DE3303132C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem digitalen phasenlinearen Tiefpaß gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Aus der Zeitschrift Nachrichtentechnik-Elektronik 30 (1980), Heft 12, S. 505-508 ist ein phasenlineares Digitalfilter mit Tiefpaßcharakter bekannt, bei dem Verzögerungsglieder, Summierer und digitale Multiplizierer vorgesehen sind, und das eine Eingangsleitung und eine Ausgangsleitung enthält. Wie aus dem untersten Bild in Tafel 2 hervorgeht, ist der Eingangsleitung eine Verzögerungsleitung mit einer ungeraden Anzahl von Abgriffen nachgeschaltet, wobei die Abgriffe links und rechts zum Mittelabgriff jeweils paarweise symmetrisch zum Mittelabgriff mit den Eingängen jeweils eines Addierers verbunden sind und die Ausgänge der Summierer und der Mittelabgriff der Verzögerungsleitung jeweils über einen Multiplizierer mit den Eingängen eines Summierers verbunden sind. In der Verzögerungsleitung sind, dem Mittelabgriff links und rechts benachbart, jeweils ein Verzögerungsglied der Verzögerungszeit T und weitere Verzögerungsglieder der Verzögerungszeit 2T vor- bzw. nachgeschaltet.

In der Zeitschrift AEÜ 36 (1982) Heft 7/8, Seite 275 bis 278 sind unter dem Aufsatz "Fast Digital Filters without Multipliers" Filterschaltungen beschrieben, die die Realisierung digitaler Bandpässe mit einer Übertragungsfunktion zweiten Grades ermöglichen. Es wird dabei auf Möglichkeiten hingewiesen, mit denen digitale Multiplizierer ersetzbar sind durch Verschiebeschaltungen, wodurch sich der Schaltungsaufbau zum Teil erheblich vereinfacht. In einem weiteren bekannten Aufsatz, "A New Type Of Digital Filter For Data Transmission" in der Zeitschrift IEEE Trans. COM-23, Nr. 12, Februar 1975, werden Möglichkeiten zur Realisierung von Bandpässen, insbesondere Bandpässen mit schmalem Durchlaßbereich angegeben.

Aufgabe der Erfindung ist es, spezielle digitale phasenlineare Tiefpaßschaltungen anzugeben, die einen breiten Durchlaßbereich haben. Bei digitalen Schaltungen, bei denen ja bekanntlich eine ständige Wiederholung des Durchlaß- und Sperrverhaltens auftritt, bedeutet dies, daß mit den hier angegebenen Schaltungen Tiefpässe realisierbar sind, bei denen der Durchlaßbereich und der Sperrbereich gleich breit sind, und bei denen der Multiplizierer durch Verschiebeschaltungen und Summierer ersetzt sind. Die Erfindung hat also zum Ziel, diese Multiplizierer bzw. Bewertungselemente auf möglichst einfache Weise, d. h. mit möglichst wenig Additionen und Verschiebungen zu realisieren. Erläuternd hierzu sei noch ausgeführt, daß jede Multiplikation sich auf Folgen von Verschiebungen, primitiven Multiplikationen und Additionen zurückführen läßt; bei binären Werten erfolgt die Multiplikation nur mit "0" oder "1", so daß nur Verschiebungen und Additionen notwendig sind.

Gemäß der Erfindung wird, für den einleitend genannten Tiefpaß, diese Aufgabe gemäß dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 gelöst.

In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen angegeben.

Anhand von Ausführungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 die Struktur der erfindungsgemäßen Filteranordnung,

Fig. 2 den erzielten Frequenzgang eines Ausführungsbeispiels.

In der Fig. 1 ist ein spezielles Ausführungsbeispiel gezeichnet. Es ist dort zu erkennen, daß ein Eingangssignal x₀ über einen vorzugsweise vorhandenen Schalter A 1 in den digitalen Tiefpaß gelangt. Das Ausgangssignal ist mit y₀ bezeichnet und wird am Ausgang des Summierers S₆ abgenommen. Das Eingangssignal x₀ gelangt dann auf eine Verzögerungsleitung, die im Ausführungsbeispiel mit V bezeichnet ist. In bekannter Weise hat diese Verzögerungsleitung Abgriffe, die mit a _-4, a _-3, a _-2, a _-1, a₀, a₁, a₂, a₃ und a₄ bezeichnet sind. Zur besseren Übersicht ist aus der Fig. 1 unmittelbar noch folgendes zu entnehmen: symmetrisch zum Mittelabgriff a₀ besteht die Verzögerungsleitung V aus jeweils zwei Verzögerungsgliedern der Verzögerungszeit T. In größerem "negativem" und "positivem" Abstand haben alle Verzögerungsglieder die Verzögerungszeit 2T, wie dies in der Fig. 1 erkennbar ist und es kann die Zahl dieser Verzögerungsglieder mit der Zeit 2T je nach den praktischen Erfordernissen gewählt werden. Im Ausführungsbeispiel sind dann die Abgriffe a₁ bis a₄ auf die Addierer S₁ bis S₄ geführt, ebenso die Abgriffe a _-1 bis a _-4. Der Mittelabgriff A₀ führt auf einen ersten Multiplizierer b₀. Weiterhin sind zu erkennen die Multiplizierer b₁ bis b₄, deren Eingänge mit den Ausgängen der Summierer S₁ bis S₄ verbunden sind. Die Ausgänge der Multiplizierer b₀ bis b₄ führen auf auf einen im Ausführungsbeispiel mit dem positiven Vorzeichen "+" bezeichneten Eingang eines anschließenden Summierers S₅. Der Ausgang des Summierers S₅ ist über eine Verzögerungsschaltung W, die die Verzögerungszeit 2T aufweist, mit einem invertierenden Eingang des Summierers S₅ verbunden, was dort durch das negative Vorzeichen "-" kenntlich gemacht ist. In dieser Leitung ist ein Schalter A₂ enthalten, der zusammen mit dem Schalter A₁ dazu dient, den gesamten, im Tiefpaß enthaltenen Dateninhalt, zu löschen. In diesem Fall werden also die Schalter A₁ und A₂ gleichzeitig betätigt, so daß der im rekursiven Teil aus dem Summierer S₅ und dem Verzögerungsglied W enthaltene Anteil und auch der im übrigen Filter enthaltene Dateninhalt gelöscht werden. Vorteilhaft wird diese Löschung in regelmäßigen Zeitabständen vorgenommen, beispielsweise beim Einsatz des Tiefpasses in einem Fernsehübertragungssystem in der horizontalen oder der vertikalen Bildaustastlücke des Videosignals.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung können das Bewertungsglied b₁ und der Summierer S₁ entfallen. Stattdessen ist der dem Mittelabgriff a₀ vorhergehende Abgriff a₁ über ein Bewertungsglied b₁′ mit dem zweiten Eingang des Addierers S₆ verbunden.

Die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen sind mögliche Varianten, die, je nach gestellter Aufgabe, günstige Lösungen hinsichtlich der Realisierung ergeben können. Die mit Bewerter bezeichneten Bausteine, die im Ausführungsbeispiel Fig. 1 mit b₀ bis b₄ bzw. b₁′, d₂ und d₃ bezeichnet sind, stellen dem Grundkonzept nach Multiplizierer dar. Da Multiplizierer insbesondere bei hohen Taktraten aufwendig zu realisieren sind, sollen sie durch intakte Verschiebeschaltungen und Summierer ersetzt werden, ohne das nennenswerte Einschränkungen bezüglich der erzielbaren Tießpaß-Übertragungsfunktionen auftreten. Wie in folgendem gezeigt wird, läßt sich diese Forderung mit dem in Fig. 1 dargestellten Schaltungsprinzip vorteilhaft erreichen. Ein Summierer soll hier so definiert sein, daß er positive oder negative Eingangswerte gleichermaßen verarbeiten kann, da negative Werte bei geeigneter Zahlendarstellung, z. B. im Zweiter-Komplement-Code, gleichartig wie positive Werte behandelt werden können. Die Bewertungsglieder können ein Eingangssignal mit einem Wert ±

bewerten, n und N ganzzahlig.

Die in Fig. 1 dargestellten Verbindungen stellen physikalisch Datenbusse dar, da digital codierte Amplitudenwerte in Form mehrerer Bits parallel übertragen werden müssen.

Im folgenden wird die Funktion der in Fig. 1 dargestellten Schaltung im einzelnen erläutert und an einem praktischen Ausführungsbeispiel demonstriert.

Bekanntlich haben digitale Filterschaltungen im Hinblick auf die stets vorhandene Taktfrequenz periodische Eigenschaften, so daß sich also Sperr- und Durchlaßbereich über der Frequenzachse periodisch wiederholen. Die vorstehend beschriebenen Schaltungen haben den Vorteil, daß sich bei einem verhältnismäßig geringen schaltungstechnischen Aufwand phasenlineare Tiefpaßschaltungen realisieren lassen, bei denen Sperr- und Durchlaßbereich gleich breit sind. Anforderungen dieser Art werden insbesondere bei der Übertragung von Videosignalen gestellt, bei denen der Durchlaßbereich verhältnismäßig breitbandig ist.

Bei der Realisierung von digitalen Filtern für hohe Taktfrequenzen, z. B. für die Filterung von Videosignalen, besteht ferner besonderes Interesse an Verfahren zur aufwandgünstigen Realisierung. Insbesondere soll - wie schon erwähnt - der Einsatz von Multiplizierern vermieden werden. Erwünscht sind Filterkoeffizienten, die sich durch eine oder nur wenige Potenz(en) von ±2^-1 darstellen lassen, so daß die Multiplikation durch Stellenverschiebung(en) und ggf. wenige Additionen ersetzt werden kann. In der schon erwähnten Arbeit in IEEE Trans. COM-23 Nr. 12, Februar 1975, Seiten 222 bis 234, wird für die Realisierung von gegenüber der Taktfrequenz schmalbandigen Filtern die Kettenschaltung eines ungedämpften Resonators mit einem Transversalfilter vorgeschlagen. Da der Resonator einen oder mehrere Pole in die Übertragungsfunktion einführt, müssen diese Pole durch Nullstellen für die jeweils gleichen Werte von z = e ^{j ω T} , T = γ/f _T , f _T = Taktfrequenz) werden. Die Übertragungsfunktion des in Kette zu schaltenden Transversalfilters ergibt sich daher aus der Multiplikation der gewünschten Übertragungsfunktion G (z) mit einer Funktion N (z), welche genau diese Nullstellen liefert. Bei geschickter Wahl des Resonators können dabei die Koeffizienten des Transversalfilters sehr klein werden und lassen sich leicht durch Werte ±2 ^-n realisieren.

Leider weist die Impulsantwort üblicher Videofilter keinen Verlauf auf, der die unmittelbare Anwendung dieses Verfahrens rechtfertigt: der Durchlaßbereich dieser Filter ist zu breit. Bei besonders interessierenden Filtern mit gleich breitem Sperr- und Durchlaßbereich erstreckt sich der Durchlaßbereich von 0 bis f _T /4 und in der Impulsantwort sind benachbarte Abtastwerte keinesfalls von ähnlicher Größe; sie sind ferner, abgesehen vom Hauptwert, durch Nullstellen getrennt. Das in der angegebenen Literaturstelle beschriebene Verfahren dient dagegen der Dimensionierung von Filtern mit gegenüber der Abtastfrequenz schmalem Durchlaßbereich, so daß benachbarte Abtastwerte der Impulsantwort ähnlich in der Amplitude sind. Zur Dimensionierung eines schmalbandigen Tiefpasses gemäß der erwähnten Veröffentlichung wird z. B. ein Pol bei z = +1 in die Übertragungsfunktion eingeführt, was aus Gründen der gewünschten Phasenlinearität unzulässig ist. Der Pol muß daher durch eine (einzuführende) Nullstelle in der Übertragungsfunktion des vorgeschalteten Transversalfilters kompensiert werden. Dies wird durch Multiplikation der gewünschten Übertragungsfunktion G ( ω ) mit (1-z ^-1) erzielt: z. B.

G (z) = a₃z³ + a₂z² + a₁t + a₀ + a₁z ^-1 + a₂z² + -a₃z ^-3

G (z) · (1-z ^-1) = a₃z³+ (a₂-a₃) z² + (a₁-a₂) z + (a₀-a₁)
+ (a₁-a₀) z ^-1 + (a₂-a₁) z ^-2 + (a₃-a₂) z ^-3 - a₃z³ -

Offensichtlich sind jetzt (mit Ausnahme der äußersten Werte, welche i. allg. klein sind) die a _n im Transversalfilter (welche die Abtastwerte der Impulsantwort beschreiben) durch Differenzen benachbarter Koeffizienten ersetzt. Wenn, wie oben vorausgesetzt, aufeinanderfolgende Abtastwerte der Impulsantwort nur wenig voneinander abweichen, sind diese Differenzen klein und lassen sich mit weniger Binärstellen beschreiben als die a _ν . In vielen Fällen ist sogar die Darstellung durch eine einzige Stelle ±2 ^-n hinreichend, da jeder Approximationsfehler ja zunächst nur in die Differenz, nicht in den Abtastwert, eingeht.

Ein entsprechendes Entwurfsverfahren zur Approximation einer vorgegebenen Übertragungsfunktion nach dem Stand der Technik arbeitet dann wie folgt: Beginnend an einem Ende der Impulsantwort, werden die Differenzen jeweils so bestimmt, daß am Ausgang des Integrators die gewünschten Abtastwerte a _ν hinreichend genau erscheinen (Kontrollrechnung, Aufsummieren der Differenzen:

a₁* = +a₃* + (a₂-a₃)* + (a₁-a₂)*;

der Stern drückt aus, daß die Werte nicht mehr exakt stimmten, sondern nur approximiert sind).

Entsprechende Verfahren sind auch für schmalbandige digitale Hoch- und Bandpässe vorgeschlagen.

Die typische Impulsantwort eines phasenlinearen Tiefpasses mit gleich breitem Sperr- und Durchlaßbereich, d. h. einer Grenzfrequenz fr/4, weist bei Abtastung mit f _r dagegen einen völlig anderen Verlauf auf. Dieser ist beispielsweise bei dem cos-förmigen Abfall der Übertragungsfunktion gegeben durch

Dabei ist f _x ein Maß für die Breite des Übergangsbereichs zwischen Sperr- und Durchlaßbereich und f _g die Grenzfrequenz des Tiefpasses. Bei Abtastung mit f _r und f _g = f _r /4 werden die Abtastwerte

mit k = f _x /f _g .

Für solche Filter mit steiler Dämpfungsflanke und mit vielen Koeffizienten kann die Filterstruktur aufgrund des speziellen Verlaufs der Impulsantwort in geeigneter Weise erweitert werden: gemäß der og. Gleichung oszilliert die Impulsantwort um die Abszisse außer im Bereich um den Hauptwert; auch treten gelegentlich Vorzeichenumkehrungen auf. Ferner sind alle h _m = 0 für gerade m, m ≠ 0.

Kleinere Werte sind daher außer im Bereich um den Hauptwert, zu erwarten für h (mT) + h [(m -2)T ]. Die Impulsantwort kann daher zweckmäßig durch Kettenschaltung eines Transversalfilters R (z) mit einem Resonator 1/(1+z ^-2) bestimmt werden. R (z) ist so zu dimensionieren, daß die vorgegebene Impulsantwort, mit (1+z ^-2) multipliziert (was, zumindest in einiger Entfernung vom Hauptwert, Koeffizienten mit kleinen Werten erwarten läßt), so genau approximiert wird, daß die gesuchte Impulsantwort selbst mit hinreichender Genauigkeit am Ausgang der Gesamtanordnung erscheint. Es ist bei der Approximation zu beachten, daß auch das Transversalfilter R (z) eine symmetrische Impulsantwort aufweisen muß, um die Bedingung linearer Phase für das resultierende Filter G _p (z) = R (z)/(1+z ^-2) nicht zu verletzen.

Damit ergibt sich die in Fig. 1 ausgezogen dargestellte Struktur. Die Wirksamkeit dieses Verfahrens soll im folgenden an einem praktischen Beispiel demonstriert werden: es soll ein steiler phasenlinearer Tiefpaß mit 51 Koeffizienten, davon 27 ≠ 0, mit einer Sperrdämpfung von 40 dB realisiert werden.

Die Koeffizienten von R (z) werden dazu so bestimmt, daß die Abweichungen der Koeffizienten von G _p (z) gegenüber den mit einem geeigneten Approximationsverfahren ermittelten idealen Werten < 0,002 sind.

In der Tabelle sind die aufgrund einer numerischen Approximation errechneten Sollwerte der Filterkoeffizienten eines Transversalfilters sowie die gewählten Koeffizientensätze für R (z) und G _p (z) zusammengestellt. Die direkte Realisierung als Transversalfilter benötigt 47 Additionen, die erfindungsgemäße Lösung gemäß Fig. 4 nur 39 Additionen. Die Zahl der notwendigen Additionen errechnet sich wie folgt: pro Koeffizient b _n ≠ 0, n ≠ 0 ist ein Summierer also eine Addition notwendig; diese ergibt 14 Additionen. Die bewerteten Teilsummen werden im Summierer S₅ zum Hauptwert (Ausgangssignal von b₀) addiert. Dies erfordert nochmals 14 Additionen. Komplexe Koeffizienten mit mehr als nur einer Stellenverschiebung erfahren weitere 10 Additionen. Der Resonator erfordert weitere Addition im Summierer S₅, so daß sich insgesamt 39 Additionen ergeben. Naturgemäß ergibt das Verfahren einen entscheidenden Vorteil bei steilen Filtern mit vielen Koeffizienten.

Bei der Realisierung muß eine linke Rechengenauigkeit eingehalten werden, da alle aus dem Transversalfilter stammenden Rundungsfehler ständig in der rekursiven Schleife umlaufen und sich beim Nutzsignal überlagern.

Die resultierende Übertragungsfunktion des Filters ist in logarithmischer Darstellung über der Frequenz in Fig. 2 dargestellt.

Tabelle

Filterkoeffizienten für R (z) und R (z)/1+z ^-2) (k = 0,1, w = 2, 2M +1 = 51)

In der Tabelle wurden die Amplituden der Abtastwerte der Impulsantwort halbiert, um bei der Frequenz 0 angenähert den Wert 1 der Übertragungsfunktion zu erzielen. Die Bewertungselemente b _n sind in der Tabelle nur doppelt aufgeführt, weil dies aus rechnerischen Gründen notwendig ist. In der Realisierung gemäß Fig. 1 wird die Bewertung für zum Mittelabgriff a₀ symmetrische Abgriffe jeweils gemeinsam durchgeführt.

Offensichtlich ergeben sich große und damit für eine Realisierung weniger günstige Werte für die Bewertungsglieder in der Umgebung des Hauptwertes der Impulsantwort. Der Hauptwert 0,5 · h₀ der Impulsantwort kann daher dem Ausgang über das Bewertungselement b₁′ und dem Summierer S₆ gesondert dem Ausgang zugeführt werden. Dafür können b₁ und S₁ entfallen. Auch können anteilig die Hauptwert umgebenden Werte der Impulsantwort anteilig gesondert dem Ausgang über die Bewertungselemente d₂, d₃, die Summierer S₇, S₈ und dem Addierer S₉ zugeführt werden, da diese sonst, verglichen mit den weiter entfernt liegenden Werten, unangenehm groß sind, was große Werte für h _n + h _{n -2} ergibt. Diese teilweise Abspaltung ist in Fig. 1 ebenfalls gestrichelt eingezeichnet. Die restliche Impulsantwort wird durch Kettenschaltung eines Transversalfilters mit jetzt gleichen Teillaufzeiten 2T zwischen den Koeffizienten mit einem Resonator

bestimmt.

Günstige Werte ergeben sich z. B. im hier dargestellten Ausführungsbeispiel für d₂ = 2^-2, d₃ = 2^-4. In diesem Fall würde mit b₁′ = 2^-1:

b₄ = 2^-6 + 2^-9
b₂ = 2^-9 - 2^-8 - 2^-9
b₁ = 0
b₀ = 2^-3 + 2^-7 + 2^-9.

Zu beachten ist, daß etwaige Störgrößen in der rekursiven Schleife nicht abgebaut werden: beim Einschalten oder nach kurzzeitiger Unterbrechung der Stromversorgung kann ein undefiniertes Signal in der Schleife umlaufen und sich dem Sollsignal überlagern. Abhilfe bietet ein regelmäßiges Rücksetzen der gesamten Anordnung mit vorübergehender Unterbrechung der Schleife und gleichzeitigem Nullsetzen aller Signale im Transversalfilter in Zeiträumen, in denen das gefilterte Signal nicht benötigt wird, um den notwendigen wohldefinierten Anfangszustand herzustellen. Durch die Schalter A 1 bzw. A 2 kann der gesamte Dateninhalt entleert werden, was eine geringe Störanfälligkeit der Tiefpaßschaltung zur Folge hat. Insbesondere kann durch den Schalter A 2 im rekursiven Teil, also Summierer S₅ und Verzögerungsschaltung W, auch der dort enthaltene Informationsgehalt auf Null gebracht werden und somit dort umlaufende Störsignale unterbunden werden. Hierzu ist der Schalter A 2 mindestens über einen Zeitraum 2T zu öffnen. Entsprechend kann der Schalter A 1 hinreichend lange geöffnet werden, um die gesamte in der Verzögerungsleitung V enthaltene Information zu löschen. Die physikalische Realisierung der Schalter kann beispielsweise durch UND-Emitteranordnungen erfolgen, in denen alle Ausgangsbits für eine bestimmte Zeit zu Null gesetzt werden durch Anlagen einer eingangsseitigen Null am zweiten Eingang.

Wie bereits erwähnt, eignen sich als für die Löschung geeignete Zeiträume bei der Übertragung von Videosignalen insbesondere die horizontale bzw. vertikale Bildaustastlücke des Fernsehsignals, zumal diese Bildaustastlücken in regelmäßigen Zeitabständen während der Übertragung auftreten.

Claims (3)

1. Digitaler phasenlinearer Tiefpaß, bei dem Verzögerungsglieder, Summierer und digitale Multiplizierer vorgesehen sind, der eine Eingangsleitung (x₀) und eine Ausgangsleitung (y₀) enthält, und bei dem der Eingangsleitung (x₀) eine Verzögerungsleitung (V) mit einer ungeraden Anzahl von Abgriffen (a _-4 . . . a₄) nachgeschaltet ist und die Abgriffe links und rechts vom Mittelabgriff (a₀) jeweils paarweise symmetrisch zum Mittelabgriff (a₀) mit den Eingängen jeweils eines Summierers (S₁ . . . S₄) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Summierer (S₁ bis S₄) und der Mittelabgriff (a₀) der Verzögerungsleitung (V) jeweils über einen Multiplizierer (b₀ . . . b₄) mit den Eingängen eines der Summierer (S₅) verbunden sind, daß der Ausgang dieses Summierers (S₅) mit dem Eingang einer Verzögerungsschaltung (W) der Verzögerungszeit 2T und über einen der Summierer (S₆) mit der Ausgangsleitung (y₀) verbunden ist, daß das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung (W) mit invertiertem Vorzeichen einem weiteren Eingang des Summierers (S₅) zugeführt wird, daß in der Verzögerungsleitung (V), dem Mittelabgriff links und rechts benachbart, jeweils zwei der Verzögerungsglieder der Verzögerungszeit T und weitere der Verzögerungsglieder der Verzögerungszeit 2T vor- oder nachgeschaltet sind, daß der, vom Mittelabgriff (a₀) aus betrachtet, in negativer Richtung entsprechend einer Verzögerungszeit 4T liegende Abgriff (a _-3) und der in positiver Richtung entsprechend einer Verzögerungszeit 2T liegende Abgriff (a₂) mit den Eingängen eines der Summierer (S₇) verbunden sind, daß der, vom Mittelabgriff (a₀) betrachtet, in negativer Richtung entsprechend einer Verzögerungszeit 2T liegende Abgriff (a _-2) und der Mittelabgriff (a₀) mit den Eingängen eines weiteren der Summierer (S₈) verbunden sind, daß die Ausgänge dieser beiden Summierer (S₇, S₈) über Multiplizierer (d₃, d₂) mit den Eingängen eines Summierers (S₉) verbunden sind und daß das Ausgangssignal dieses Summierers (S₉) einem weiteren Eingang des in der Ausgangsleitung (y₀) liegenden Summierers (S₆) zugeführt ist.

2. Digitaler phasenlinearer Tiefpaß nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle des den Abgriffen (a₁, a _-1) links und rechts vom Mittelabgriff (a₀) nachfolgenden Summierers (S₁) und dem nachfolgenden Bewertungsglied (b₁) ein Bewertungsglied (b₁′) vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem dem Mittelabgriff (a₀) vorhergehenden Abgriff (a _-1) verbunden ist und dessen Ausgangssignal dem in der Ausgangsleitung (y₀) liegenden Summierer (S₆) zugeführt ist.

3. Digitaler phasenlinearer Tiefpaß nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Schalter (A 1, A 2) vorgesehen sind, die den im Tiefpaß vorhandenen Dateninhalt löschen, derart, daß einer dieser Schalter (A 2) in der der Verzögerungsschaltung (W) zugeordneten Ein- oder Ausgangsleitung liegt.