CH662683A5

CH662683A5 - Bandpassfilter zum empfang eines ueber ein elektrisches energieversorgungsnetz uebertragenen tonsignals.

Info

Publication number: CH662683A5
Application number: CH4390/83A
Authority: CH
Inventors: Benedikt Steinle; Hanspeter Boesiger
Original assignee: Landis & Gyr Ag
Priority date: 1983-08-11
Filing date: 1983-08-11
Publication date: 1987-10-15
Also published as: NL188877C; DK384484A; NL188877B; NO843168L; NO167619C; SE457133B; DK163469B; NL8402465A; FR2550669B1; FR2550669A1; DE3418011C2; AT388264B; BE900326A; DK384484D0; DE3418011A1; SE8404029D0; ATA239784A; SE8404029L; NO167619B; DK163469C

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Bandpassfilter zum Empfang eines über ein elektrisches Energieversorgungsnetz übertragenen Tonsignals gemäss dem Oberbegriff des Anspruch 1. Die Tonsignale sind z.B. Rundsteuersignale.

Bei Rundsteuerungs-Übertragungen handelt es sich um getastete, d.h. binär amplitudenmodulierte Trägersignale, deren Trägerfrequenz fr zwischen f-r,min = 100 Hz und f-r,max — 2000 Hz liegt. Ein übertragenes Nutzsignal wird unter anderem gestört durch die Netzfrequenzspannung, durch deren Harmonische, aber auch durch die Nutzsignale einer anderen Trägerfrequenz im gleichen oder, wegen den Netzvermaschungen, in benachbarten Energieversorgungsnetzen.

Das Bandpassfilter muss so ausgelegt sein, dass es ohne grosse Mehrkosten sehr leicht beliebigen Trägerfrequenzen fT angepasst werden kann. Keines der bisherigen Filter ist dazu imstande.

Die bisher in Rundsteuerempfängern verwendeten Filter sind zum Teil zu wenig selektiv oder aber sehr teuer.

Stand der Technik

Der Aufbau und die Arbeitsweise digitaler Filter zur Verarbeitung analoger Signale ist bekannt, z.B. aus «Digitale Verarbeitung analoger Signale», Samuel D. Stearns, Verlag Oldenbourg, 1979.

Aufgabe und Lösung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, mit möglichst wenig Aufwand ein Bandpassfilter mit digitalem Ausgang zu erstellen, das alle wichtigen bei Übertragungen über elektrische Versorgungsnetze verwendeten Trägerfrequenzen abdeckt und dessen Übertragungskennlinie die jeweils geforderte Bandbreite und Flankensteilheit besitzt.

Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines mit Hilfe eines digitalen Filters aufgebauten Bandpassfilters,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer ersten Variante eines digitalen Filters,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer zweiten Variante eines digitalen Filters,

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer dritten Variante eines digitalen Filters,

Fig. 5 ein Schaltbild eines klassischen IIR-Filters zweiter Ordnung,

Fig. 6 ein Schaltbild eines abgewandelten IIR-Filters zweiter Ordnung,

Fig. 7 ein Schaltbild eines klassischen FIR-Filters,

Fig. 8 eine Übertragungskennlinie einer Kaskadenschaltung zweier IIR-Filter zweiter Ordnung,

Fig. 9 eine Übergragungskennlinie eines FIR-Filters mit einfachen Nullstellen,

Fig. 10 eine Übertragungskennlinie eines Vorfilters, Fig. 11 die gleiche Übertragungskennlinie wie in Fig. 8, Fig. 12 eine Übertragungskennlinie eines FIR-Filters mit Doppel-Nullstellen,

- Fig. 13 die gleiche Übertragungskennlinie wie in Fig. 10, Fig. 14 ein Schaltbild eines Verstimmungsfilters,

Fig. 15 eine erste Übertragungskennlinie der Schaltung gemäss der Figur 4 mit einem Parameter N = 4 und

Fig. 16 eine zweite Übertragungskennlinie der Schaltung gemäss der Fig. 4 mit dem Parameter N = 6.

Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in allen Figuren der Zeichnung gleiche Teile.

Beschreibung

Das in der Fig. 1 dargestellte Bandpassfilter besteht in der angegebenen Reihenfolge aus der Kaskadenschaltung eines Vorfilters 1, einer «Sample/Hold»-Schaltung 2, eines Ana-log/Digital-Wandlers 3 und eines digitalen Filters 4. Die drei letzten Bauelemente besitzen je einen Takteingang, wobei die Takteingänge der «Sample/Hold»-Schaltung 2 und des Ana-log/Digital-Wandlers 3 miteinander verbunden sind und von einem ersten rechteckförmigen Taktsignal CLO der Frequenz fso

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gespeist werden. Der Takteingang des digitalen Filters 4 wird von einem zweiten und/oder dritten rechteckförmigen Taktsi-gnal CL1 bzw. CL2 gespeist (siehe Figuren 2,3 und 4). Das digitale Filter 4 besitzt einen Datenbus-Eingang 5 und einen Datenbus-Ausgang 6. Der letztere ist gleichzeitig der Ausgang des gesamten in der Fig. 1 dargestellten Bandpassfilters. Drei mögliche Varianten des digitalen Filters 4 sind in den Figuren 2 bis 4 wiedergegeben.

Das digitale Filter 4 gemäss der Fig. 2 enthält zwei Teilfilter und besteht in der angegebenen Reihenfolge aus einer mit Hilfe von Datenbus-Verbindungen erstellten Kaskadenschaltung eines ersten IIR-Filters 7, eines zweiten IIR-Filters 8 und eines Um-hüllenden-Detektors 9. Die beiden IIR-Filter 7 und 8 besitzen je einen Takteingang, die beide miteinander verbunden sind und den Takteingang des digitalen Filters 4 bilden. Die Abtastfre-quenz fS2 der beiden IIR-Filter 7 und 8 ist gleich der Frequenz des diesen Takteingang speisenden dritten Taktsignals CL2. Die digitalen Filter 4 gemäss der Fig. 3 und Fig. 4 bestehen in der angegebenen Reihenfolge aus einer ebenfalls mit Hilfe von Datenbus-Verbindungen erstellten Kaskadenschaltung eines weiteren Filters 10, der ersten IIR-Filters 7, des zweiten IIR-Fil-ter 8 und des Umhüllenden-Detektors 9. Diese digitalen Filter 4 sind somit gleich dem digitalen Filter 4 gemäss der Fig. 2, dem nur noch das weitere Filter 10 elektrisch vorgeschaltet ist. Das weitere Filter 10 ist zum Beispiel in der zweiten Variante gemäss der Fig. 3 ein drittes IIR-Filter und in der dritten Variante gemäss der Fig. 4 ein FIR-Filter. Die beiden Takteingänge des ersten und des zweiten IIR-Filters 7 und 8 sind auch in der Fig. 3 und der Fig. 4 miteinander verbunden und werden auch hier vom dritten Taktsignal CL2 gespeist. Sie werden jedoch in der Fig. 4 nicht von einem externen, sondern von einem vom Ausgang eines Frequenzteilers 11 gelieferten dritten Taktsignal CL2 der Frequenz fS2 gespeist, während in der Fig. 4 der Takteingang des weiteren Filters 10 und der mit diesem verbundene Eingang des Frequenzteilers 11 den Takteingang des digitalen Filters 4 bilden. Dieser wird von dem zweiten Taktsignal CL1 gespeist, dessen Frequenz gleich der Abtastfrequenz fsi des weiteren Filters 10 ist. In der Fig. 3 stellt der Takteingang des weiteren Filters 10 dagegen einen zusätzlichen zweiten Takteingang des digitalen Filters 4 dar, der ebenfalls vom zweiten Taktsignal CL1 gespeist wird. Für die zwei Frequenzen fsi und fS2 der Taktsignale CL1 und CL2 gelten folgende Bedingungen:

fsi > fs2 und fsi = N • fs2'

wobei N einen ganzzahligen Wert besitzt.

Der Umhüllenden-Detektor 9 besteht zum Beispiel in der angegebenen Reihenfolge aus einer Kaskadenschaltung eines Gleichrichters und eines Tiefpassfilters oder eines Quadrierers und eines Tiefpassfilters. Die Tiefpassfilter sind dabei zum Beispiel IIR-Filter.

Das Vorfilter 1 ist ein preisgünstiges konventionelles passives Analogfilter, bestehend zum Beispiel aus der Kaskadenschaltung eines analogen Tiefpassfilters la und eines analogen Bandpassgliedes lb (siehe Fig. 1).

Die Schaltungen des Vorfilters 1 und des Umhüllenden-Detektors 9 sind an sich bekannt und werden daher weder beschrieben noch zeichnerisch dargestellt.

Das an sich bekannte und in der Fig. 5 dargestellte klassische IIR-Filter 2. Ordnung besteht aus:

einem ersten Multiplizierer 12 mit zwei Eingängen,

einem zweiten Multiplizierer 13 mit zwei Eingängen,

einem dritten Multiplizierer 14 mit zwei Eingängen,

einem ersten Addierer 15 mit zwei Eingängen,

einem zweiten Addierer 16 mit drei Eingängen,

einem dritten Addierer 17 mit zwei Eingängen,

einem ersten Verzögerungsglied 18 und einem zweiten Verzögerungsglied 19.

Alle Verbindungen in der Fig. 5 sind Datenbus-Verbindungen. Aus Gründen der zeichnerischen Einfachheit wurden jedoch nur Eindraht-Verbindungen dargestellt.

In der Fig. 5 ist jeweils der Eingang des IIR-Filters mit dem ersten Eingang des ersten Addierers 15, des ersten Multiplizierers 12 und des dritten Addierers 17 verbunden. Der Ausgang des ersten Addierers 15 liegt am Ausgang des IIR-Filters und jeweils am ersten Eingang des zweiten und des dritten Multiplizierers 13 und 14. Der Ausgang des ersten Multiplizieres 12 speist den ersten, der Ausgang des zweiten Multiplizierers 13 den zweiten und der Ausgang des zweiten Verzögerungsgliedes 19 den dritten Eingang des zweiten Addierers 16. Der Ausgang des dritten Multiplizierers 14 ist mit dem zweiten Eingang des dritten Addierers 17, dessen Ausganga mit dem Eingang des zweiten Verzögerungsgliedes 19, der Ausgang des zweiten Addierers 16 mit dem Eingang des ersten Verzögerungsgliedes 18 und dessen Ausgang wiederum mit dem Eingang des ersten Addierers 15 verbunden. Am zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers

13 liegt der Digitalwert eines ersten Parameters bj, am zweiten Eingang des drittes Multiplizierers 14 derjenige eines zweiten Parameters b2 und am zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 12 der Wert +2 oder -2.

Das abgewandelte IIR-Filter gemäss der Fig. 6 besteht aus den gleichen Bauelementen wie das IIR-Filter der Fig. 5 mit Ausnahme des dritten Addierers 17, der durch ein Differenzglied 20 ersetzt wurde. Auch hier sind alle Verbindungen Datenbus-Verbindungen, die alle aus dem gleichen Grund wie in der Fig. 5 als Eindraht-Verbindungen dargestellt sind.

In der Fig. 6 ist jeweils der Eingang des IIR-Filters mit dem ersten Eingang des ersten Addierers 15 und des ersten Multiplizierers 12 verbunden. Der Ausgang des dritten Multiplizierers

14 liegt am Ausgang des IIR-Filters, am ersten Eingang des zweiten Multiplizierers 13 und am Plus-Eingang des Differenzgliedes 20. Der Ausgang des ersten Addierers 15 speist den ersten Eingang des dritten Multiplizierers 14, der Ausgang des Differenzgliedes 20 den Eingang des zweiten Verzögerungsgliedes 19, der Ausgang des zweiten Addierers 16 den Eingang des ersten Verzögerungsgliedes 18 und dessen Ausgang sowohl den zweiten Eingang des ersten Addierers 15 als auch den Minus-Eingang des Differenzgliedes 20. Der Ausgang des ersten Multiplizierers 12 ist mit dem ersten Eingang, derjenige des zweiten Multiplizierers 13 mit dem zweiten Eingang und derjenige des zweiten Addierers 16 verbunden. Am zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers 13 liegt diesmal der Digitalwert eines ersten Koeffizienten p, am zweiten Eingang des dritten Multiplizierers 14 derjenige eines zweiten Koeffizienten a und am zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 12 wiederum derjenige des dritten Parameters c, der die gleiche Werte besitzt wie für das IIR-Filter der Fig. 5.

Das an sich bekannte FIR-Filer gemäss der Fig. 7 besteht aus:

— n weiteren Verzögerungsgliedern 211, 212, 2I3, ... 21n, die in der angegebenen Reihenfolge in Kaskade geschaltet sind und somit zum Beispiel ein n-stufiges Schieberegister bilden,

— (n+ 1) weiteren Multiplizieren 220, 22i, 222 , 223, ... 22„ mit je zwei Eingängen und

— einem weiteren Addierer 23 mit (n+ 1) Eingängen.

Auch hier sind alle Verbindungen Datenbus-Verbindungen,

die alle aus dem gleichen Grund wie in den Figuren 5 und 6 als Eindraht-Verbindungen dargestellt sind.

In der Fig. 7 ist der Eingang des FIR-Filters auf den Eingang des ersten weiteren Verzögerungsgliedes 211 und auf den ersten Eingang des ersten weiteren Multiplizierers 22o geführt. Der Ausgang eines jeden der n Verzögerungsglieder 211, 2h, 2I3, ... 21„ ist mit dem ersten Eingang je eines zugehörigen Multiplizierers 22i, 222, 223, ... 22n verbunden. Die Ausgänge aller (n+ 1) Multiplizierer 220, 22i, 222, ... 22„ speisen je einen der (n+ 1) Eingänge des weiteren Addierers 23, dessen Ausgang seinerseits den Ausgang des FIR-Filters bildet. Am zweiten Ein5

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gang eines jeden Multiplizierers 220, 22i, 222) 223, ... 22n liegt der Digitalwert je eines weiteren Koeffizienten ao, ai, a2, ai, •••

an.

Die in den Figuren 8 und 11 dargestellten Kennlinien sind identisch und stellen die Übertragungskennlinie der Kaskadenschaltung der beiden IIR-Filter 7 und 8 dar. Diese Kennlinien sind in Funktion der Frequenz f aufgetragen. Sie sind periodisch mit einer Periode gleich fs2/2 und besitzen Nullstellen bei allen ganzzahligen Multipeln der halben Frequenz des dritten Taktsignals CL2, d.h. bei allen ganzzahligen Multipeln von fS2/2. Die Frequenz irgendeines Maximums dieser Kennlinien, zum Beispiel die Frequenz (3/4)fS2, ist gleich der Trägerfrequenz fr des zu übertragenden Signals.

Die in der Fig. 9 in Funktion der Frequenz f dargestellte Übertragungskennlinie eines FIR-Filters ist ebenfalls periodisch mit einer Periode diesmal gleich fsi und besitzt, wenn wie im obigen Beispiel (3/4)fS2 gleich fr gewählt wird, während der ersten Periode je eine einfache Nullstelle bei den Frequenzen (l/3)fT, (5/3)fr, (7/3)fx, (9/3)fT, (ll/3)fT, und (15/3)fT. Es gilt dabei n = 3 und fsi = (16/3)fr.

Die in der Fig. 12 in Funktion der Frequenz f dargestellte Übertragungskennlinie eines weiteren FIR-Filters ist ebenfalls periodisch mit einer Periode gleich fsi und besitzt während der ersten Periode je eine Doppel-Nullstelle bei den Frequenzen (l/3)fx und (23/3)fr, je eine einfache Nullstelle bei den Frequenzen (5/3)f-r, (7/3)fT, (9/3)fr, (ll/3)fx, (13/3)fT, (15/3)fT, (17/3)fj und (19/3)fr, sowei je eine weitere einfache Nullstelle in der Nähe von (5/3)fT, (9/3)fT, (15/3)fx und (19/3)fT. Es gilt dabei n = 8 und fsj = (24/3)fr.

Die in den Figuren 10 und 13 dargestellten Kennlinien sind identisch und geben in Funktion der Frequenz f die Übertragungskennlinie des Vorfilters 1 wieder. Diese Kennlinien besitzen bei der Trägerfrequenz fx ein Maximum und stellen ein Bandpassfilter dar, welches unter anderem die Netzspannung mit der Netzfrequenz fN, 50 Hz in Europa bzw. 60 Hz in den USA, sehr stark dämpft.

Die Schaltungen der Figuren 5, 6 und 7, die ja nur Additionen, Subtraktionen, Multiplikationen und Zeitverzögerungen durchführen, können ohne weiteres mit Hilfe eines Mikrocomputers realisiert werden. In diesem Fall kann der in einem Rundsteuer-Empfänger oft bereits vorhandene Telegramm-De-codiermikrocomputer zu diesem Zweck mitverwendet werden. Zur Beschleunigung der Rechenarbeiten sind bei Verwendung eines Mikrocomputers für die Koeffizienten a und p vorzugsweise Binärzahlen mit möglichst wenigen von Null verschiedenen die einzelnen Bit darstellenden Termen, zu verwenden.

Das Schaltbild des Verstimmungsfilters der Figur 14 besteht aus einer Kaskadenschaltung zweier abgewandelten IIR-Filter zweiter Ordung 7 und 8, deren Schaltbild in der Figur 6 dargestellt ist. Diese beiden abgewandelten IIR-Filter 7 und 8 unterscheiden sich nur dadurch, dass beim vorderen IIR-Filter 7 einerseits am zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 12 ein Wert -2 und andererseits am zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers 13 ein Wert +p ansteht, während beim hintersten IIR-Filter 8 an diesen Eingängen ein Wert +2 bzw. -p anliegt. Der Eingang der Kaskadenschaltung wird mit der Abtastfrequenz fS2 betrieben.

Die Gesamt-Übertragungskennlinie des Filters gemäss der Figur 15 besitzt in Funktion der Frequenz f eine Reihe nadeiförmiger Durchlassbereiche bei Frequenzen, die ein Vielfaches von (fT/3) sind. Jedoch sind diese Durchlassbereiche alle sehr stark gedämpft, ausser derjenige bei fx. Der nächst schwach gedämpfte Durchlassbereich bei (13/3)fx ist bereits um -30 dB stärker gedämpft.

Die Übertragungskennlinie gemäss der Figur 16 besitzt in Funktion der Frequenz f ebenfalls eine Reihe nadeiförmiger Durchlassbereiche bei Frequenzen, die ein Vielfaches von (fx/3) sind. Jedoch sind diese Durchlassbereiche auch hier alle, ausser derjenige bei fx sehr stark gedämpft. Der nächst schwach gedämpfte Durchlassbereich bei (21/3)fx ist bereits um -35 dB stärker gedämpft.

Funktionsbeschreibung

Ein Eingangssignal wird im Vorfilter 1 des Bandpassfilters zuerst auf an sich bekannte Weise zur Begrenzung der Bandbreite grob gefiltert. Zum zweiten aber sorgt das Vorfilter 1 für eine genügende Dämpfung der Netzgrundwelle und starker Oberwellen. Diese Dämpfung ist notwendig, damit die Trägerfrequenzamplitude auch mit einem billigen, in der Bit-Zahl eingeschränkten Analog/-Digital-Wandler auf ca. 0,1% bezüglich der Netzamplitude auflösbar ist. Das so vorgefilterte Empfangssignal wird anschliessend auf an sich bekannte Weise in der «Sample/Hold»-Schaltung 2 (siehe Fig. 1) mit der Abtastfrequenz fs0 abgetastet.

Die Abtastwerte werden anschliessend im Analog/Digital-Wandler 3 auf an sich ebenfalls bekannte Weise in Digitalwerte transformiert.

Die beiden in Kaskade geschalteten IIR-Filter 7 und 8 (siehe Figuren 2 bis 4) bilden das eigentliche Digitalfilter, während der Umhüllenden-Detektor 9 anschliessend dessen Ausgangssignal demoduliert und in ein reines unmoduliertes Binär-Impulstele-gramm zurückverwandelt zwecks weiterer, nicht dargestellter Auswertung. Die beiden IIR-Filter 7 und 8 sind zum Beispiel Filter zweiter Ordnung und werden mit Hilfe des dritten Taktsignals CL2 betrieben. Die Schaltung eines IIR-Filters zweiter Ordnung ist an sich bekannt und nur vollständigkeitshalber in der sogenannten ersten kanonischen Form in der Fig. 5 wiedergegeben. Das Filter zweiter Ordnung ist gekennzeichnet durch die Parameter bi und b2. Die Resonanzfrequenzen der beiden IIR-Filter 7 und 8 werden zwecks Bildung eines Verstimmungsfilters leicht gegeneinander verschoben, so dass die eher glockenförmige Übertragungskennlinie der beiden IIR-Filter 7 und 8 bei der Kaskadenschaltung auf an sich bekannte Weise in eine mehr rechteckförmige Übertragungskennlinie umgewandelt wird.

Der Wert des Parameters b2, dem Betrage nach kleiner als 1, ist für die hohen zu erreichenden Güten in der Nähe von -1. Wir setzen daher mit einem a (0 < a < 1) an:

b2 = -1+ a und schreiben für bi mit einem neuen Parameter p bi = p-a

Die IIR-Filter 7 und 8 haben dann eine Struktur gemäss der Figur 6 und das Verstimmungsfilter eine Struktur gemäss der Figur 14. x

In einer Variante gemäss der Figur 2 wird die Verarbeitungsfrequenz fs2 des digitalen Verstimmungsfilters auf die höchste vorkommende Trägerfrequenz fx.max ausgerichtet:

fs2 — 2 * fx,max

Die Lösung gemäss dieser Variante hat den Vorteil eines geringen Geräteaufwandes, jedoch den Nachteil, dass die Parameter bi und b2, bzw. die Koeffizienten a und p nicht nur von der gewünschten Bandbreite, sondern auch von der Frequenz fx abhängig sind.

In einer zweiten und dritten Variante wird die Verarbeitungsfrequenz auf die jeweilige Trägerfrequenz fx ausgerichtet, und zwar so, dass das Verhältnis von fs2/fx unabhängig von fx fixiert ist. In diesen Varianten ist dem Verstimmungsfilter, d.h. der Kaskadenschaltung der beiden IIR-Filter, noch ein weiteres Filter vorgeschaltet, welches mittels des zweiten Taktsignals CL1 mit einer Verarbeitungsfrequenz fsi betrieben wird.

In der zweiten Variante gemäss der Figur 3 ist das weitere Filter 10 ein IIR-Filter, dessen Abtastfrequenz fsi gleich einem ganzzahligen Multipel der Trägerfrequenz fx gewählt wird. Die

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dem weiteren Filter zugehörige Übertragungskennlinie ist wieder periodisch, diesmal mit einer Periode gleich fsi. Ist fsi genügend gross, so fällt bereits das zweite Durchlassgebiet des Filters 10 in einen Frequenzbereich, der so hoch ist, dass er für die Übertragung von geringem Interesse ist, bzw. das analoge Vorfilter für eine genügende Dämpfung sorgt. In einer bevorzugten Ausführung ist fsi das Vierfache der Trägerfrequenz fx und fS2 = 4/3fx, da in diesem Fall die Filterparameter sowohl des neuen weiteren IIR-Filters 10 als auch des Verstimmungsfilters besonders einfache Werte annehmen und keine Interpolationsprobleme entstehen.

In der dritten Variante, die in der Fig. 4 dargestellt ist, ist das weitere Filter 10 ein FIR-Filter, dessen Abtastfrequenz fsi zur Vermeidung von Interpolations-Problemen ein ganzzahliges Multipel N der Abtastfrequenz fs2 der IIR-Filter ist. Es gilt somit: fsi = N-fsi. Die Abtastfrequenz fs2 wird mit Hilfe des Frequenzteilers 11 synchron durch Frequenzteilung von der Abtastfrequenz fsi des zweiten Taktsignals CL1 abgeleitet. Das Schaltbild des FIR-Filters ist an sich bekannt und in der Fig. 7 wiedergegeben. Das FIR-Filter hat den Zweck, an den kritischen Stellen des Amplitudengangs der Verstimmungsfilter Dämpfungspole zu erzeugen. Da es selbst auch periodisch ist, muss dafür gesorgt werden, dass die höheren Durchlassbereiche der gesamten Filtersequenz auf Frequenzen zu liegen kommen, wo die Netzharmonischen gering sind und die Dämpfung durch das Vorfilter allein genügt sowie keine Fremdrundsteuerfrequenzen mehr zu erwarten sind. Aus Gründen der Mikroprozessorgeschwindigkeit wird deshalb das FIR-Filter für «höhrere» Rundsteuerfrequenzen anders ausgelegt als das für die «tieferen». Das FIR-Filter besitzt soviele Koeffizienten ao, ai, a2, ...a„ wie es Nullstellen benötigt plus einen, oder mit anderen Worten, das FIR-Filter kann n Nullstellen besitzen, wenn n der grösste Index i der weiteren Koeffizienten aj = ao, ai, a2, ••• an ist, mit n > N-l.

Die Übertragungsfunktion eines FIR-Filters mit linearem Phasengang ist bekanntlich:

n u0/uj = ao/2 + arcos(i 5) mit 5 = (f/fsi)-2 n (3)

i= 1

Für diejenigen Werte fk der Frequenz f, für die das FIR-Filter Nullstellen besitzen soll, wird die Gleichung (3) gleich Null gesetzt, so dass mit zum Beispiel n = 3 folgende Gleichungen entstehen:

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ao/2 + ai " cos(2 n ifk/fsi) = 0, mit k = 1, 2, 3.

i=l

Desgleichen wird bei einem bestimmten Wert von f, zum Beispiel bei f = fx, Gleichung (3) einer Konstanten D gleichgesetzt, wobei die Konstante D einen beliebigen Wert besitzt und aus Gründen der rechnerischen Einfachheit gleich 2 gewählt wird. Dies ergibt eine vierte Gleichung 3

a0/2 + 23 a;1 cos(2 Ttifx/fsi) = D = 2.

i — 1

Es entsteht somit ein Gleichungssystem von (n + 1) = 4 Gleichungen an (n+1) = 4 Unbekannten ao, ai, a2, und a3.

In einem ersten, in den Figuren 8, 9 und dlO dargestellten

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Beispiel ist N = 4 und n = 3. Ein Maximum der Übertragungskennlinie der FIR-Filters (siehe Fig. 9) liegt in der Nähe von f = fx. Die n = 3 Nullstellen liegen bei (fr/3), 5(fT/3) und 7(fx/3). Da die Übertragungskennlinie des FIR-Filters symmetrisch zur Frequenz fsi/2 ist, gibt es neben den drei bereits erwähnten Nullstellen noch weitere Nullstellen; uns interessieren dabei vor allem die nächsten Nullstellen bei (9/3fr) und (ll/3)fx. Die Kaskadenschaltung dieses FIR-Filters 10 mit den IIR-Verstimmungsfiltern 7 und 8 ergibt in der ersten Periode bis fsi = 16/3fx einen Durchlassbereich bei fr und erst wieder einen bei (13/3)fx (siehe Figur 15). Das Filter gemäss diesem ersten Beispiel ist sehr gut geeignet für Trägerfrequenzen fx ^ 200 Hz, da in diesem Fall das zweite Durchlassgebiet mindestens bei 13(fT/3) = 13 (200/3) Hz = 870 Hz liegt und nur mehr Störsignale, deren Frequenzen mindestens in der Grössen-ordnung von 870 Hz liegen, als Störer aktiv werden können. Weitere Durchlassgebiete für Störsignale besitzt das Gesamtfilter gemäss Figur 15 in den höheren Perioden, z.B. bei (19/3)fx und bei (29/3)fx in der zweiten Periode. Die zugehörigen Störsignale müssen durch das Vorfilter 1 allein (siehe Fig. 10) bereits so stark vorgedämpft werden, dass sie am Ausgang des Gesamtfilters unwirksam sind. Zusätzlich dämpft das Vorfilter 1 noch sehr stark wie bereits erwähnt das Netzspannungssignal der Frequenz fN.

In einem zweiten, in den Figuren 11, 12 und 13 dargestellten Beispiel ist N = 6 und n = 8. Ein Maximum der Übertragungskennlinie des FIR-Filters (siehe Fig. 12) liegt wieder in der Nähe von fT. Die n = 8 Nullstellen werden wie folgt gewählt: Zwei (d.h. eine Doppel-Nullstelle) bei (fx/3), je eine bei 5(fx/3), 7(fx/3), 9(fx/3) und 11 (fx/3), sowie je eine in der Nähe von 5(fx/3) und in der Nähe von 9(fx/3).

Jede Periode der Übertragungskennlinie ist erneut symmetrisch zu seiner mittleren Frequenz, so dass weitere n = 8 Nullstellen in der ersten Periode vorhanden sind, und zwar eine Doppel-Nullstelle bei (24/3)fx - (l/3)fx = (23/3)fT, je eine einfache Nullstelle bei (24/3)fT - (5/3)fr = (19/3)fr, (24/3)fT -(7/3)fx = (17/3)fx, (24/3)fx - (9/3)fr = (15/3)fr und (24/3)fT - (ll/3)fx = (13/3)fT, sowie je eine einfache Nullstelle in der Nähe von (24/3)fx - (5/3)fx = (19/3)fr und in der Nähe von (24/3)fT - (9/3)fT = (15/3)fT, wobei fsl = N-fs2 = 6-fs2 = 6-(4/3)-fx = (24/3)fx.

Die Kaskadenschaltung dieses FIR-Filters mit den IIR-Verstimmungsfiltern ergibt in der ersten Periode bis fsi = (24/3)fx einen Durchlassbereich fT und bei 7fr (siehe Fig. 16). Durch die Wahl eines relativ grossen Wertes für N (nämlich N = 6) ist das Filter gemäss diesem zweiten Beispiel besonders gut geeignet für Trägerfrequenzen fx < 200 Hz, da in diesem Fall das zweite Durchlassgebiet mindestens bei 21(fx/3) = 21(100/3) Hz == 700 Hz liegt, mit fx = fx.min = 100 Hz, und zur mehr Störsignale, deren Frequenzen mindestens in der Grössenord-nung von 700 Hz liegen, als Störer aktiv werden können. Bei fx/3 wurde eine Doppel/Nullstelle gelegt, um das Netzspannungssignal der Frequenz fN besonders stark zu dämpfen. Auch hier hat das Gesamtfilter weitere Durchlassgebiete für Störsignale in den höheren Perioden, z.B. bei (24/3)fx + (3/3)fx = (27/3)fT (siehe Fig. 16) und bei (24/3)fT + (21/3)fT = (45/3)fT in der zweiten Periode. Auch hier müssen mögliche, den Durchlassgebieten für Störsignale zugehörige Störsignale durch das Vorfilter 1 (siehe Fig. 13) vorgedämpft werden.

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7 Blätter Zeichnungen

Claims

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1. Bandpassfilter zum Empang eines über ein elektrisches Energieversorgungsnetz übertragenen Tonsignals und bestehend in der angegebenen Reihenfolge aus einem Vorfilter, das mindestens ein Tiefpassfilter enthält, einer «Sample/Hold»-Schaltung, einem Analog/Digital-Wandler und einem digitalen Filter, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorfilter (1) zusätzlich noch in Kaskade zum Tiefpassfilter (la) ein Bandpassfilter (lb) enthält, dessen Übertragungskennlinie in Funktion der Frequenz steile Flanken besitzt, der Analog/Digital-Wandler (3) ein 8 Bit-Wandler ist, das digitale Filter (4) aus einer Kaskadenschaltung mehrerer Teilfilter (7, 8, 10) besteht und dem digitalen Filter (4) noch ein Umhüllenden-Detektor (9) nachgeschaltet ist.

2. Bandpassfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das digitale Filter (4) mindestens zwei gleichaufgebaute und gegeneinander verstimmte IIR-Filter (7, 8) als Teilfilter enthält, die IIR-Filter (7, 8) zweiter Ordnung sind, deren Übertragungsfunktion Funktionen von zwei Koeffizeinten (a, p) sind, wovon der erste Koeffizient (p) für das erste IIR-Filter einen Wert gleich minus dem Absolutwert (- p) und für das zweite IIR-Filter einen Wert gleich dem Absolutwert (p) eines Wertes des ersten Koeffizienten (p) besitzt.

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PATENTANSPRÜCHE

3. Bandpassfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastfrequenz (fS2) der beiden IIR-Filter (7, 8) unabhängig von der Trägerfrequenz fr festgelegt ist, so dass die Trägerfrequenz fr und die Steilheit des Filters einzig in den beiden Koeffizienten (a, p) enthalten ist.

4. Bandpassfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastfrequenz (fS2) der beiden IIR-Filter (7, 8) gleich (a/b) • fr ist, wobei fr die Trägerfrequenz des zu übertragenden modulierten Trägersignals darstellt und a sowie b nur ganzzahlige Werte besitzen mit a > b, und den beiden IIR-Filtern (7, 8) ein weiteres Filter (10) vorgeschaltet ist, dessen Abtastfrequenz (fsi) grösser ist als die Abtastfrequenz (fS2) der beiden rekursiven Filter (7, 8).

5(fr/3), 7(fT/3), 9(fT/3), ll(fT/3) und 15(fT/3) liegt.

5. Bandpassfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das weitere Filter (10) ein drittes IIR-Filter und seine Abtastfrequenz (fsi) ein ganzzahliges Multipel der Trägerfrequenz (f-r) des zu übertragenden modulierten Trägersignals ist.

6. Bandpassfilter nach Anpruch 5, dadurch gekennzeichnet dass das Multipel ein vierfaches Multipel ist.

7. Bandpassfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das weitere Filter (10) ein FIR-Filter und seine Abtastfrequenz (fsi) ein ganzzahliges Multipel der Abtastfrequenz (fe) der beiden IIR-Filter (7, 8) ist.

8. Bandpassfilter nach Anspurch 7, dadurch gekennzeichnet, dass a=4, b = 3 und während der ersten Periode der Übertragungskennlinie des FIR-Filters je eine Nullstelle bei (fr/3),

9. Bandpassfilter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass a = 4, b = 3 und während der ersten Periode der Übertragungskennlinie des FIR-Filters je eine einfache Nullstelle bei 5(fT/3), 7(fT/3), 9(fT/3), ll(fT/3), 13(fT/3), 15(T/3), 17(fT/3) und 19(fT/3), je eine Doppel-Nullstelle bei (fx/3) und 23(fr/3), je eine einfache Nullstelle in der Nähe von 5(fr/3), 9fr/3), 15(fT/3) und 19(fT/3) liegt.

Anwendungsgebiet und Zweck