NO167619B - Baandpassfilter til mottagning av et lydsignal overfoert over et elektrisk energiforsyningsnett. - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår et båndpassfilter til mottagning av et over et elektrisk energiforsyningsnett overført tonesignal i henhold til innledningen av patentkrav 1.

Et slikt båndpassfilter er allerede kjent fra

DE-PS nr. 2 316 436. I henhold til dette består to delfilter av parallellkobling av to grener som hver har to multiplikasjonstrinn og derimellom et innkoblet mellomfilter som består av integrasjonstrinn. I den forbindelse sørges det for at filterkretsene er identisk oppbygget også når det annet delfilter tilføres en annen frekvens enn det første delfilter. Et tredje multiplikasjonstrinn benyttes til bredbåndsinnstil-ling og for å forkorte innsvingningstiden er delfiltrene tilbakekoblet.

Oppbyggingen og virkemåten av digitalfiltre og sampling-filtre for behandling av analoge signaler er allerede kjent (Digitale Verarbeitung analoge Signale, Stearns, Verlag Augenburg 1979 og Taschenbuch Elektrotechnik, Philippow, bind

2, Carl Hanser Verlag 1977, sidene 542-546.

Slike båndpassfiltere anvendes spesielt i rundstyringstek-nikken, dvs. i tonekringkasting. Ved rundstyringsoverføringer dreier det seg om samplede, dvs. binært amplitudemodulerte bæresignaler, hvis bærefrekvens fT ligger mellom fxmin- 100

Hz og f-Tmax — 2^0 kHz. Et overført nyttesignal blir blant annet forstyrret av nettfrekvensspenningen, dens harmoniske, men også av andre nyttesignaler på en annen bærefrekvens i samme eller på grunn av forholdene i nærliggende energiforsyningsnett.

Det er derfor viktig ikke bare å kunne tilpasse båndpassfilter lett til vilkårlige bærefrekvenser f^ uten store merkostnader, men også sørge for at de har ved den i hvert tilfelle påkrevede båndbredde en stor flankesteilhet til en totalt god overføringskarakteristikk, for enda bedre å kunne "separere".

Hensikten med oppfinnelsen er derfor å utføre båndpassfiltere av den i innledningen nevnte art med enkle midler på en slik måte at de ovenfor nevnte betingelser tilfredsstilles. Denne hensikt oppnås ved det som er angitt i karakteristikken til krav 1, mens de vedføyde uselvstendige krav er rettet mot hensiktsmessige utførelser av filteret i henhold til krav 1.

I og for seg er det fra GB-PS nr. 1 556 512 kjent å koble to forfiltere etter hverandre.

Et utførelseseksempel på oppfinnelsen er anskueliggjort på tegningen og vil i det følgende bli beskrevet nærmere. Fig. 1 er et koblingsskjerna for et båndpassfilter oppbygget med et digitalt filter. Fig. 2 er et blokkskjerna over en første variant av et digitalt filter. Fig. 3 er et blokkskjema over en annen variant av et digitalt filter. Fig. 4 er et blokkskjema over en tredje variant av et digitalt filter. Fig. 5 er et koblingsskjema over et klassisk IIR-filter av annen orden. Fig. 6 er et koblingsskjema over et modifisert IIR-filter av annen orden. Fig. 7 er et koblingsskjema over et klassisk FIR-filter. Fig. 8 viser en overføringskarakteristikk for en kaskadekobling av to IIR-filtere av annen orden. Fig. 9 viser en overføringskarakteristikk for et FIR-filter med enkle nullsteder. Fig. 10 viser en overføringskarakteristikk for et for-f ilter. Fig. 11 viser samme overføringskarakteristikk som fig. 8. Fig. 12 viser en overføringskarakteristikk for et FIR-filter med dobbelte nullsteder. Fig. 13 viser samme overføringskarakteristikk som fig. 10. Fig. 14 er et koblingsskjema for et forstemningsfilter. Fig. 15 viser en første overføringskarakteristikk for koblingen på fig. 4 med en parameter N=4, og

fig. 16 viser en annen overføringskarakteristikk for koblingen på fig. 4 med parameter N=6.

Samme henvisningsbetegnelser gjelder på alle figurene de samme deler.

Det båndpassfilter som er vist på fig. 1, består i den angitte rekkefølge av en kaskadekobling av et for-filter 1, en "sample/hold"-kobling 2, en analog/digital-omformer 3 og et digitalt filter 4. De tre sistnevnte komponenter har hver sin taktinngang, hvorav taktinngangene til "sample/ hold"-koblingen 2 og til analog/digital-omformeren 3 er forbundet innbyrdes og mates med et første rektangulært taktsignal CLO med frekvens fsQ- Taktinngangen til det digitale filter 4 mates med et annet og/eller tredje rektangulært taktsignal CL1 resp. CL2 (jfr. fig. 2, 3 og'4). Det digitale filter 4 har en databussinngang 5 og en databussutgang 6. Den sistnevnte er samtidig utgangen fra det samlede båndpassfilter som er vist på fig. 1. Tre mulige varianter av det digitale filter 4 er gjengitt på fig. 2-4.

Det digitale filter 4 på fig. 2 omfatter to delfiltere

og består i den angitte rekkefølge av en med databussforbindelser etablert kaskadekobling av et første IIR-filter 7, et annet IIR-filter 8 og en omhyllingskurve-detektor 9.

De to IIR-filtere 7 og 8 har hver sin taktinngang, og disse

er forbundet med hverandre og danner taktinngangen til det digitale filter 4. Samplingsfrekvensen f^ for de to IIR-filtere 7 og 8 er lik frekvensen av det tredje taktsignal CL2 som tilføres denne taktinngang. De digitale filtere 4

på fig. 3 og fig. 4 består i den angitte rekkefølge av en likeledes med databus-forbindelser etablert kaskadekobling av et ytterligere filter 10, første IIR-filter 7, annet IIR-filter 8 og modulasjonskurvedetektor 9. Disse digitale filtere 4 er således maken til det digitale filter 4 på fig. 2 bare med tillegg av det foranliggende ytterligere filter 10. Dette ytterligere filter 10 er f.eks. i annen variant i henhold til fig. 3 et tredje IIR-filter og i tredje variant i henhold til fig. 4 et FIR-filter. De to taktinnganger til første og annet IIR-filter 7 og 8 er også på fig. 3 og fig. 4 forbundet med hverandre og mates også her med det tredje taktsignal CL2. På fig. 4 blir de imidlertid ikke matet med et eksternt, men av et tredje taktsignal CL2, som leveres av utgangen fra en frekvensdeler 11 og har en frekvens fs2' mens taktinngangen til det ytterligere filter 10 på fig. 4 samt den dermed forbundne inngang til frekvensdeleren 11 danner taktinngangen til det digitale filter 4. Dette mates med annet taktsignal CL1, hvis frekvens er lik samplingsfrekvensen f ^ for det ytterligere filter 10. På fig. 3 representerer taktinngangen til det ytterligere filter 10 derimot en ekstra annen taktinngang til det digitale filter 4, likeledes matet med annet

taktsignal CL1. For de to frekvenser f , og f _ av takt-

s1 ^ s2

signalene henholdsvis CL1 og CL2 gjelder følgende relasjoner:

hvor N er et helt tall.

Modulasjonskurve- eller omhyllingskurve-detektoren 9 består f.eks. i den angitte rekkefolge av en kaskadekobling av en likeretter og et lavpassfilter eller av et kvadreringsledd og et lavpassfilter. Lavpassfiltrene er f.eks. IIR-filtere.

For-filteret 1 er et billig, konvensjonelt, passivt analogfilter, f.eks. bestående av en kaskadekobling av et analogt lavpassfilter 1a og ét analogt båndpassledd 1b (fig. 1 ) .

Den koblingsmessige oppbygning av for-filteret 1 og omhyllingskurve-detektoren 9 er kjent i og for seg og er derfor hverken beskrevet eller vist her.

Det i og for seg kjente klassiske IIR-filter av annen orden som er vist på fig. 5, består av:

- et første multiplikasjonsledd 12 med to innganger,

- et annet multiplikasjonsledd 13 med to innganger,

- et tredje multiplikasjonsledd 14 med to innganger,

- et første addisjonsledd 15 med to innganger,

- et annet addisjonsledd 16 med tre innganger,

- et tredje addisjonsledd 17 med to innganger,

- et første forsinkelsesledd 18 og

- et annet forsinkelsesledd 19.

Alle forbindelsene på fig. 5 er databussforbindelser.

Med sikte på forenkling av tegningen er der imidlertid bare vist entråds-forbindelser.

På fig. 5 er IIR-filterets inngang forbundet med den respektive første inngang til første addisjonsledd 15, til første multiplikasjonsledd 12 og til tredje addisjonsledd 17. Utgangen fra første addisjonsledd 15 ligger ved IIR-filterets utgang og ved den respektive første inngang til annet og tredje multiplikasjonsledd 13, 14. Utgangen fra første multiplikasjonsledd 12 mater den første, utgangen fra annet multiplikasjonsledd 13 den annen og utgangen fra annet forsinkelsesledd 19 den tredje inngang til annet addisjonsledd 16. Utgangen fra tredje multiplikasjonsledd 14

er forbundet med annen inngang til tredje addis jonsledd 17, hvis utgang er forbundet med inngangen til annet forsinkelsesledd 19, mens utgangen fra annet addisjonsledd 16 er forbundet med inngangen til første forsinkelsesledd 18 og dennes utgang i sin tur er forbundet med annen inngang til første addisjonsledd 15. Ved annen inngang til annet multiplikasjonsledd 13 ligger digitalverdien av en første parameter b^, ved annen inngang til tredje multiplikasjonsledd 14 ligger digitalverdien av en annen parameter b2 og ved annen inngang til første multiplikasjonsledd 12 verdien +2 eller -2.

Det modifiserte IIR-filter på fig. 6 består av samme komponenter som IIR-filteret på fig. 5, unntagen når det gjelder tredje addisjonsledd 1 7 som er erstattet med et diffe-ransedannende ledd 20. Også her er alle forbindelsene databus-forbindelser som av samme grunn som på fig. 5 er vist som entråds-forbindelser.

På fig. 6 er IIR-filterets inngang forbundet med de respektive første innganger til første addisjonsledd 15 og første multiplikasjonsledd 12. Utgangen fra tredje multipli-kas jonsledd 14 ligger ved IIR-filterets utgang, ved første inngang til annet multiplikasjonsledd 13 og ved pluss-inngangen til differanseleddet 20. Utgangen fra første addisjonsledd 15 mater første inngang til tredje multiplikasjonsledd 14, utgangen fra differanseleddet 20 mater inngangen til annet forsinkelsesledd 19, utgangen fra annet addisjonsledd 16

mater inngangen til første f orsinkelsesledd 18, og dettes utgang mater både annen inngang til første addisjonsledd 15 og minus-inngangen til differanseleddet 20. Utgangene fra første multiplikasjonsledd 12, fra annet multiplikasjonsledd 13 og fra annet forsinkelsesledd 19 er forbundet med henholdsvis første, annen og tredje inngang til annet addisjonsledd 16. Ved den annen inngang til annet multiplikasjonsledd 13 ligger denne gang digitalverdien av en første

koeffisient p, ved annen inngang til tredje multiplikasjonsledd 14 ligger digitalverdien av en annen koeffisient a, og ved annen inngang til første multiplikasjonsledd 12 igjen digitalverdien av den tredje parameter c, som har samme verdier som for IIR-filteret på fig. 5.

Det i og for seg kjente FIR-filter på fig. 7 består av:

- n ytterligere f orsinkelsesledd 21^, 212, 21 ^ .... 21n' som er kaskadekoblet i den angitte rekkefølge og således f.eks. danner et n-trinnet skiftregister,

- (n+1) ytterligere multiplikasjonsledd 22q, 22^, 22^,

22^ ....22 med to innganger hver og

- et ytterligere addisjonsledd 23 med (n+1) innganger.

Også her er alle forbindelsene databussforbindelser

som av samme grunn som på fig. 5 og 6 er representert ved entråds-forbindeIser.

På fig. 7 er FIR-filterets inngang ført til inngangen

til første ytterligere forsinkelsesledd 21^ og til første inngang til første ytterligere multiplikasjonsledd 22^. Utgangen fra hvert av de n f orsinkelsesledd 21^, 212, 2 1 ^ .... 21 er forbundet med første inngang til hvert sitt tilhørende multiplikasjonsledd 22y 222, 22^ .... 22^. Utgangene fra alle (n+1) multiplikasjonsledd 22^, 22y 22^ .... 22n mater hver sin av de (n+1) innganger til det ytterligere addisjonsledd 23, hvis utganger i sin tur danner FIR-filterets utgang. Ved annen inngang til hvert multiplikasjonsledd 22q, 22^,

222, 22^ .... 22^ opptrer den respektive digitalverdi av en og en av de ytterligere koeffisienter a^, a^, a^, a^ .... a^.

De karakteristikker som er vist på fig. 8 og 11, er identiske og representerer overføringskarakteristikken for kaskadekoblingen av de to IIR-filtere 7 og 8. Disse karakteristikker er oppført med frekvensen f som pr imaervar iabel. De er periodiske med en periode lik f^/2 °9 nar nullsteder ved alle heltallige multipla av den halve frekvens av tredje taktsignal CL2, dvs. ved alle heltallige multipla av f^/2. Frekvensen av et hvilket som helst maksimum i disse karakteristikker, f.eks. frekvensen (3/4)fg2, er lik bærefrekvensen

f for det signal som skal overføres.

Den overføringskarakteristikk for et FIR-filter som

er vist på fig. 9 med frekvensen f som primærvariabel, er likeledes periodisk med en periode som denne gang er lik f 1 og har, når man som i det ovenstående eksempel velger (3/4)fs2 lik fT, under første periode ett og ett enkelt nullsted ved frekvensene (1/3)fT, (5/3)fT, (7/3)fT, (9/3)fT, (11/3)fT og (15/3)fT. Her gjelder n = 3 og f = (16/3)fT-Den overføringskarakteristikk for et ytterligere FIR-filter som er vist på fig. 12 med frekvensen f som primærvariabel, er likeledes periodisk med en periode lik f ^ og har under første periode ett og ett dobbeltnullsted ved frekvensene (1/3)fT og (23/3)fT, ett og ett enkeltnullsted ved frekvensene (5/3)fT, (7/3)fT, (9/3)fT, (11/3)fT# (13/3)fT, 15/3)fT, (17/3)fT og (19/3)f samt ett og ett ytterligere enkeltnullsted i nærheten av (5/3)fT, { 9/ 3) f , (15/3)f og (19/3)fT. Her gjelder n = 8 og fg1 = (24/3)fT.

De karakteristikker som er vist på fig. 10 og 13/ er identiske og representerer overføringskarakteristikken for for-filteret 1 med frekvensen f som primærvariabel. Disse karakteristikker har et maksimum ved bærefrekvensen fT og utgjør et båndpassfilter som bl.a. sterkt demper nett-spenningen med nettfrekvens fN'= 50 Hz i Europa resp. 60 Hz i USA.

De koblingsanordninger som er vist på fig. 5, 6 og 7,

og som jo bare gjennomfører addisjoner, subtraksjoner, multi-plikasjoner og forsinkelser, kan uten videre realiseres med en mikrodatamaskin. I så fall kan man ta den telegramdekoder-mikrodatamaskin som ofte allerede finnes i en fellesstyre-mottager, til hjelp for formålet. Til å påskynde regne-operasjonene vil man for koeffisientene a og p ved anvendelse av en mikrodatamaskin fortrinnsvis anvende binærtall med færrest mulige termer som er forskjellige fra null, og som representerer de enkelte biter.

Forstemningsfilteret ifølge koblingsskjemaet på fig.

14 består av en kaskadekobling av to modifiserte IIR-filtere

av annen orden 7 og 8 hvis koblingsskjema er vist på fig.

6. Disse to modifiserte IIR-filtere 7 og 8 skiller seg fra hverandre bare ved at der ved det forreste IIR-filter 7 dels ved annen inngang til første multiplikasjonsledd 12 opptrer en verdi -2 og dels ved annen inngang til annet multiplikasjonsledd 13 opptrer en verdi +p, mens der ved bakerste IIR-filter 8 opptrer en verdi av henholdsvis +2 og -p ved disse innganger. Kaskadekoblingens inngang drives med samplingsfrekvensen f „.

s2

Filterets samlede overføringskarakteristikk ifølge fig.

15 oppviser som funksjon av frekvensen f en rekke nålformede gjennomslipningsområder ved frekvenser som utgjør multipla av (fT/3). Imidlertid er alle disse gjennomslipningsområder meget kraftig dempet, unntagen den ved f^. Neste svakt dempede gjennomslipningsområde ved (13/3)fT er allerede dempet -30 dB sterkere.

Overføringskarakteristikken ifølge fig. 16 oppviser

i funksjon av frekvensen f likeledes en rekke nålformede gjennomslipningsområder ved frekvenser som utgjør multipla av (fT/3). Imidlertid er også her alle disse gjennomslipningsområder unntagen det ved fT meget sterkt dempet. Neste svakt dempede gjennomslipningsområde (21/3)fT er allerede dempet

-35 dB sterkere.

I det følgende vil der bli gjort rede for båndpassfilterets virkemåte.

Et inngangssignal blir i båndpassfilterets for-filter

1 for det første på i og for seg kjent måte grovfiltrert for begrensning av båndbredden. For det annet sørger imidlertid for-filteret 1 for en tilstrekkelig dempning av nettgrunnbølgen og sterkere overharmoniske. Denne dempning er nødvendig for at bærefrekvensamplituden skal kunne oppløses til ca. 0,1%

med hensyn på nettamplituden selv med en billig analog/digital omformer med innskrenket bitantall. Det således for-filtrerte mottagningssignal blir så på i og for seg kjent måte i "sample/hold"-koblingen 2 (fig. 1) samplet med samp-lingsf rekvensen f „.

^ s0

Samplinsverdiene blir derpå i analog/digital-omformeren

3 på likeledes kjent måte omformet til digitalverdier.

De to kaskadekoblede IIR-filtere 7 og 8 (fig. 2-4) danner det egentlige digitalfilter, mens omhyllingskurve-detektoren 9 i tilslutning til dette demodulerer dets utgangssignal og omformer det tilbake til et rent umodulert binær-pulstele-gram med sikte på ikke vist ytterligere tolkning. De to IIR-filtere 7 og 8 er f.eks. filtere av annen orden og drives ved hjelp av tredje taktsignal CL2. Koblingen for et IIR-filter av annen orden er i og for seg kjent og bare for fullstendighets skyld gjengitt i den såkalte første kanoniske form på fig. 5. Filteret av annen orden er kjennetegnet ved parametrene b^ og b^. Resonansfrekvensene for de to IIR-filtere 7 og 8 blir for dannelse av et forstemningsfilter svakt forskjøvet i forhold til hverandre, slik at den nærmest klokkeformede overføringskarakteristikk for de to filtere 7 og 8 ved kaskadekoblingen på i og for seg kjent måte blir omdannet til en mer rektangulær overføringskarakteristikk.

Verdien av parameteren b2 - beløpsmessig mindre enn 1 - ligger for de høye godhetsverdier som skal oppnås, i nærheten av -1. Man antar derfor en verdi for a (0 < a << 1):

b2 -.1+a

og skriver for b1 med en ny parameter p

b1 = p.o

IIR-filterene 7 og 8 har da en struktur i samsvar med fig. 6 og forstemningsfilteret en struktur i samsvar med fig. 14.

I en første variant som vist på fig. 2 blir behandlingsfrekvensen f j f°r det digitale forstemningsfilter avpasset etter den høyeste forekommende bærefrekvens fT ^^g5

f >2 f

rs2- ' T,maks

Løsningen ifølge denne variant har fordelen av liten apparaturmessig påkostning, men den ulempe at parametrene b1 og b2 resp. koeffisientene a og p er avhengige ikke bare av ønsket båndbredde, men også av frekvensen f^.

I en annen og tredje variant blir behandlingsfrekvensen avpasset etter den respektive bærefrekvens f,p, og det slik at forholdet f ~/fm er fiksert uavhengig av fm. Ved disse

s2 T T

varianter er der foran forstemningsfilteret, altså foran kaskadekoblinen av de to IIR-filtere, innskutt et ytterligere filter som ved hjelp av annet taktsignal CL1 drives med en behandlingsfrekvens f ,.

Sl

I annen variant i henhold til fig. 3 er det ytterligere filter 10 et IIR-filter hvis samplingsfrekvens f ^ er valgt lik et helt multiplum av bærefrekvensen f^,. Overførings-karakteristikken for det ytterligere filter er igjen periodisk, denne gang med en periode lik fs-|. Er f^ tilstrekkelig stor, faller allerede annet gjennomslipningsområde hos filteret 10 i et frekvensområde som ligger så høyt at det blir av liten interesse for overføringen, resp. det analoge for-filter sørger for en tilstrekkelig dempning. I en foretrukken ut-førelse er f s1 . det firedobbelte av bærefrekvensen f T og f s2~

= 4/3fT, da filterparametrene for både det nye ytterligere IIR-filter 10 og for forstemningsfilteret i dette tilfelle antar særlig enkle verdier og der ikke oppstår interpolasjons-problemer.

I tredje variant som er vist på fig. 4, er det ytterligere filter 10 et FIR-filter hvis samplingsfrekvens f ^

for unngåelse av interpolasjons-problemer er valgt som et helt multiplum N av IIR-filterenes samplingsfrekvens fS2« Således gjelder f . = N.f „. Samplingsfrekvensen f ~ blir

ved hjelp av frekvensdeleren 11 avledet synkront ved frekvens-deling av samplingsfrekvensen f ^ av annet taktsignal CL1. Koblingsskjemaet for FIR-filteret er i og for seg kjent og

er gjengitt på fig. 7. FIR-filteret har til oppgave å frem-bringe dempningspoler på de kritiske steder av forstemnings-filterets amplitudekarakteristikk. Da det selv også er periodisk, må det sørges for at de høyere gjennomslipningsområder i den samlede filtersekvens blir liggende på frekvenser hvor de nettharmoniske er små og dempningen med for-filteret alene

er tilstrekkelig og der ikke lenger kan ventes fremmede fellesstyrefrekvenser. Med sikte på mikroprosessorens arbeidshastig-het blir FIR-filteret for "høyere" fellesstyrefrekvenser derfor dimensjonert annerledes enn det for de "lavere". FIR-filteret har så mange koeffisienter a^, a^ , a^ .... an som der behøves nullsteder pluss en, eller med andre ord, FIR-filteret kan ha n nullsteder når n er største indeks i for de ytterligere koeffisienter a1 = aQ, a1, a^ .... an, med n ><_> N-1 .

Overføringsfunksjonen av et FIR-filter med lineær fase-karakteristikk er som bekjent:

For de verdier ffc av frekvensen f hvor FIR-filteret skal ha nullsteder, blir uttrykket (3) satt lik null, så der f.eks. med n = 3 fås følgende ligninger: Likeledes blir ved en bestemt verdi av f, f.eks. ved f = fT, uttrykket (3) satt lik en konstant D, som kan ha en vilkårlig verdi og med sikte på enkel beregning velges lik 2. Dette gir en fjerde ligning

Der fremkommer således et system av (n+1) = 4 ligninger

for (n+1) = 4 ukjente a^, a^ a^ og a^.

I et første eksempel, anskueliggjort på fig. 8, 9 og 10; er N = 4 og n = 3. Et maksimum i FIR-f ilterets overfør ings-karakteristikk (fig. 9) ligger i nærheten av f = fT. De n = 3 nullsteder ligger ved (fT/3), 5(fT/3) og 7(fT/). Da FIR-filterets overføringskarakteristikk er symmetrisk med hensyn på frekvensen fs^/2, finnes der foruten de tre allerede nevnte nullsteder også ytterligere nullsteder. I nærværende tilfelle er her fremfor alt de neste nullsteder ved (9/3fT) og (11/3)fT av interesse. Kaskadekoblingen av dette FIR-filter 10 med IIR-forstemningsfilterene 7 og 8 gir i første periode til

f ^ = 16/3fT et gjennomslipningsområde ved fT og et annet først igjen ved (13/3)fT (jfr. fig. 15). Filteret ifølge dette eksempel er meget velskikket for bærefrekvenser fT 2 200 Hz, da annet gjennomslipningsområde i dette tilfelle minst ligger ved 13(fT/3) = 13(200/3) Hz = 870 Hz og bare flere støysignaler hvis frekvenser minst ligger i størrelses-orden 870 Hz, kan virke aktivt forstyrrende. Ytterligere gjennomslipningsområder for støysignaler har det samlede filter ifølge fig. 15 i de høyere perioder, f.eks. ved (19/3)fT og ved (29/3)fT i annen periode. De tilhørende støy-signaler må allerede med for-filteret 1 alene (fig. 10) forhåndsdempes så sterkt at de blir uvirksomme ved utgangen fra det samlede filter. I tillegg demper for-filteret 1 også som allerede nevnt meget sterkt nettspenningssignalet med frekvens f.,.

N

I et annet eksempel, anskueliggjort på fig. 11, 12 og

13, er N = 6 og n = 8. Et maksimum i FIR-filterets overførings-karakteristikk (fig. 12) ligger igjen i nærheten av f . De n = 8 nullsteder velges som følger: To (dvs. et dobbeltnullsted) ved (fT/3), ett og ett ved 5(fT/3), 7(fT/3), 9(fT/3) og 11(f /3) samt ett og ett i nærheten av 5(fT/3) og i nærheten av 9(fT/3).

Hver periode av overføringskarakteristikken er igjen symmetrisk med hensyn på dens midlere frekvens, så ytterligere n = 8 nullsteder først finnes i første periode, nemlig et dobbeltnullsted ved (24/3)fT - (3/3)f = (23/3)f , ett og ett enkeltnullsted ved (24/3)fT - (5/3)fT = (19/3)fT,

(24/3)fT - (7/3)fT = ( 1.7/3 )fT, (24/3)fT - (9/3)fT = ( 1 5/3 ) fT og (24/3)f - (11/3)f = (13/3)fT, samt ett og ett enkeltnullsted i nærheten av (24/3)fT - (5/3)f = (19/3)f og i nærheten av (24/3)fT - (9/3)fT = (15/3)fT, hvor fgl = N.fg2

= 6.fs2 = 6.(4/3).fT = (24/3)fT.

Kaskadekoblingen av dette FIR-filter med IIR-forstemningsfilteret gir i første periode til f 1 = (24/3)f et gjennomslipningsområde ved fT og ved 7f (jfr. fig. 16). Ved valg av en relativt høy verdi for N (nemlig N = 6) er filteret ifølge dette annet eksempel særlig velskikket for bærefrekvenser fT < 200 Hz, da annet gjennomslipningsområde i dette tilfelle minst ligger ved 21(f /3) = 21(100/3) Hz = 700 Hz, med fT = fT = 100 Hz, og bare flere støysignaler hvis frekvens minst ligger i størrelsesorden 700 Hz, kan virke aktivt forstyrrende. Ved fT/3 ble der plassert et dobbeltnullsted for å dempe nettspenningssignalet med frekvens fN særlig sterkt. Også her har det samlede filter ytterligere gjennomslipningsområder for støysignaler i høyere perioder, f.eks. ved (24/3)fT + (3/3)fT = (27/3)fT (jfr. fig. 16) og ved (24/3)fT + (24/3)fT = (45/3)f i annen periode. Også her må eventuelle støysignaler tilhørende gjennomslipnings-områdene for støysignalet forhåndsdempes med for-filteret 1 (fig. 13).

Claims (11)

1. Båndpassfilter til mottagning av et over et elektrisk energiforsyningsnett overført tonesignal, med et forfilter som inneholder et lavpassfilter, en analog/digitalomformer og et filter som er koblet i en bestemt rekkefølge i kaskade slik at filteret består av en kaskadekobling av minst to hovedsakelig ens oppbyggede delfiltere som behandler digitale størrelser, karakterisert ved at delfilterene (7,8) er utført som annenordens IIR-filter som i sin såkalte første kanoniske form hver har en transferfunksjon som er avhengig av to parametere (bi,b2), hvorav den første parameter (b^) i hvert tilfelle er gitt en slik verdi at delfilteret (7,8) har innbyrdes noe forstemte resonansfrekvenser.

2. Båndpassfilter i henhold til krav 1, karakterisert ved at den første parameter (b^) er lik (pa) og en annen (b2) av de to paramtere (bi,b2) er lik(a-l), idet a er en første ytterligere parameter som har en positiv verdi som er meget mindre enn 1 og slik at p er en annen ytterligere parameter som for et første (7) av de to delfiltere (7,8) har en verdi lik absoluttverdien (p) og for et annet av de to delfiltere (7,8) en verdi lik minus absoluttverdien (-p) av en verdi av den annen ytterligere parameter (P) •

3. Båndpassfilter som angitt i krav 2, karakterisert ved at de to IIR-filteres (7,8) samplingf rekvens er fastlagt uavhengig av bæref rekvensen frp, slik at frekvensen fT og filterets steilhet alene inneholdes i de to parametre (a,p).

4. Båndpassfilter som angitt i krav 2, karakterisert ved at de to IIR-filteres (7,8) samplingfrekvens (fS2) ©r lik (a/b).fT hvor fT er bærefrekvensen for det modulerte bærefrekvenssignal som skal overføres og a og b bare kan ha heltallige verdier med a>b, og at det foran de to IIR-filtere (7,8) er koblet et ytterligere filter (10), hvis samplingfrekvens (fsi) er høyere enn de to IIR-filteres (7,8) samplingsfrekvens (fS2)•

5. Båndpassfilter som angitt i krav 4, karakterisert ved at det ytterligere filter (10) er et tredje IIR-filter og dets samplingfrekvens (fsi) er et helt multiplum av bæref rekvensen (frp) av det modulerte bærebølgesignal som skal overføres.

6. Båndpassfilter som angitt i krav 5, karakterisert ved at multiplet er et firedobbelt multiplum.

7. Båndpassfilter som angitt i krav 4, karakterisert ved at det ytterligere filter (10) er et FIR-filter og dets samplingfrekvens (fsi) er et helt multiplum av de to IIR-filteres (7,8) samplingfrekvens (fS2)•

8. Båndpassfilter som angitt i krav 7, karakterisert ved at a=4, b=3m og at det under første periode av FIR-filterets transferkarakteristikk ligger ett nullsted ved henholdsvis (fT/3) , 5(f<r/3), 7(fT/3), 9(fT/3), ll(fT/3) og 15(fT/3).

9. Båndpassfilter som angitt i krav 7, karakterisert ved at a=4, b=3, og at det under første periode av FIR-filterets transferkarakteristikk ligger ett enkelt nullsted ved henholdsvis 5(ft/3), 7(fT/3), 9(fT/3), ll(fT/3), 13(fT/3), 15(fT/3), 17(fT/3) ogl9(<f>T/3), ett dobbeltnullsted ved henholdsvis (fT/3) og 23(fT/3) og ett enkelt nullsted i nærheten av henholdsvis 5 (f t/3), 9 (f-p/3), 15(fT/3) og 19(fT/3).

10. Båndpassfilter som angitt i et av kravene 1-9, karakterisert ved at det til forfilterets lavpassfilter i kaskade er tilkoblet et båndpassfilter, hvis transferfunksjon har steile flanker.

11. Båndpassfilter som angitt i et av kravene 1-10, karakterisert ved at delfiltrene som behandler de digitale størrelser, har etterkoblet en modula-sj onskurvedetektor.