,daß dann die Daten I. 2 und 3 innerhalb der Zeitintervalle 4, 5 und 6 jeweils in derselben Reihenfolge abgetastet werden, d. h.. in der sie als Eingangssignair an die Filtervorrichtung angelegt werden. Um den Einfluß des Überschwingens zu vermeiden, wenn die Diskontinuitätsstellen durch den zweiten Filter 2 laufen, ist es vorteilhaft, die Daten bei einem (N- 2)-ten Taktimpuls zu tasten und zu halten, und zwar direkt vor dem (/V-l)-ten Takt, der am weitesten hinten auf der Zeitachse liegt.

Ein Beispiel eines phasenverzerrungsfreien Analogfiltersystems nach dem Produkttyp, das in F i g. 5 gezeigt ist. wird nun anhand der Fig. 7 bis 10, UA und 1IB beschrieben.

Ein in Fig. 7 gezeigtes Filter 10 ist ein sogenanntes aktives Hochpaß-Vielfachrückkopplungs-iMFB)-Filter, das in der Eingangsstufc einen Pufferverstärker 20 hat. Als Pufferverstärker 20 für das Hochpaßfiltcr 10 verwendet man vorzugsweise einen Operationsverstärker, z. B. LM 308 H. Er wird wie gezeichnet angeschlossen. Ein Kondensator liegt quer über die Klemmen 1 und 8 des Verstärkers und verhindert Schwingungen. Ein Analog/Digital-Wandler 21 des Vergleichsfolgetyps umfaßt einen Vergleicher 22. z.B. vom Typ LM 311. einen Pufferverstärker 23, z. B. vom Typ LM 311, einen Pufferverstärker 23, z.B. vom Typ Sn 72 741, einen kombinierten bpannungsstabilisator und Angleicher 24. z.B. vom Typ SN 72 741, einen Wechsel-Gleich-Steuerungsverstärker 25, z. B. vom Typ MC 14 549CP und einen Digital/Analog-Wandler, z. B. vom Typ MC 1408 L Die Klemmen dieser Elemente werden wie in der Figur bezeichnet angeschlossen. Der Analog/Digital-Controler 25. z.B. vom Typ MC 14 549 CP führt Datensteuerungen und Speicherfunktionen aus, die notwendig sind für die sukzessive Vergleichs-Wechsel-Gieichwandlung und umfaßt ein 8-Bit-Register. Der Digital/Analog-Wandler 26, z. B. vom Typ MC 1408 L umfaßt ein Kettennetzwerk aus einer Anzahl Widerstände R und 2R und einer Anzahl von Schaltern, wie dies in Fig. 12 gezeigt ist. Hiermit kann man einen Strom erzeugen, entsprechend der Gewichtung, welche durch die Widerstände R und 2R bestimmt ist, indem man wahlweise die Schalter betätigt. Gleichzeitig wird der Wandler 26 von einer Gleichspannungs-Bezugsspannung von + 5 V versorgt, die z. B. vom kombinierten Spannungsstabilisator und Anpasser 24 stammt. Daher fließt der Strom aus dem Pufferverstärker 23 und der Strom vom D/A-Wand!er 26 zu einem gemeinsamen Verbindungspunkt 27. Daher stellt der mit einer Bezugsspannung in Gestalt des Erdpotentials versorgte C Vergleicher 22 die Widerstände R und 2R des D/A-Wandlers 26 so ein. daß das Potential am

Verbindungspunkt 27 gleich Null ist. Auf diese Art und Weise erhält man ein aus 8 Bit bestehendes binäres Signal, welches dem Analogsignal entspricht und das die am meisten signifikanten Bits (MSB) an der Klemme 4 des A/D-Steuergeräts 25 und das am wenigsten signifikante Bk (LSB) an der Klemme 12 hat. Wie in der Fig. HA gezeigt, werden die Klemmen 7 tine! 9 des A/D-Steuergeräts mit einem Taktimpuls und einem Startkommando-Impuls jeweils beaufschlagt, der von der Taktgeberschaltung stammt, und die mit einem dreieckigen und einem rautenförmigen Symbol versehenen Klemmen werden mit einer Spannung versorgt, wie sie F i g. 11 B angibt.

Wie Fig. 8 zeigt, umfaßt die Verzögerungsvorrichtung 30 ein Paar Torschaltungen 31, /.. B. des Typs 8234 und arbeiten als der Übertragungsschalter Si gemäß Fig. 5. |edes Endklemmenpaar 10 und II, 15 und 14, 1 und 2, 6 und 5 der Torschaltung 31 entsprechen einem

2 und 5

Bit, wäh

Weiterschalten verwenden werden. Die Klemmen 12, 13, 3 und 4 sind Ausgangsklemmen, die jeweils diesen Endklemmenpaaren entsprechen. Wie Fig. Π Α zeigt, ist die Klemme 9 der Torschaltung 31 so angeschlossen, daß sie nach jeweils (N-1) Taktimpulsen einen Taktimpuls aus der Taktgeberschaltung erhält. Die gegenseitige Verdrahtung der Klemmen 10, II, 12 und 9 der Torschaltung 31, die den am meisten signifikanten Bit zugeordnet sind, wird gemäß Fig. 13 durchgeführt. Die gleiche Zuordnung gilt für die gegenseitige Verdrahtung der Klemmen, die anderen Bits zugeordnet sind. Eine UND-Schaltung 32 aus Fig. 13 wird vorbereitet durch den Niedrig-Pegel des (ZV-i)-ten Taktimpuls, während die UND-Schaltung 33 durch den Hoch-Pegel des (N- l)-ten Taktimpuls vorbereitet wird. Während eines Intervalls, in dem der (N- 1 )-te Taktimpuls nicht erzeugt wird, zirkuliert daher ein Signal und wird zugleich an das Schieberegister angelegt, was von Klemme 1 nach Klemme 12 über die UND-Schaltung 32 und eine ODER-Schaltung 34 geschieht. Wenn jedoch der (N- l)-te Taktimpuls erzeugt wird, wird die UND-Schaltung 32 gesperrt, während die UND-Schaltung 33 vorbereitet wird, so daß das Ausgangssignal des A/D-Wandlers an das Schieberegister gelegt wird, und zwar über die Klemme 10, UND-Schaltung 33, ODER-Schaltung 34 und Klemme 12. Widerstände, die den Arbeitspunkt der Torschaltung 31 bestimmen, liegen zwischen der Spannungsquellenklemme ( <J> ) und den jeweiligen Ausgangsklemmen der Torschaltung 31.

Die Verzögerungsvorrichtung 30 umfaßt auch zwei Einheiten von vier 1024-Bit enthaltenden dynamischen Schieberegistern 35, z. B. des Typs 2504. Wie in Fig. 11A gezeigt, kann man die Klemmen 6 und 2 jedes Schieberegisters jeweils mit Impulszügen Φι und Φ? beaufschlagen. Wie später beschrieben wird, erhält man eine.i Schiebeimpuls, indem man die Impulszüge Φι und Φι mischt. Die Klemme 1 jedes Schieberegisters ist mit einem Widerstand verbunden, der den Arbeitspunkt bestimmt. Wie oben beschrieben worden ist, und da die Anzahl der Bits in diesem Beispiel 2⁸ = 256 ist, so ist das Auflösevermögen des A/D-Wandlers= 10 Volt/ 256 = 40 Millivolt.

Wenn der Taktimpuls eine Frequenz von 200 kHz hat. dann ist seine Periodendauer 7"= 0,005 ms 5 μ-s, und da die Anzahl Λ/der Bits des Schieberegisters gleich 1024 ist. so ist das Intervall zwischen aufeinanderfolgenden, dem Register zugeführten Daten (W-IJxT = 1023x0.005 = 5 ms. Dementsprechend sind 5 ms χ 1023 = 5 see notwendig, um N Daten zu zirkulieren. Diese 5 see entsprechen der Speicherzeit des Schieberegisters.

Auf der Ausgangsscite jedes Schieberegisters 35 ist ■> eine zwei Eingänge aufweisende NAND-Schaltung 36, z. B. vom Typ SN 7<t00 N, angeschlossen.

Die Eingangsklcmmen des D/A-Wandlers 40 können mit digitalen Signal-Zügen beaufschlagt werden, deren zeitliche Reihenfolge in einem innerhalb der Speicherzeit des Schieberegisters liegenden Zeitraum invertiert worden ist. Der D/A-Wandler 40 umfaßt einen D/A-Wandlcr 41 identisch zu demjenigen, der in F i g. 7 verwendet worden ist (/.. B. MC-1408 L). Wie Fig. IIA zeigt, wird die Gleichspannung ( + 5VoIt) des kombi-

r> nierten Spannungsstabilisators und Anpassers an die analoge Ausgangsklemme 4 des D/A-Wandlers 41 gelegt, und zwar über einen veränderlichen Widerstand, so daß der Nullabgleich des analogen Ausgangs-Signals dadurch ^irerfU!cht werden U;inn_ dnR man diesen

in variablen Widerstand verstellt. Der Ausgang des D/A-Wandlers 41 wird an einen Operationsverstärker 41, z. B. des Typs MC 1408 L, angeschlossen, und damit ist der D/A-Wandler 40 fertig. Der Operationsverstärker 42 arbeitet als Strom/Spannungs-Wandler. Damit

y, man das an der Klemme 6 des Operationsverstärkers 42 auftretende Signal, d. h. das am Ausgang des D/A-Wandlers 40 auftretende Signal, besser versteht, wird die Kurvenform dieses Signals nunmehr anhand der F i g. 14 diskutiert.

«ι Wenn das Eingangs-Analog-Signal, welches an die Filtervorrichtung angelegt wird, eine Sinuswellc ist, so zeigt die Fig. 14a die jeweiligen Speicher- bzw. Verzögerungszeiten la. 2.7 und 3a und Fig. 14b die vergrößerten Kurvenformen für die jeweiligen

η Speicherzeiten oder Verzögerungszeiten 1 a, 2a. 3a. Man sieht, daß die Zeitachse in jedem Zeitintervall invertiert ist, so daß durch Verbinden des Punkts P des Kurvenverlaufs im Intervall la mit dem Punkt Q des Kurvenverlaufs im Intervall 2a und durch Verbinden des

m Punkts R auf dem Kurvenverlauf des Intervalls 2a mit dem Punkt S im Intervall 3a den Kurvenverlauf des Eingangssignals in bezug auf die wirkliche Zeitbasis erhalten werden kann.

Wie Fig. 9 zeigt, ist ein zweites Filter 43 mit einem

■π Operationsverstärker 46, z. B. des Typs LM 301 A. ein aktives Hochpaß-MFB-Filter wie das erste Filter 10, aber das zweite Filter 43 hat eine Grenzfrequenz vom iV-fachen des Filters 10. Die an den Ausgang des zweiten Filters 43 angeschlossene Tast- und Halteschaltung 45

-)0 umfaßt einen Pufferverstärker 47, z. B. vom Typ LM 308 H, einen Verstärkungseinsteller 48, z. B. des Typs SN 72 741, einen Schalttransistor 49, dessen Basiselektrode gernäß F i g. 1 la über einen Widerstand einen (N- 2)-ten Taktimpuls erhalten kann, einen

5·-, Schalt-Feldeffekt-Transistor 50, dessen Torelektrode mit der Kollektorelektrode des Schalt-Transistors über eine Diode 51 verbunden ist und einen Haltekondensator 42, der zwischen Masse und dem gemeinsamen Verbindungspunkt zwischen dem Schalt-Feldeffekt-

bo Transistor 50 und dem Pufferverstärker 47 liegt. Jedes Mal. wenn der (A'-2)-te Taktimpuls — der ein nach Minus gehender Impuls von etwa 3 Volt ist — an die Basiselektrode des Schalt-Transistors 49 angelegt wird, schaltet dieser Transistor EIN. so daß dessen Kollektor-

ή spannung wächst. Als Folge dieses Potentiaianstiegs schaltet der Schalt-Fcideffekt-Transistor EiN, so daß der Haltekondensator 52 geladen wird. Die Diode 57, welche zwischen dem SchMt-Feldeffckt-Transistor 50

Il

und dem Schalt-Transistor 59 und einem über eine Diode 57 angeschlossenen Kondensator liegt, dient dazu, da", stetige Arbeiten des Feldeffekt-Transistors sicherzustellen. Der Pufferverstärker 47 hält die im Haltekondensator 52 gespeicherte Ladung. F.in Kondensator 53, der an den Ausgang der Verstärkungseinstellungsschaltung 48 angeschlossen ist, dient dazu, das Rauschen zu unterdrücken.

Auf diese Art und Weise erscheint über dem Haltekondensator 42 ein Signal, das die gleiche Frequenz wie das Eingangssignal für die Filtervorrichtung hat, das gegenüber dem Eingangssignal jedoch stets durch die Kapazität des Schieberegisters verzögert ist.

Gemäß Γ ig. 10 besteht die Taktgeberschaltung 60 aus einer Oszillator- und Zählereinheit 61 und einem Treiber 62. Die Oszillator- und Zählereinheit 61 umfaßt einen Inverter 63, /.. B. des Typs 7404 N, drei 4-Bit-Binärzähler 64. z.B. des Typs 7493 N, eine 8-Eingangs NAND-Schaltung, z. B. des Typs SN 7430 N undeine3 Eingangs-NAND-Schaltung66, z. B. des Typs SN 7410 N. Drei Inverter 67 sind in Reihe geschaltet und bilden so zusammen mit einem Kondensator 68 und einem Widerstand 69 einen Impulsoszillator. Der Ausgang des Oszillators wird an den 4-Bit-Binärzähler 64 der ersten Stufe, den Treiber 62 und die Taktimpulsklemme des A/D-Wandlers gelegt, wie dies Fig. 11A zeigt und wirkt so als der Taktimpuls. Die drei 4-Bit-Binärzähler 64 stellen einen Zähler dar, der 1024 Bit enthält, die durch einen (N- 1)= 1023)-ten Impuls geleert wird. Wo eine 10-Eingangs-UND-Schaltung verwendet wird, wie dies Fig. 15 zeigt, kann man ohne weiteres den (N- l)-ten Taktimpuls erhalten, indem man einen inverter in Reihe mit der zehnten Eingangsklemme der UND-Schaltung legt. Da jedoch die NAND-Schaltung 65 des Bauteils SN 7430 N lediglich acht Eingänge hat, wird ein Inverter 70 hinzugefügt, so daß die NAND-Schaltung 65 in der Weise arbeitet, die in Fig. 15 gezeigt ist. Zusätzlich ist ein Inverter 71 vorgesehen, der mit der 8-Eingangs-NAND-Schaltung 65 zusammenarbeitet, um einen (N-2)-ten Taktimpuls zu erzeugen. Der in Fig. 10 gezeigte Treiber umlalit eine D-Iyp Hip-Klop-Schaitung, z. B. vom Typ 7474 N und einen Takttreiber 73, z. B. vom Typ MH 0026 J. Der Treiber 62 erzeugt Impulszüge, die man benötigt, um das Schieberegister weiterzuschalten und arbeitet, wie in den Fig. 16a und 16d gezeigt ist. Der Taktimpuls (Fig. <6a) wird an die Klemme 3 der Flip-Flop-Schaltung 72 gelegt und frequenzmäßig heruntergeteilt, so daß ein Impulszug gemäß Fig. 16b entsteht. Die Vorderflanken dieses Impulszuges werden differenziert, um einen Impulszug Φ-, zu erzeugen, wie dies in F i g. 16c gezeigt ist, während die Rückflanken differenziert und invertiert werden, um einen zweiten Impulszug φ₂ zu erzeugen, wie dies F i g. 16d zeigt. Wie die F i g. 8 und 11A zeigen, werden diese Impulszüge Φι und Φ₂ an die jeweiligen Schieberegister gelegt, dadurch synthetisiert und so ein Schiebeimpuls erzeugt. Dementsprechend wird der Inhalt der jeweiligen Schieberegister synchron mit dem Taktimpuls verschoben. Der Takttreiber 73 empfängt die Impulse Φ, bzw. Φ₂ an seinen Eingangsklemmen 2 bzw. 4 und paßt den Pegel dieser Impulse so an, daß er zu den Schieberegistern paßt.

Da nunmehr die Eigenschaften des Ausgangssignals aus dem D/A-Wandler im Zusammenhang mit der Fig. 14 erläutert worden sind, wird die Anwendung dieser Erfindung auf ein Kardiogramm nun in Zusammenhang mit Fig. 17 erläutert: Diese zeigt den Zusammenhang /wischen dem Ausgangssignal eines D/A-Wandlers, Taktimpulsen und dem Ausgangssignal der Tast- und Halteschaltung. Fig. 17a zeigt den -. Verlauf des Ausgangssignals des D/A-Wandlers, woraus man erkennt, daß das ursprüngliche S.gnal getastet wird, und daß zwischen den Tast-Intervallen die Zeitachse invertiert ist und ein zeitlich zusammengedrängtes Signal zwischen diese Intervalle eingefügt iM. in Fig. 17b zeigt eine vergrößerte Ansicht eines Teilbereichs des Kurven Verlaufs von Fig. 17a, und Fig. 17c zeigt einen Taktimpuls zur Steuerung des Schieberegisters.

In Fig. 17c stellt Tn die Lesezeit dar, während der aus

i^r> dem Schieberegister gelesen wird. Fig. 17d zeigt den (A/-l)-ten Taktimpuls, wobei Ts die Tast-Periode darstellt. Fi g. !7e zeigt der (N-2)-ten Taktimpuls, d. h.

dem Tast- und Halteimpuls, der dazu verwendet wird, die getasteten Daten zu halten, bis die letzte

in Information durch das Schieberegister erzeugt worden

Fig. I7f zeigt einen vergrößerten Ausgangs-Signalverlauf für die Tast- und Halteschaltung, und Fig. 17g zeigt einen Signalverlauf, dessen Zeitachse wieder ucm 2^r> ursprünglichen Signalverlauf entspricht.

Fig. 18 zeigt das Ergebnis eines Experiments mit einer phasenverzerrungsfreien Filtervorrichtung des Produkttyps. Es ist mit den oben beschriebenen Schaltungen aufgebaut und umfaßt ein quadratisches jo Hochpaßfilter 10 mit einer Grenzfrequenz von 0,8 Hz. Die Grenzfrequenz des zweiten Filters 43 wird um das Maß der zeitlichen Verkürzung der ausgegebenen Daten erhöht.

F i g. 18a zeigt einen Kurvenverlauf eines Eingangs-Γι Signals, bestehend aus einer Sinuswclle (0.4 Hz) und einer dieser überlagerten Rechteckwelle (2 Hz).

Fig. 18b zeigt den Kurvenverlauf des Signals, wenn es nur durch ein quadratisches Hochpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von 0,8 Hz geschickt wird, wie bei einem 4» konventionellen Filter.

Fig. 18c zeigt den Kurvenverlauf des Signals, wenn es durch die phasenverzerrungsfreie Filtervorrichtung nach der tninuung geschickt wnu. Wie mim «ms ut.ni Vergleich von Fig. 18b und 18c erkennt, ^;'.ann die 4-, phasenverzerrungsfreie Filtervorrichtung nach der Erfindung die niederfrequente Komponente ausfiltern, ohne den Kurvenverlauf zu verzerren.

Fig. 18d zeigt den Kurvenverlauf eines Kardiogramms, und Fig. 18e zeigt den Kurvenverlauf eines -,o Kardiogramms, nachdem es lediglich durch das oben erwähnte lineare Filter geschickt worden ist.

F i g. 18f zeigt den Kurvenverlauf des Kardiogramms. nachdem es durch die phasenverzerrungsfreie Filtervorrichtung gemäß der Erfindung geschickt worden ist und r> zeigt auch, daß das Ausgangs-Signal im wesentlichen gleich dem ursprünglichen Kardiogramm ist und daß die Null-Punkt-Verschiebung eliminiert wurde.

Fig. 19 zeigt den Verzerrungsprozentsatz der Ausgangskurve. Fig. 19a zeigt das ursprüngliche Kardiobo gramm, Fig. 19b den Verzerrungsprozentsatz des ursprünglichen Signals, nachdem es nur durch ein quadratisches Analogfilter in vorbekannter Weise geschickt worden ist. Fig. 19c zeigt den Verzerrungsprozentsatz des ursprünglichen Signals, nachdem es bi durch eine phasenverzerrungsfreie Filtervorrichtung geschickt wurden ist, die die Übertragungsfunktion Ha(S) hai. und Fig. I9d zeigt den Verzerrungsprozentsatz des ursprünglichen Signals, nachdem es durch eine

phasenverzerrungsfreie Filtervorrichtung geschickt worden ist, dessen Übertragungsfunktion Hm(S) ist, wobei

„ ._. S² (S² + ,..?) Ha(S) = _w --Tf-

(i — ei,. )

Verzögerungsprozentsatz = —-j-- x 100%

/ι

wobei AA die Differenz zwischen der Amplitude A des ursprünglichen Signals und des Filterausgangssignals zu einem beliebigen Zeitpunkt darstellt.

Wie man anhand des obigen Versuchsergebnisses erkenn', ist die Auswertung des Kurvenverlaufs eines biologischen Signals schwierig, weil die Frequenzkomponenten sich bis in relativ niedrige Frequenzbereiche erstrecken und weil die Grundlinie wegen dei Eigenschaften des Meßinstruments schwingt.

Weil Phasenverzerning auftritt, ist es normalerweise nicht vorteilhaft, ein Hochpaßanalog-Filter dazu zi verwenden, die Nullpunkt-Schwankungen zu unterdrük-

in ken. Auch kann man den Nullpegel des benachbarter Signalkurvenzugs zu Zwecken linearer Approximation nur für solche Bereiche verwenden, in denen die Grundlinie sehr langsam insbesondere praktisch lineal wandert. Wenn man das Signal einem Kleinrechnei

π eingibt, dann bringen die niedere Grenzfrequenzer aufweisenden Kurvenzüge Schwierigkeiten für die Echtzeitverarbeitung mit. Die neue Filtervorrichtung nach der Erfindung kann jedoch alle diese Problem< lösen.

Hierzu 16 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Analog-Filtervorrichtung zur verzerrungsfreien Übertragung eines elektrischen Analogsignals mit mindestens einem mit einer Übertragungsfunktion eines Hoch- oder Tiefpaßfilters behafteten Analogfilter, das mit der Analog-Signal-Eingangsklemme der Vorrichtung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des in Analogfilters (10) ein Analog/Digital-Wandler (21) angeschlossen ist, dessen Digitalausgangssignal das Eingangssignal eines N-Wort-Schieberegisters (30) ist, an dessen Eingang nach einem jeweils (N-\) Verschiebetaktimpulse umfassenden Zeitintervall i> über eine durch den (N- 1 )-ten Taktimpuls gesteuerte erste Schaltvorrichtung (Sl) das Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers (21) und während der vorhergehenden (N—2) und nachfolgenden (N—2) Verschiebetaktimpulse das Ausgangssignal des Schieberegisters (30) die Eingangssignale eines Digital/Analog-Wandlers (40) sind, dessen Analog-Ausgangssignal über ein zweites Analog-Fitter (43), das eine im Vergleich zu dem Analogfilter (10) yV-mal höhere Grenzfrequenz, ansonsten aber dieselben Übertragungsfunktionen H(s) wie das erste Analogfilter (10) aufweist, einer zweiten Schaltvorrichtung (45) zugeführt ist, die nur auf den jeweils (Λ'—2)-ten Verschiebetaktimpuls den Signaldurchgang zum Ausgang der Vorrichtung vermittelt, «ι ansonsten aber den Signaldurchgang von dem zweiten Analogfilter (43) zu· ■# Ausgang der Vorrichtung unterbrochen half

2. Vorrichtung nach Anspn -,h I, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Wandler durch r> einen Taktimpuls der die Verschiebetaktimpulse für das Schieberegister (30) erzeugenden Taktschaltung (60) steuerbar ist, und daß das Schieberegister (30) durch einen gemischten Impulszug steuerbar ist, der erzeugt wird durch die Synthetisierung erster und zweiter Impulszüge, welche durch den Taktimpuls mit Hilfe einer Treiberschaltung (62) erzeugt werden.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberschaltung (62) eine Flip- 4> Flop-Schaltung (72) umfaßt, die den Taktimpuls erhält, daß ein Differenzierglied zum Differenzieren der Vorderflanke des Ausgangs-Signals der Flip-Flop-Schaltung zur Erzeugung des ersten Impulszugs vorgesehen ist, und daß eine Differenzier- und Invertierschaltung zum Differenzieren und Invertieren der Hinterflanke des Ausgangs der Flip-Flop-Schaltung vorgesehen ist, um so den zweiten Impuls zu erzeugen, und daß der erste und zweite Impulszug (Φ 1 und Φ 2) im Schieberegister (30) synthetisiert werden.

4. Vorrichtung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltvorrichtung (31) eine integrierte Schaltung umfaßt, und daß die zweite Schaltvorrichtung eine Kombination eines Transi= w) stors (49) mit einem Feldeffekt-Transistor (50) umfaßt.