DE3418011A1 - Bandpassfilter zum empfang eines ueber ein elektrisches energieversorgungsnetz uebertragenen tonsignals - Google Patents

Description

Bandpassfilter zum Empfang eines über ein elektrisches Energieversorgungsnetz übertragenen Tonsignals

Anwendungsgebiet und Zweck
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Die Erfindung bezieht sich auf ein Bandpassfilter zum Empfang eines über ein elektrisches Energieversorgungsnetz übertragenen Tonsignals gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Die Tonsignale sind z.B. Rundsteuersignale.-

Bei Rundsteuerungs-Uebertragungen handelt es sich um getastete, d.h. binär amplitudenmoduUerte Trägersignale, deren Trägerfrequenz f_ zwischen f_T . ~ 100 Hz und f_T ~ 2000 Hz liegt. ^M T T,min ~ T,max

Ein übertragenes Nutzsignal wird unter anderem gestört durch die Netzfrequenzspannung, durch deren Harmonische, aber auch durch die Nutzsignale einer anderen Trägerfrequenz im gleichen oder, wegen den Netzvermaschungen, in benachbarten Energieversorgungsnetzen .

Das Bandpassfilter muss so ausgelegt sein, dass es ohne grosse Mehrkosten sehr leicht beliebigen Trägerfrequenzen f_T angepasst werden kann. Keines der bisherigen Filter ist dazu imstande.

Die bisher in Rundsteuerempfängern verwendeten Filter sind zum Teil zu wenig selektiv oder aber sehr teuer.

Stand der Technik

Der Aufbau und die Arbeitsweise digitaler Filter zur Verarbeitung analoger Signale ist bekannt, z.B. aus "Digitale Verarbeitung analoger Signale", Samuel D. Stearns, Verlag Oldenbourg, 1979.

Aufgabe und Lösung

D_er Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, mit möglichst wenig Aufwand ein Bandpassfilter mit digitalem Ausgang zu erstellen, das alle wichtigen bei Uebertragungen über elektrische Versor-

PA 2250 . .

EPOCOPY §j

gungsnetze verwendeten Trägerfrequenzen abdeckt und dessen Uebertragungskennünie die jeweils geforderte Bandbreite und Flankensteilheit besitzt.

Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. 10

Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild eines mit Hilfe eines digitalen Filters aufgebauten Bandpassfilters, Fig. 2 ein Blockschaltbild einer ersten Variante eines digitalen Filters,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer zweiten Variante eines

digitalen Filters,
Fig. 4 ein Blockschaltbild einer dritten Variante eines

digitalen Filters,

Fig. 5 ein Schaltbild eines klassischen IIR-Filters zweiter Ordnung,

Fig. 6 ein Schaltbild eines abgewandelten IIR-Filters

zweiter Ordnung,

Fig. 7 ein Schaltbild eines klassischen FIR-Filters, Fig. 8 eine Uebertragungskenn linie einer Kaskadenschaltung zweier IIR-Filter zweiter Ordnung,

Fig. 9 eine UebertragungskennUnie eines FIR-Filters

mit einfachen Nullstellen,

Fig. 10 eine UebertragungskennUnie eines Vorfilters, Fig. 11 die gleiche UebertragungskennUnie wie in Fig. 8,

Fig. 12 eine Uebertragungskenn linie eines FIR-Filters

mit Doppel-Nullstellen,
Fig. 13 die gleiche UebertragungskennUnie wie in Fig. 10,
Fig. 14 ein Schaltbild eines Verstimmungsfilters, Fig. 15 eine erste UebertragungskennUnie der Schaltung gemäss der Figur 4 mit einem Parameter N=4 und
PA 2250 ·/.

EPO COPY

Fig. 16 eine zweite Uebertragungskennlinie der Schaltung gemäss der Figur 4 mit dem Parameter N=6.

Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in allen Figuren der Zeichnung gleiche Teile.

Beschreibung

Das in der Fig. 1 dargestellte Bandpassfilter besteht in der angegebenen Reihenfolge aus der Kaskadenschaltung eines Vorfilters 1, einer "Sample/Hold"-Schaltung 2, eines Analog/Digital-Wandlers

3 und eines digitalen Filters 4. Die drei letzten Bauelemente besitzen je einen Takteingang, wobei die Tankteingänge der "Sample/Hold"-Schaltung 2 und des Analog/Digital-Wandlers 3 miteinander verbunden sind und von einem ersten rechteckförmigen Taktsignal CLO der Frequenz f _ gespeist werden. Der Takteingang des digitalen Filters 4 wird von einem zweiten und/oder dritten rech teckförm igen Taktsignal CLI bzw. CL2 gespeist (siehe Figuren 2,3 und 4). Das digitale Filter 4 besitzt einen Datenbus-Eingang 5 und einen Datenbus-Ausgang 6. Der letztere ist gleichzeitig der Ausgang des gesamten in der Fig. 1 dargestellten Bandpassfilters. Drei mögliche Varianten des digitalen Filters 4 sind in den Figuren 2 bis 4 wiedergegeben.

Das digitale Filter 4 gemäss der Fig. 2 enthält zwei Teilfilter und besteht in der angegebenen Reihenfolge aus einer mit Hilfe von Datenbus-Verbindungen erstellten Kaskadenschaltung eines ersten IIR-Filters 7, eines zweiten IIR-Filters 8 und eines Umhüllenden-Detektors 9. Die beiden IIR-Filter 7 und 8 besitzen je einen Takteingang, die beide miteinander verbunden sind und den Takteingang des digitalen Filters 4 bilden. Die Abtastfrequenz f der beiden IIR-Filter 7 und 8 ist gleich der Frequenz des diesen Takteingang speisenden dritten Taktsignals CL2. Die digitale Filter

4 gemäss der Fig. 3 und Fig. 4 bestehen in der angegebenen Reihenfolge aus einer ebenfalls mit Hilfe von Datenbus-Verbindungen erstellten Kaskadenschaltung eines weiteren Filters 10, des ersten

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IIR-Filters 7, des zweiten IIR-Filters 8 und des Umhüllenden-Detektors 9. Diese digitale Fitter 4 sind somit gleich dem digitalen Filter 4 gemäss der Fig. 2, dem nur noch das weitere Filter 10 elektrisch vorgeschaltet ist. Das weitere Filter 10 ist zum Beispiel in der zweiten Variante gemäss der Fig. 3 ein drittes IIR-Filter· und in der dritten Va-riante gemäss der Fig. 4 ein FIR-Filter. Die beiden Takteingänge des ersten und des zweiten IIR-Filters 7 und 8 sind auch in der Fig. 3 und der Fig. 4 miteinander verbunden und werden auch hier vom dritten Taktsignal CL2 gespeist. Sie werden jedoch in der Fig. 4 nicht von einem-externen, sondern von einem vom Ausgang eines Frequenzteilers 11 gelieferten dritten Taktsignal CL2 der Frequenz f „ gespeist, während in der Fig. 4 der Takteingang des weiteren Filters 10 und der mit diesem verbundene Eingang des Frequenzteilers 11 den Takteingang des digitalen Filters 4 bilden. Dieser wird von dem zweiten Taktsignal CL1 gespeist, dessen Frequenz gleich der Abtastfrequenz f .. des weiteren Filters 10 ist. In der Fig. 3 stellt der Takteingang des weiteren Filters 10 dagegen einen zusätzlichen zweiten Takteingang des digitalen Filters 4 dar, der ebenfalls vom zweiten Taktsignal CL1 gespeist wird. Für die zwei Frequenzen f . und f „ der Taktsignale CL1 und CL2 gelten folgende Bedingungen:

^fs1 > ^fs2 ^Und

^{s1 s2}

wobei N einen ganzzahligen Wert besitzt.

Der Umhüllenden-Detektor 9 besteht zum Beispiel in der angegebenen Reihenfolge aus einer Kaskadenschaltung eines Gleichrichters und eines Tiefpassfilters oder eines Quadrierers und eines Tiefpassfilters. Die Tiefpassfilter sind dabei zum Beispiel IIR-Filter.

Das Vorfilter 1 ist ein preisgünstiges konventionelles passives Analogfilter, bestehend zum Beispiel aus der Kaskadenschaltung eines analogen Tiefpassfilters la und eines analogen Bandpassgliedes 1b (siehe Fig. 1).

EPO COP^

Die Schaltungen des Vorfilters 1 und des Umhüllenden-Detektors sind an sich bekannt und werden daher weder beschrieben noch zeichnerisch dargestellt.

Das an sich bekannte und in der Fig. 5 dargestellte klassische IIR-Filter 2. Ordnung besteht aus:

-einem ersten Multiplizierer 12 mit zwei Eingängen, -einem zweiten Multiplizierer 13 mit zwei Eingängen, -einem dritten Multiplizierer 14 mit zwei Eingängen, -einem ersten Addierer 15 mit zwei Eingängen, -einem zweiten Addierer 16 mit drei Eingängen, -einem dritten Addierer 17 mit zwei Eingängen, -einem ersten Verzögerungsglied 18 und -einem zweiten Verzögerungsglied 19.

Alle Verbindungen in der Fig. 5 sind Datenbus-Verbindungen. Aus Gründen der zeichnerischen Einfachheit wurden jedoch nur Eindraht-Verbindungen dargestellt.
20

In der Fig. 5 ist jeweils der Eingang des IIR-Fi Iters mit dem ersten Eingang des ersten Addierers 15, des ersten Multiplizierers

12 und des dritten Addierers 17 verbunden. Der Ausgang des ersten Addierers 15 liegt am Ausgang des IIR-Fi Iters und jeweils am ersten Eingang des zweiten und des dritten Multiplizierers 13 und 14. Der Ausgang des ersten Multiplizieres 12 speist den ersten, der Ausgang des zweiten Mulitplizierers 13 den zweiten und der Ausgang des zweiten Verzögerungsgliedes 19 den dritten Eingang des zweiten Addierers 16. Der Ausgang des dritten Multiplizierers 14 ist mit dem zweiten Eingang des dritten Addierers 17, dessen Ausgang mit dem Eingang des zweiten Verzögerungsgliedes 19, der Ausgang des zweiten Addierers 16 mit dem Eingang des ersten Verzögerungsgliedes 18 und dessen Ausgang wiederum mit dem zweiten Eingang des ersten Addierers 15 verbunden. Am zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers

13 liegt der Digitalwert eines ersten Parameters b._t am zweiten

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BPO COPY

Eingang des dritten Multiplizierers - 14 derjenige eines zweiten Parameters b„ und am zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 12 der Wert +2 oder -2.

Das abgewandelte IIR-Filter gemäss der Fig. 6 besteht aus den gleichen Bauelementen wie das IIR-Filter der Fig. 5 mit Ausnahme des dritten Addierers 17, der durch ein Differenzglied 20 ersetzt . wurde. Auch hier sind alle Verbindungen Datenbus-Verbindungen, die alle aus dem gleichen Grund wie in der Fig.

als Eindraht-Verbindungen dargestellt sind.

In der Fig. 6 ist jeweils der Eingang des IIR-Filters mit dem ersten Eingang des ersten Addierers 15 und des ersten Multiplizierers 12 verbunden. Der Ausgang des dritten Multiplizierers 14 liegt am Ausgang des IIR-Filters, am ersten Eingang des zweiten Multiplizierers 13 und am Plus-Eingang des Differenzgliedes 20. Der Ausgang des ersten Addierers 15 speist den ersten Eingang des dritten Multiplizierers 14, der Ausgang des Differenzgliedes 20 den Eingang des zweiten Verzögerungsgliedes 19, der Ausgang des zweiten Addierers 16 den Eingang des ersten Verzögerungsgliedes 18 und dessen Ausgang sowohl den zweiten Eingang des ersten Addierers 15 als auch den Minus-Eingang des Differenzgliedes 20. Der Ausgang des ersten Multiplizierers 12 ist mit dem ersten Eingang, derjenige des zweiten Multiplizierers 13 mit dem zweiten Eingang und derjenige des zweiten Addierers 16 verbunden. Am zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers 13 liegt diesmal der Digitalwert eines ersten Koeffizienten p, am zweiten Eingang des dritten Multiplizierers 14 derjenige eines zweiten Koeffizienten a und am zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 12 wiederum derjenige des dritten Parameters c, der die gleiche Werte besitzt wie für das IIR-Filter der Fig. 5.

Das an sich bekannte FIR-Filter gemäss der Fig. 7 besteht aus: _n weiteren Verzögerungsgliedern 21 ,21„, 21,,..., 21 , die in

• £* O Γι

der angegebenen Reihenfolge in Kaskade geschaltet sind und

^{PA 225}°

EFO COFY

somit zum Beispiel ein η-stufiges Schieberegister bilden, -(n+1) weiteren Multiplizierern 22_n, 22 ,22„, 22 , ..., 22 mit je zwei Eingängen und

-einem weiteren Addierer 23 mit (n+1) Eingängen. 5

Auch hier sind alle Verbindungen Datenbus-Verbindungen, die alle aus dem gleichen Grund wie in den Figuren 5 und 6 als Eindraht-Verbindungen dargestellt sind.

In der Fig. 7 ist der Eingang des FIR-Filters auf den Eingang des ersten weiteren Verzögerungsgliedes 2I₁ und auf den ersten Eingang des ersten weiteren Multiplizierers 22- geführt. Der Ausgang eines jeden der η Verzögerungsglieder 21. ,21 „,21 -, ... ,21 ist mit dem ersten Eingang je eines zugehörigen Multiplizierers 22,,22 ,22-, ...22 verbunden. Die Ausgänge aller (n+1) Multiplizierer 22_, 22., 22„, .. .22 speisen je einen der (n+1) Eingänge

\J \ Ζ» Π

des weiteren Addierers 23, dessen Ausgang seinerseits den Ausgang des FIR-Filters bildet. Am zweiten Eingang eines jeden Multiplizierers 22-,22 ,22 ,22 ,...22 liegt der Digitalwert je

\J I £* ό O

eines weiteren Koeffizienten a_n,a. ,a_o,a_, .. .,a .

Die in den Figuren 8 und 11 dargestellten Kennlinien sind identisch und stellen die Uebertragungskennlinie der Kaskadenschaltung der beiden IIR-Filter 7 und 8 dar. Diese Kennlinien sind in Funktion der Frequenz f aufgetragen. Sie sind periodisch mit einer Periode gleich f _/2 und besitzen Nullstellen bei allen ganzzahligen Multipeln der halben Frequenz des dritten Taktsignals CL2, d.h. bei allen ganzzahligen Multipeln von f „/2. Die Frequenz irgendeines Maximums dieser Kennlinien, zum Beispiel die Frequenz (3/4)f „, ist gleich der Trägerfrequenz f_T des zu übertragenden Signals.

Die in der Fig. 9 in Funktion der Frequenz f dargestellte Uebertragungskennlinie eines FIR-Filters ist ebenfalls periodisch mit einer Periode diesmal gleich f und besitzt, wenn wie im obigen Beispiel (3/4)f „ gleich f gewählt wird, während der ersten

PA 2250 EPO COPY Λ

Periode je eine einfache NuUstelle bei den Frequenzen (i/3)f , (5/3)f_T> (7/3)f_T, (9/3)f_T, (n/3)f_T und (15/3)ί_γ. Es gilt dabei η = 3 und i _} = (16/3)ί_γ.

Die in der Fig. 12 in Funktion der Frequenz f dargestellte Uebertragungskennlinie eines weiteren FIR-Filters ist ebenfalls periodisch mit einer Periode gleich f und besitzt während der ersten Periode je eine Doppel-Nullstelle bei den Frequenzen (i/3)f_ und (23/3)f_T, je eine einfache NuUstelle bei den Frequenzen (5/3)f_T, (7/3)f_T, (9/3)f_T, (H/3)f_T, (13/3)f_T, --(15/3)f _χ, (i7/3)f_T und (19/3)f_, sowie je eine weitere einfache NuUstelle in der Nähe von (5/3)f_T, (9/3)f_T, (15/3)ί_γ und (ΐ9/3)ΐ_γ. Es gilt dabei η = 8 und f_gl = (24/3)f_T·

^ Die in den Figuren 10 und 13 dargestellten Kennlinien sind identisch und geben in Funktion der Frequenz f die Uebertragungskennlinie des Vorfilters 1 wieder. Diese Kennlinien besitzen bei der Trägerfrequenz f_ ein Maximum und stellen ein Bandpassfilter dar, welches unter anderem die Netzspannung mit der Netz-

frequenz f , 50 Hz in Europa bzw. 60 Hz in den USA, sehr stark dämpft.

Die Schaltungen der Figuren 5,6 und 7, die ja nur Additionen, Subtraktionen, Multiplikationen und Zeitverzögerungen durchführen, können ohne weiteres mit Hilfe eines Mikrocomputers realisiert werden. In diesem Fall kann der in einem Rundsteuer-Empfänger oft bereits vorhandene Telegramm-Decodiermikrocomputer zu diesem Zweck mitverwendet werden. Zur Beschleunigung der Rechenarbeiten sind bei Verwendung eines Mikrocomputers für die Koeffizienten α und ρ vorzugsweise Binärzahlen mit möglichst wenigen von Null verschiedenen die einzelnen Bit darstellenden Termen, zu verwenden.

Das Schaltbild des Verstimmungsfilters der Figur 14 besteht aus einer Kaskadenschaltung zweier abgewandelten IIR-Filter zweiter Ordnung 7 und Θ, deren Schaltbild in der Figur 6 dargestellt ist. Diese beiden abgewandelten IIR-Filter 7 und 8 unterscheiden

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sich nur dadurch, dass beim vorderen HR-Filter 7 einerseits am zweiten Eingang des ersten Multiplizierers 12 ein Wert -2 und andererseits am zweiten Eingang des zweiten Multiplizierers ein Wert +p ansteht, während beim hintersten IIR-Filter 8 an diesen Eingängen ein Wert +2 bzw. -p anliegt. Der Eingang der Kaskadenschaltung wird mit der Abtastfrequenz f „ betrieben.

Die Gesamt-Uebertragungskennlinie des Filters gemäss der Figur besitzt in Funktion der Frequenz f eine Reihe nadeiförmiger Durchlassbereiche bei Frequenzen, die ein Vielfaches von (f~/3) sind. Jedoch sind diese Durchlassbereiche alle sehr stark gedämpft, ausser derjenige bei f_T· Der nächst schwach gedämpfte Durchlassbereich bei (i3/3)f_ ist bereits um -30 dB stärker gedämpft.

Die Uebertragungskenn linie gemäss der Figur 16 besitzt in Funktion der Frequenz f ebenfalls eine Reihe nadeiförmiger Durchlassbereiche bei Frequenzen, die ein Vielfaches von (fy/3) sind. Jedoch sind diese Durchlassbereiche auch hier alle, ausser derjenige bei f_T sehr stark gedämpft. Der nächst schwach gedämpfte Durchlassbereich bei (2i/3)f_T ist bereits um -35 dB stärker gedämpft.

Funktionsbeschreibung

Ein Eingangssignal wird im Vorfilter 1 des Bandpassfilters zuerst auf an sich bekannte Weise zur Begrenzung der Bandbreite grob gefiltert. Zum zweiten aber sorgt das Vorfilter 1 für eine genügende Dämpfung der Netzgrundwelle und starker Oberwellen. Diese Dämpfung ist notwendig, damit die Trägerfrequenzamplitude auch mit einem billigen, in der Bit-Zahl eingeschränkten Analog/-Digital-Wandler auf ca. 0,1 % bezüglich der Netzamplitude auflösbar ist. Das so vorgefilterte Empfangssignal wird anschlies-

./.

^{PA 225}° '" . ■ Ζ- EPO COPY

send auf an sich bekannte Weise in der "Sample/Hold"-Schaltung 2 (siehe Fig. 1) mit der Abtastfrequenz f _n abgetastet.

Die Abtastwerte werden anschliessend im Analog/Digital-Wandler 3 auf an sich ebenfalls bekannte Weise in Digitalwerte transformiert.

Die beiden in Kaskade geschalteten IIR-Fi lter 7 und 8 (siehe Figuren 2 bis 4) bilden das eigentliche Digitalfilter, während der Umhültenden-Detektor 9 anschliessend dessen Ausgangssignal demoduliert und in ein reines unmoduliertes Binär-Impulstelegramm zurückverwandelt zwecks weiterer, nicht dargestellter Auswertung. Die beiden IIR-Filter 7 und 8 sind zum Beispiel Filter zweiter Ordnung und werden mit Hilfe des dritten Taktsignals CL2 betrieben. Die Schaltung eines IIR-Filters zweiter Ordnung ist an sich bekannt und nur vollständigkeitshalber in der sogenannten ersten kanonischen Form in der Fig. 5 wiedergegeben. Das Filter zweiter Ordnung ist gekennzeichnet durch die Parameter b. und b„. Die Resonanzfrequenzen der beiden IIR-Filter 7 und 8 werden zwecks Bildung eines Verstimmungsfilters leicht gegeneinander verschoben, so dass die eher glockenförmige Uebertragungskennlinie der beiden IIR-Filter 7 und 8 bei der Kaskadenschaltung auf an sich bekannte Weise in eine mehr rechteckförmige Ueber-

tragungskennlinie umgewandelt wird.
25

Der Wert des Parameters b_, dem Betrage nach kleiner als 1, ist für die hohen zu erreichenden Güten in der Nähe von -1. Wir setzen daher mi;t einem α (θ <α« 1) an:

b₂---1+a

und schreiben für b. mit einem neuen Parameter ρ

b₁ ■= ρ. α

Die IIR-Filter 7 und 8 haben dann eine Struktur gemäss der Figur 6 und das Verstimmungsfilter eine Struktur gemäss der Figur 14.

EPO COP«

In' einer ersten Variante gemäss der Figur 2 wird die Verarbeitungsfrequenz f „ des digitalen Verstimmungsfilters auf die höchste vorkommende Trägerfrequenz f_x " ausgerichtet:

ι , max

■ f „ >2.f_

s2 — T, max

Die Lösung gemäss dieser Variante hat den Vorteil eines geringen Geräteaufwandes, jedoch den Nachteil, dass die Parameter found b_, bzw. die Koeffizienten α und ρ nicht nur von der ge-

Lt

wünschten Bandbreite, sondern auch von der Frequenz f_ abhängig sind.

In einer zweiten und dritten Variante wird die Verarbeitungsfrequenz auf die jeweilige Trägerfrequenz f_T ausgerichtet, und zwar so, dass das Verhältnis von f ~Λ_Τ unabhängig von f._ fixiert ist. In diesen Varianten ist dem Verstimmungsfilter, d.h. der Kaskadenschaltung der beiden IIR-Filter, noch ein weiteres Filter vorgeschaltet, welches mittels des zweiten Taktsignals CL1 mit einer Verarbeitungsfrequenz f . betrieben wird.

In der zweiten Variante gemäss der Figur 3 ist das weitere Filter 10 ein IIR-Filter, dessen Abtastfrequenz f ₁ gleich einem ganzzahligen Multipel der Trägerfrequenz f_ gewählt wird. Die dem weiteren Filter zugehörige Uebertragungskennünie ist wieder periodisch, diesmal mit einer Periode gleich f ... Ist f genügend gross, so fällt bereits das zweite Durchlassgebiet des Filters 10 in einen Frequenzbereich, der so hoch ist, dass er für die Uebertragung von geringem Interesse ist, bzw. das analoge Vorfilter für eine genügende Dämpfung sorgt. In einer bevorzugten Ausführung ist f . das Vierfache der Trägerfrequenz f^ und f _ = 4/3f_, da in diesem Fall die Filterparameter sowohl des neuen weiteren IIR-Filters 10 als auch des Verstimmungsfilters besonders einfache Werte annehmen und keine Interpolationsprobleme entstehen.

In der dritten Variante, die in der Fig. 4 dargestellt ist, ist das weitere Filter 10 ein FIR-Filter, dessen Abtastfrequenz f ^ zur Vermeidung von Interplations-Probleme ein ganzzahliges MuI-

PA 2250 _{Ep0 copY} J

tipel N der Abtastfrequenz f „ der IIR-Filter ist. Es gilt somit:

f , = N.f „. Die Abtastfrequenz f „ wird mit Hilfe des Frequenz-Si s2 sZ

teilers 11 synchron durch Frequenzteilung von der Abtastfrequenz f des zweiten Taktsignals CL1 abgeleitet. Das Schaltbild des FIR-Filters ist an sich bekannt und in der Fig. 7 wiedergegeben. Das FIR-Filter hat den Zweck, an den kritischen Stellen des Amplitudengangs der Verstimmungsfilter Dämpfungspole zu erzeugen Da es sejbst auch periodisch ist, muss dafür gesorgt werden, dass die höheren Durchlassbereiche der gesamten Filtersequenz auf Frequenzen zu liegen kommen, wo die Netzharmonischen gering sind und die Dämpfung durch das Vorfilter allein genügt sowie keine Fremdrundsteuerfrequenzen mehr zu erwarten sind. Aus Gründen der Mikroprozessorgeschwindigkeit wird deshalb das FIR-Filter für "höhere" Rundsteuerfrequenzen anders ausgelegt als das für die "tieferen". Das FIR-Filter besitzt soviele Koeffizienten a_n,a.,a,,...,a wie es Nullstellen benötigt plus einen, oder mit anderen Worten, das FIR-Filter kann η Nullstellen besitzen, wenn η der grösste Index i der weiteren Koeffizienten a. =

a_Q, a. ,a₂, ... ,a ist, mit η>·Ν-1.
20

Die Uebertragungsfunktion eines FIR-Filters mit linearem Phasengang ist bekanntlich:

u./u. = a_n/2 + -^L- a..cos(i δ ) mit δ = (f/f ).2^π (3)

U I U 1= I ! Sl

Für diejenigen Werte f. der Frequenz f, für die das FIR-Filter

Nullstellen besitzen soll, wird die Gleichung (3) gleich Null gesetzt, so dass mit zum Beispiel η = 3 folgende Gleichungen entstehen:
3

a_Q/2 + ^L- a..cos(2n if./f J=O, mit k = 1,2,3.

Desgleichen wird bei einem bestimmten Wert von f, zum Beispiel bei f = f_, Gleichung (3) einer Konstanten D gleichgesetzt, wobei die Konstante D einen beliebigen Wert besitzt und aus Gründen der rechnerischen Einfachheit gleich 2 gewählt wird. Dies ergibt eine vierte Gleichung

./· ■ PA 2250 EPO COPY

a_Q/2 + 3* a..cos(27rif_T/f_s1) = D = 2.

Es entsteht somit ein Gleichungssystem von (n+1) = 4 Gleichungen an (n+1) = 4 Unbekannten a_,a ,a und a .

In einem ersten, in den Figuren 8,9 und 10 dargestellten Beispiel ist N = 4 und η = 3. Ein Maximum der Uebertragungskennlinie des FIR-Filters (siehe Fig. 9) liegt in der Nähe von f = f-p. Die η = 3 Nullstellen liegen bei (f_T/3), 5(f_T/3) und 7(f_T/3). Da die Uebertragungskennlinie des FIR-Filters symmetrisch zur Frequenz f Ji ist, gibt es neben den drei bereits erwähnten Nullstellen noch weitere Nullstellen; uns interessieren dabei vor allem die nächsten Nullstellen bei (9/3f_) und (Ί1 /3)f_T- Die Kaskadenschaltung dieses FIR-Filters 10 mit den IIR-Verstimmungsfiltern 7 und 8 ergibt in der ersten Periode bis f = 16/3f_T einen Durchlassbereich bei f_T und erst wieder einen bei (i3/3)f_ (siehe Figur 15). Das Filter gemäss diesem ersten Beispiel ist sehr gut geeignet für Trägerfrequenzen f_ ^ 200 Hz, da in diesem Fall das zweite Durchlassgebiet mindestens bei 13(f_T/3) = 13(200/3) Hz ~ 870 Hz liegt und nur mehr Störsignale, deren Frequenzen mindestens in der Grössenordnung von 870 Hz liegen, als Störer aktiv werden können. Weitere Durchlassgebiete für Störsignale besitzt das Gesamtfilter gemäss Figur 15 in den höheren Perioden, z.B. bei (i9/3)f_T und bei (29/3)f_T in der zweiten Periode. Die zugehörigen Störsignale müssen durch das Vorfilter 1 allein (siehe Fig. 10) bereits so stark vorgedämpft werden, dass sie am Ausgang des Gesamtfilters unwirksam sind. Zusätzlich dämpft das Vorfilter 1 noch sehr stark wie bereits erwähnt das Netzspannungssignal der

Frequenz f...
N

In einem zweiten, in den Figuren 11,12 und 13 dargestellten Beispiel ist N = 6 und η = 8. Ein Maximum der Uebertragunskennlinie des FIR-Filters (siehe Fig. 12) liegt wieder in der Nähe von f_. Die η = 8 Nullstellen werden wie folgt gewählt: Zwei (d.h. eine Doppel-Nullstelle) bei (f-p/3), je eine bei 5(f_T/3), 7(f_T/3), 9(f_T/3) und 1i(f_T/3), sowie je eine in der Nähe von 5(f_T/3) und in der Nähe von 9(f_T/3).

PA 2250 Ί'

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Jede Periode der Uebertragungskennlinie ist erneut symmetrisch zu seiner mittleren Frequenz, so dass weitere η = 8 Nullstellen in der ersten Periode vorhanden sind, und zwar eine Doppel-Nullstelle bei (24/3)f_T - (i/3)f_T = (23/3)f_, je eine einfache Nullstelle bei (24/3)f_T - (5/3)f_T = (i9/3)f_r (24/3)f_T - (7/3)f_T = (i7/3)f_T, (24/3)f_T - (9/3)f_T = (i5/3)f_T und (24/3)f_T - (ΐ sowie je eine einfache Nullstelle in der Nähe von (24/3)f_ (5/3)f_T = (i9/3)f_T und in der Nähe von (24/3)f_T - (9/3)f_T = (15/3)f_T, wobei f_gl = N.f_g2 = 6.f_s2 = 6.(4/3).f_T = (24/3)f_T·

Die Kaskadenschaltung dieses FIR-Filters mit den IIR-Verstimmungsfiltern ergibt in der ersten Periode bis f ₁ = (24/3)f_ einen Durchlassbereich bei f_T und bei 7f_T (siehe Figur 16). Durch die Wahl eines relativ grossen Wertes für N (nämlich N = 6) ist das Filter gemäss diesem zweiten Beispiel besonders gut geeignet für Trägerfrequenzen f_T < 200 Hz, da in diesem Fall das zweite Durchlassgebiet mindestens bei 2i(f_T/3) = 21 (100/3)

Hz CZ 700 Hz liegt, mit f_ = f_x . ~ 100 Hz, und nur mehr ^a ' T T,min — '

Störsignale, deren Frequenzen mindestens in der Grössenordnung von 700 Hz liegen, als Störer aktiv werden können. Bei f_T/3 wurde eine Doppel/Nullstelle gelegt, um das Netzspannungssignal der Frequenz f„ besonders stark zu dämpfen. Auch hier hat das Gesamtfilter weitere Durchlassgebiete für Störsignale in den höheren Perioden, z.B. bei (24/3)f_T + (3/3)ί_γ = (27/3)ί_γ (siehe Figur 16) und bei (24/3)f_T + (2i/3)f_T = (45/3)f_T in der zweiten Periode. Auch hier müssen mögliche, den Durchlassgebieten für Störsignale zugehörige Störsignale durch das Vorfilter 1 (siehe Fig. 13) vorgedämpft werden.

Claims (9)

1. PATENTANSPRUECHE

   Bandpassfilter zum Empfang eines über ein elektrisches Energieversorgungsnetz übertragenen Tonsignals und bestehend in der angegebenen Reihenfolge aus einem Vorfilter, das mindestens ein Tiefpassfilter enthält, einer "Sample/Hold"-Schaltung, einem Analog/Digital-Wandler und einem digitalen Filter, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorfilter (1) zusätzlich noch in Kaskade zum Tiefpassfilter (1a) ein Bandpassfilter (1b) enthält, dessen Uebertragungskennlinie in Funktion der Frequenz steile Flanken besitzt, der Analog/Digital-Wandler (3) ein 8 Bit-Wandler ist, das digitale Filter (4) aus einer Kaskadenschaltung mehrerer Teilfilter (7,8,10) besteht und dem digitalen Filter (4) noch ein Umhüllenden-Detektor (9) nachgeschaltet ist.
2. 2. Bandpassfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das digitale Filter (4) mindestens zwei gleichaufgebaute und gegeneinander verstimmte IIR-Filter (7,8) als Teilfilter enthält, die IIR-Filter (7,8) zweiter, Ordnung sind, deren Uebertragungsfunktion Funktionen von zwei Koeffizienten (α,ρ) sind, wovon der erste Koeffizient (p) für das erste IIR-Filter ie inen Wert gleich minus dem Absolutwert (- ρ ) und für das zweite IIR-Filter einen Wert gleich dem Absolutwert ( ρ ) eines Wertes des ersten Koeffizienten· (p) besitzt.
3. 3. Bandpassfilter^: nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,

   • dass die Abiastfrequenz (f „) der beiden IIR-Filter (7,8) unabhängig von der Trägerfrequenz f_T festgelegt ist, so dass die Trägerfrequenz f_T und die Steilheit des Filters einzig in den beiden Koeffizienten (α,ρ) enthalten ist.
4. 4. Bandpassfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastfrequenz (f .) der beiden IIR-Filter (7,8) gleich (a/b).f_T ist, wobei f_ die Trägerfrequenz des zu übertragenden

   PA 2250 J&

   EPOCOPY Λ \

   übertragenden modulierten Trägersignals darstellt und a sowie b nur ganzzahlige Werte besitzen mit a> b, und den beiden IIR-Filtern (7,8) ein weiteres Filter (10) vorgeschaltet ist, dessen Abtastfrequenz (f ) grosser ist als die Abtastfrequenz (f ₀) der beiden

   Sl Si

   _ rekursiven Filter (7,8).
5. 5. Bandpassfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das weitere Filter (10) ein drittes IIR-Filter und seine Abtastfrequenz (f .) ein ganzzahliges Multipel der Trägerfrequenz (f ) des zu übertragenden modulierten Trägersignals ist.
6. 6. Bandpassfilter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet ' dass das Multipel ein vierfaches Multipel ist.
7. 7. Bandpassfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das weitere Filter (10) ein FIR-Filter und seine Abtastfrequenz (f ) ein ganzzahliges Multipel der Abtastfrequenz (f ) der beiden IIR-Filter (7,8) ist.
8. 8. Bandpassfilter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,

   dass a=4, b=3 und während der ersten Periode der Uebertragungskennlinie des FIR-Filters je eine Nullstelle bei (f-p/3), 5(f_T/3), 7(f_T/3), 9(f_T/3), 11(f_T/3) und l5(f_T/3) liegt.
9. 9. Bandpassfilter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,

   dass a=4, b=3 und während der ersten Periode der Uebertragungskennlinie des FIR-Filters je eine einfache Nullstelle bei 5(f_T/3), 7(f_T/3), 9(f_T/3), 11(f_T/3), 13(f_T/3), 15(f_T/3), 17(f /3) und 19(f_/3), je eine Doppel-Nullstelle bei (f_T/3) und

   23(f /3), je eine einfache Nullstelle in der Nähe von 5(f /3), 9(f_T/3), 15(f /3) und 19(f_T/3) liegt.

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