DE3333984C2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE3333984C2 DE3333984C2 DE3333984A DE3333984A DE3333984C2 DE 3333984 C2 DE3333984 C2 DE 3333984C2 DE 3333984 A DE3333984 A DE 3333984A DE 3333984 A DE3333984 A DE 3333984A DE 3333984 C2 DE3333984 C2 DE 3333984C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- filter
- transversal
- sequence
- filters
- coefficient sequence
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H15/00—Transversal filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
Die Erfindung geht aus von einer Transversalfilteranord
nung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Die Verarbeitung eines digitalen Tonfrequenz-Signals, das
durch eine Puls-Kode-Modulationsschaltung moduliert ist,
in der Folge einfach als PCM-System bezeichnet, ist gewöhn
lich verwirklicht durch die Steuerung der Frequenz-Charak
teristik des PCM-Signales, das von einer konstanten Abtast-
Frequenz abgetastet wird. Um eine solche Steuerung zu er
reichen, werden in der Regel ein Digitalleiter mit unendlicher Impulsantwort
(nachstehend als "IIR" bezeichnet) und ein Digitalfilter mit
endlicher Impulsantwort (nachstehend als "FIR" bezeich
net) verwendet. Das IIR-Filter hat den Vorteil,
daß Formeln in geschlossener Form für die Darstellung eines
IIR-Filters verwendet werden können, in dem veränderliche
Frequenzgänge ausgewählt werden können. Jedoch vernachlässigt
ein derartiges Muster die für das Filter charakteristische
Phase. Es ist daher für ein IIR-Digitalfilter schwierig,
sowohl einen gewünschten Amplitudengang wie einen gewünsch
ten Phasengang zu erhalten.
Wenn andererseits ein Querfilter mit einem Satz von FIR-
Filtern mit einer gewünschten Frequenz-Charakteristik über
eine Frequenzbandbreite ausgestattet ist, die von der unte
ren Frequenz zu einer Frequenz von etwa f s /2 reicht, wobei
f s die Abtastfrequenz ist, dann ist eine unannehmbar hohe
Filter-Ordnung notwendig. Als Ergebnis hat das Transversal
filter also den Nachteil, daß es im Vergleich zu einem IIR-
Digitalfilter zu komplex ist. Um diesen Nachteil zu besei
tigen, ist schon vorgeschlagen worden, das ursprüngliche
Frequenzband in einige Teil-Frequenzbänder unterhalb von
f 2/2 zu teilen (vergl. mrs 15 (1972), Heft 7, S. 252-254).
Die Transversalfilter werden dann für die Teil-Frequenzbänder
verwendet. Eine vorgegebene Frequenz-Charakteristik wird
durch eine Synthese der Filterfrequenz-Charakteristiken der
entsprechenden Teilfilter erhalten, wodurch die Anordnung
weniger komplex wird. Es wird jedoch schwierig, die Charak
teristik der Übergangsfrequenz in jedem Frequenzband zu be
stimmen, weil in dem niedrigen Frequenzband, zusätzlich zu
dem Abtasten bei der Abtastfrequenz f s , ein Unterabtasten
bei der Unterabtastfrequenz f s′ bewirkt wird, welches nie
driger ist als die Abtastfrequenz f s . Weiter ist es schwie
rig, die Filterfolge festzulegen, wenn ein Filter gefordert
ist mit einer vorgegebenen Frequenz-Charakteristik.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein aus Teilfiltern
bestehendes Transversalfilter anzugeben, das durch eine ver
minderte Zahl von Faltungsoperationen eine vergleichsweise
geringe Komplexität aufweist, damit einen geringeren Schal
tungsaufwand erfordert und das Prüfen der Frequenzcharakte
ristik und der Filterkoeffizienten erleichtert.
Diese Aufgabe wird mit Hilfe der im kennzeichnenden Teil
des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst. Eine
weitere Lösung der vorliegenden Aufgabe ergibt sich aus dem
Patentanspruch 3. Spezielle Ausgestaltungen sind den Unter
ansprüchen zu entnehmen.
Eine wichtige Rolle bei der zum Zweck der Verminderung der
Komplexität der Transversalfilteranordnung vorgenommenen
Ausdünnung der Filterkoeffizientenfolgen - im folgenden
auch als Dezimierung bezeichnet - ist die Erhaltung der
Gesamtenergie der Koeffizientenfolgen. Jeder Koeffizient
kann nämlich mit einem Spektralwert der sogenannten Impuls
antwort gleichgesetzt werden (vgl. H. E. Schüssler, "Digitale
Systeme zur Signalverarbeitung", Springer-Verlag 1973, Seiten
7 bis 12, Abschnitt 2.1, Seiten 53 bis 55, Abschnitt 2.6,
5.3 und Seiten 82 bis 84, Abschnitt 3.2.1). Da die Spektral
werte bestimmte Amplituden besitzen, kann ihnen eine Energie
zugeschrieben werden. Die Zuordnung von Energie gilt somit
indirekt auch für die Filterkoeffizienten (vergl. Buch von
S. D. Stearns, "Digitale Verarbeitung analoger Signale",
R. Oldenbourg-Verlag, München, Wien, 1979, Seiten 45 und
301 bis 305). Die Energie der bei der Ausdünnung weggefalle
nen Elemente der Koeffizientenfolgen muß also zu der Energie
der verbleibenden Elemente wieder hinzugefügt werden.
Ausführungsbeispiele der Erfindung gehen aus den Zeichnungen
hervor. Dabei zeigt
Fig. 1 ein Blockdiagramm, das eine erste Verkörperung
eines Transversalfilters der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 2(a) in grafischer Darstellung eine Transversal
filter-Koeffizientenreihe HI;
Fig. 2(b) in grafischer Darstellung, wie die Koef
fizientenfolgen der End-Transversalfilter HI 1′ und HI 2′
erhalten werden durch Division der Folge HI aus Fig. 2(a),
wobei die Endfolgen HI 1 und HI 2 dezimiert und die Energie
der dezimierten Teile von HI 1 und HI 2 kompensiert wird,
Fig. 3 ein Blockdiagramm, das eine zweite Verkörperung
der gegenwärtigen Erfindung darstellt.
Unter Bezug auf die Zeichnungen werden nun Verkörperungen
der vorliegenden Erfindung im einzelnen erklärt. Fig. 1
ist ein Blockdiagramm, das eine erste Verkörperung der
Transversalfilter der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 1 zeigt die fünf Grundelemente dieser Verkörperung:
Ein erster Transversalfilter-Abschnitt 1, ein zweiter Trans versalfilter-Abschnitt 2, ein dritter Transversalfilter-Ab schnitt 3, ein vierter Transversalfilter-Abschnitt 4 und ein Addierwerk 5. Das vierte Filter empfängt eine Folge x(n) eines Eingangssignales und eliminiert alle Frequenz komponenten oberhalb von f s′ /2 von der Folge x(n) um die Folge x 1 (n) am Ausgang zu erhalten. Der dritte Transversal filter-Abschnitt 3 empfängt die Eingangs-Signalfolge x(n). Wenn D die Zahl der eliminierten Koeffi zienten der Filterkoeffizienten-Folge ist, dann ist f s′ /2 gleich f s /2(D + 1).
Ein erster Transversalfilter-Abschnitt 1, ein zweiter Trans versalfilter-Abschnitt 2, ein dritter Transversalfilter-Ab schnitt 3, ein vierter Transversalfilter-Abschnitt 4 und ein Addierwerk 5. Das vierte Filter empfängt eine Folge x(n) eines Eingangssignales und eliminiert alle Frequenz komponenten oberhalb von f s′ /2 von der Folge x(n) um die Folge x 1 (n) am Ausgang zu erhalten. Der dritte Transversal filter-Abschnitt 3 empfängt die Eingangs-Signalfolge x(n). Wenn D die Zahl der eliminierten Koeffi zienten der Filterkoeffizienten-Folge ist, dann ist f s′ /2 gleich f s /2(D + 1).
In Fig. 2(a) ist die Amplitudenverteilung dargestellt
als Funktion der Zeit für die Elemente der Filterkoeffi
zienten-Folge HI vor ihrer Dezimierung. Diese Elemente
werden auch bezeichnet durch die ganzen Zahlen von 0 bis
N - 1, wobei N die Länge der undezimierten Folge HI ist.
Fig. 2(b) zeigt parallel zu Fig. 2(a) die Amplituden
verteilung für die beschriebene dezimierte Filter-Koeffi
zienten-Folge.
In Fig. 2(a) ist die undezimierte Filter-Koeffizienten-
Folge mit N Elementen gezeigt, während Fig. 2(b) die
dezimierte Filter-Koeffizienten-Folge zeigt, die n Elemente
aufweist, aber die Zählung der undezimierten Folge wurde
für die dezimierte Folge beibehalten. Die dezimierte Filter
koeffizienten-Folge HI 1′ entsprechend dem ersten Transversal
filter 1 hat q Elemente mit der Zählung
zwischen 0 und Q - 1. Sowohl n wie q sind willkürlich gewählte
ganze Zahlen. Jedoch muß N größer sein als Q. Der dritte
Transversalfilterteil hat eine Filter-Koeffizientenfolge
HI₃ von Q bis (N - Q - 1) wie in (β) gemäß Fig. 2(a) und
2(b). Wie in (α) der Fig. 2(b) gezeigt, ist die dezimier
te Filterkoeffizienten-Folge HI 1′ so abgestimmt,
daß die Energie der
von der Folge HI 1 in Fig. 2(a) eliminierten Koeffizienten
den verbleibenden Koeffizienten in der Folge HI 1′ von Fig.
2(b) hinzugefügt ist.
Unter Bezug auf Fig. 1 entspricht der zweite Transversal-
Filterabschnitt 2 der Filterkoeffizienten-Folge HI₂ mit
den Elementen von (N - Q) bis (N - 1) wie in (γ) von Fig. 2
(a). Ähnlich der Filterkoeffizienten-Folge HI 1′ ist, wie
erwähnt, die Filterkoeffizienten-Folge HI 2′ so abgestimmt,
daß die Energie der eliminierten
Koeffizienten der Filterkoeffizienten-Folge HI 2 von
Fig. 2(a) den Elementen der übriggebliebenen Filterkoeffi
zienten in den Folgen HI 2′ von (γ) von Fig. 2(b) hinzuge
fügt ist.
Das Addiersystem empfängt das Ausgangssignal y 1 (n) von
dem ersten Filterabschnitt 1, die Ausgangssignalfolge y 2 (n)
von dem zweiten Filterabschnitt 2 und die Ausgangssignal-
Folge y 3 (n) von dem dritten Filterabschnitt 3 und addiert
diese Elemente zu einer Ausgangs-Signalfolge y(n). So ergibt
sich eine Transversalfilteranordnung, die drei Transversalfilter
umfaßt, wobei jedes von ihnen charakerisiert ist durch
seine eigenen Koeffizienten-Folgen.
In der oben erläuterten Verkörperung ist die Zahl der Elemen
te in der ersten Filterkoeffizienten-Folge HI 1 gleich der
der Elemente in der zweiten Filterkoeffizienten-Folge HI 2,
aber die Erfindung ist nicht begrenzt auf Verkörperungen,
welche diese Gleichheit verwenden. Wenn jedoch die Zahl
der Elemente auf beiden Seiten der Folgen HI 1 und HI 2 nicht
gleich ist, wird es schwieriger sein, die Filter-Charak
teristiken anzupassen als in dem Fall, wo die Zahl der
Elemente in HI 1 und HI 2 gleich ist.
In der Verkörperung von Fig. 1 wird die unveränderte Ein
gangs-Signalreihe x(n), welche durch die Abtastfrequenz
f s′ abgetastet ist, auf den dritten und vierten Transversal
filter-Abschnitt 3 und 4 gegeben. Der dritte Filterabschnitt
3 umfaßt eine Verzögerungsschaltung 31, um die Eingangssi
gnalfolge x(n) aufzunehmen und ein Transversalfilter 32.
das mit der Verzögerungsschaltung 31 verbunden ist. Die
Eingangssignalreihe x(n) wird verzögert durch die Verzöge
rungsschaltung 31 um eine Zeit, die notwendig ist, um die
Operationszeit von x(n) in den Filterabschnitten 4 und
1 der für die Operation im Filterabschnitt 3 notwendigen
Zeit anzugleichen. Die Verzögerungsschaltung 31 erzeugt
eine verzögerte Signalfolge x′(n) für den Eingang zum Fil
ter 32. Die Filterkoeffizienten-Folge HI 3 wird in dem Trans
versalfilter 32 so ergänzt, daß an dessen Ausgang eine
Signalfolge y 3 (n) liegt mit den Elementen von (n - Q) bis
(n - N + Q + 1). Die Ausgangs-Signalfolge y 3 (n) wird in dem Trans
versal-Filter 32 gebildet durch die Faltung
der dritten Filterkoeffizienten-Folge HI 3 mit der verzögerten
Signalfolge x′(n). Danach wird die Signalfolge y 3 (n) von
dem dritten Filterabschnitt 3 auf das Addiersystem 5 gegeben.
Der Grad des Filters 32 in dem dritten Filterabschnitt 3
ist (N - 2Q), während der vierte Filterabschnitt 4 ein Trans
versalfilter 41 aufweist mit dem Grad L zur Einwirkung
auf die Eingangssignalfolge x(n). Um eine Geräuschreflexion
zu vermeiden, wird eine vierte Filterkoeffizienten-Folge
HI 4 des Transversalfilters 41 so ergänzt, daß die Frequenz
komponenten oberhalb von f s /2(D + 1) eliminiert werden, wobei
D eine positive ganze Zahl ist und gleich der Zahl der
Filterkoeffizienten, die eliminiert sind. Das Filter 41
empfängt die Eingangs-Signalfolge x(n) und bewirkt eine
Faltung der Eingangssignalfolge x(n) mit der
Koeffizientenfolge HI 4 des vierten Filters zu einer 1/f s
Periode um die Frequenzkomponenten oberhalb f s /2(D + 1) zu
eliminieren. Insbesondere erzeugt das Filter 41 die Signal
folge x 1 (n) von der Eingangssignalfolge x(n) durch Unter
drücken der Frequenzkomponenten oberhalb f s /2(D + 1). Darauf
wird die Signalfolge x 1 (n) auf die ersten und zweiten Filter
abschnitte 1 und 2 gegeben.
Der erste Filterabschnitt 1 hat ein Transversalfilter 11
vom Grad P, welches die Signalfolge y 1 (n) über die
Eingangsfolge x 1 (n) erzeugt. Die erste Filterkoeffizienten-
Folge HI 1′ wird derart ergänzt, daß die Energie der Elemente
der Signalfrequenz durch Dezimieren der Signalfrequenz
x 1 (n) zu einer willkürlichen Periode hinzugefügt wird in
Kompensation zu den übrigen Elementen der Signalsequenz
wie es durch ª in (α) der Fig. 2(b) gezeigt ist. Hierbei
bildet das Transversalfilter 11 die Faltungsoperation der
ersten Filterkoeffizienten-Folge HI 1′ mit der Signalsequenz
x 1 (n) entsprechend zu der dezimierenden Periode (D + 1)/f s
und erzeugt den Ausgang y 1 (n). Danach wird die Ausgangs
signalfolge y 1 (n) vom Filterabschnitt 1 auf das Addiersystem
5 gegeben.
Der zweite Transversalfilter-Abschnitt 2 umfaßt eine Verzöge
rungsschaltung 21 und ein Transversalfilter 22 vom Grad
P. Die Signalfolge x 1 (n) wird auf die Verzögerungsschaltung
21 gegeben und wird hier derart verzögert, daß das Ausgangs
signal y 2 (n) von dem zweiten Filterabschnitt 2 zur selben
Zeit erzeugt wird wie das Ausgangssignal y 1 (n) von dem
ersten Filterabschnitt 1. Eine Signalfolge x 1′′ (n) wird
vom Ausgang der Verzögerungsschaltung 21 auf das Transversal
filter 22 gegeben. In der obengenannten Verkörperung liegt
die Verzögerungsschaltung 21 vor dem Filter 22, aber es
ist auch möglich, die Verzögerungsschaltung 21 dem Filter 22
folgen zu lassen. Das Filter 22 ist derart bemessen, daß
es eine Signalfrequenz y 2 (n) der Elemente (n - N + Q) bis
(n - N + 1) der Eingangssignalfrequenz x(n) erzeugt. Zusätzlich
wird die zweite Filterkoeffizienten-Folge HI 2′ so ergänzt,
daß die Energie der Signalfolge dezimiert von der Signalfol
ge x 1 (n) in einer willkürlich dezimierenden Periode den
verbleibenden Elementen der Signalfolge zugefügt wird zu
dem Zweck der Kompensierung, wie bei (γ) der Fig. 2(b)
gezeigt ist. Das Filter 22, das die Signalfolge x 1′′ (n)
empfängt, bewirkt eine Faltung der zweiten Filter
koeffizienten-Folge HI 2′ mit der verzögerten Signalfolge
x 1′′ (n) entsprechend der dezimierenden Periode (D + 1)/f s und
erzeugt hierdurch den Ausgang y 2 (n). Danach wird die Signal
reihe y 2 (n) auf das Addiersystem 5 gegeben. Nach Empfang der
Signalfolgen y 1 (n), y 2 (n) und y 3 (n) gibt ein Addierer 51 des
Addiersystems 5 eine Ausgangssignalfolge y(n) ab.
Unter Bezug auf Fig. 3 wird eine zweite Verkörperung der
vorliegenden Erfindung in Form eines Blockdiagrammes ge
zeigt. In Fig. 3 bezeichnen dieselben Ziffern und Bezeich
nungen dieselben Teile oder gleichwirkende Teile wie die
der Fig. 1.
In der zweiten Verkörperung erscheinen die von den Transver
salfiltern 11 und 22 bewirkten Faltungsoperationen mit
einer Periode (D + 1)/f s , wodurch die Zahl der Operationen
in jeder Einheit verringert wird. Ein Dezimierungsfilter 42
ist vor den Filtern 11 und 12 angeordnet.
Der vierte Transversalfilterteil 4 umfaßt das Transversal
filter 41 und das Dezimierungsfilter 42. Das Dezimierungs
filter 42 dezimiert die vom Filter 41 kommende Signalfolge
x 1 (n) zu einer willkürlichen, aber konstanten Periode und
gibt die dezimierte Signalsequenz x 2 (n) aus. Danach wird
die dezimierte Signalsequenz x 2 (n) auf die ersten und zwei
ten Filterabschnitte 1 und 2 gegeben. Die Transversalfilter
11 und 12 sind derart aufgebildet, daß die Filterkoeffizienten-
Folgen HI 1′ und HI 2′ der Filter 11 und 12 dezimierte Signal
folgen x 3 (n) und x 4 (n) erzeugen, wie in (α) und (γ) der
Fig. 2(b) gezeigt ist. Zusätzlich sind Interpolationsfilter
12 und 23 nach den Filtern 11 und 22 entsprechend vorge
sehen. Der Transversalfilter-Abschnitt 1 umfaßt das Trans
versalfilter 11 und das Interpolationsfilter 12. Der zweite
Transversalfilter-Abschnitt umfaßt die Verzögerungsschal
tung 21, das Transversalfilter 22 und das Interpolations
filter 23. Eine sechste Filterkoeffizientenfolge HI 6 wird
derart ergänzt, daß das Interpolationsfilter 12 eine Signal
folge y 1 (n) erzeugt, die von der Abtastfrequenz f s abge
tastet wird von der Signalfolge x 3 (n) mit einer Periode
(D + 1)/f s . Ähnlich wird eine siebente Filterkoeffizienten-Folge
HI 7 derart ergänzt, daß das Interpolationsfilter 23 die
Signalfrequenz y 2 (n) erzeugt, die abgetastet wird mit der
Abtastperiode 1/f s von der Signalfolge x 3 (n) mit einer
Periode (D + 1)/f s .
Der Addierer 51 addiert die Signalfolgen y 1 (n), y 2 (n) und
y 3 (n), um die Ausgangssignalfolge y(n) zu erzeugen.
Wie oben erwähnt, wird entsprechend dem Transversalfilter
der vorliegenden Erfindung die Filterkoeffizienten-Folge des
vierten Transversalfilter-Abschnittes 4 oder der ersten
und zweiten Transversalfilter-Abschnitte 1 und 2 dezimiert,
wobei die Zahl der Filterkoeffizienten verringert wird.
Daher wird die Zahl der Operationen vorteilhaft reduziert
und der Rundungsfehler wird ebenfalls reduziert. Folglich
hat die vorliegende Erfindung die Vorteile, daß die Opera
tionsgenauigkeit steigt und die Komplexität der Schaltung
verringert wird. Weiterhin kann eine willkürliche Filter
frequenz-Charakteristik erreicht werden durch Steuerung
der Filterkoeffizienten der Transversalfilter-Abschnitte,
so daß die vorliegende Erfindung für eine Technologie verwen
det werden kann, wie sie in der programmgesteuerten Signal
verarbeitung bei impulsverschlüsselten Modulationen der
Nachrichtentechnik auftritt.
Weiterhin kann durch Einfügen von Interpolationsfiltern 12
und 13 in den ersten und zweiten Filterabschnitten 1 und
2 erreicht werden, daß die Filter 11 und 22 die Faltungsope
rationen mit einer Periode (D + 1)/f s ausführen, wodurch
die Zahl der Operationen je Zeiteinheit verringert wird.
Als Ergebnis läßt sich die Komplexität der Schaltungen
der Filter 11 und 12 weiterhin reduzieren mit dem Ergebnis
weitgehender Einfachheit der Schaltung aller Transversal
filter.
In den obenerwähnten Verkörperungen ist die Filterkoeffi
zienten-Folge HI in drei Abschnitte eingeteilt, aber die vorlie
gende Erfindung ist nicht begrenzt auf die Dreifach-Teilung,
sondern die Filterkoeffizienten-Folge HI der vorliegenden
Erfindung kann in jede beliebige Mehrheit von Abschnitten
der Filterkoeffizienten-Folge geteilt werden.
Claims (6)
1. Transversalfilteranordnung mit einem Filter zum Filtern
eines Signals, mit einem ersten, zweiten und dritten Trans
versalfilter, wobei jedem Element der den Filtern zugrunde
liegenden Koeffizientenfolgen aufgrund der Impulsantwort
eine bestimmte Energie zugeordnet ist, und mit einem Addierer
(51) zum Addieren der synchronen Ausgangssignale des ersten,
zweiten und dritten Transversalfilters (11, 22, 32), dadurch
gekennzeichnet,
- - daß die Teilfilter-Koeffizientenfolgen (HI 1, HI 2, HI 3) der Transversalfilter (11, 22, 32) jeweils einen Abschnitt (α, β, γ in Fig. 2a) der ursprünglichen Koeffizientenfolge (HI) der Transversalfilteranordnung umfassen,
- - daß die erste und zweite Teilfilter-Koeffizientenfolge (HI 1, HI 2) des mit dem Ausgang des Filters (41) verbundenen ersten bzw. zweiten Transversalfilters (11, 22) einen Endab schnitt vorbestimmter Länge umfaßt, daß Elemente der ersten bzw. zweiten Teilfilter-Koeffizientenfolge mit einer vorbe stimmten Periode ausgedünnt sind und die den Elementen der ersten bzw. zweiten Teilfilter-Koeffizientenfolge zugeordne te Energie, die als Ergebnis der Ausdünnung weggefallen sind, zu der den verbleibenden Elementen zugeordneten Energie der ersten bzw. zweiten Teilfilter-Koeffizientenfolge derart addiert wird, daß die resultierende Energie gleich der der ersten bzw. zweiten Teilfilter-Koeffizientenfolge zugeord ten Energie vor der Ausdünnung ist und
- - daß das dritte Transversalfilter (32) mit dem Eingang der Transversalfilteranordnung verbunden ist und eine Koeffizien tenfolge ausweist, die dem nach Abtrennung der beiden ersten Teilfilter-Koeffizientenfolgen verbleibenden mittleren Ab schnitt der ursprünglichen Koeffizientenfolge entspricht.
2. Transversalfilteranordnung nach Anspruch 1, dadurch ge
kennzeichnet, daß die vorbestimmten Perioden
für das ersten und zweiten Transversalfilter (11, 22) gleich
sind.
3. Transversalfilteranordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, gekennzeichnet
durch
- - ein Ausdünnungs-Filter (42) zum Ausdünnen des Ausgangs signals des genannten Filters (41) mit einer vorbestimmten Periode;
- - ein erstes Transversalfilter (11), das mit dem Ausgang des Ausdünnungs-Filters verbunden ist;
- - ein zweites Transversalfilter (22), das mit dem Ausgang des Ausdünnungs-Filters verbunden ist;
- - ein drittes Transversalfilter (32), das mit dem Ausgang der Transversalfilteranordnung verbunden ist;
- - Interpolations-Tiefpaßfilter (12, 23), die mit den Ausgängen des ersten und zweiten Transversalfilters (11, 22) verbunden sind.
4. Transversalfilteranordnung nach einem der Ansprüche 1
bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß Verzöge
rungsglieder (21, 31) zur Herstellung des Synchronismus im
Übertragungsweg des zweiten und dritten Transversalfilters
(22, 32) vorgesehen sind.
5. Transversalfilteranordnung nach einem der Ansprüche 1
bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter
(41) zum Filtern eines Signals als Tiefpaßfilter ausgebildet
ist.
6. Transversalfilteranordnung nach einem der Ansprüche 1
bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter
(41) zum Filtern eines Signals als Bandpaßfilter ausgebildet
ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57163726A JPS5952911A (ja) | 1982-09-20 | 1982-09-20 | トランスバ−サル・フイルタ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3333984A1 DE3333984A1 (de) | 1984-11-15 |
DE3333984C2 true DE3333984C2 (de) | 1988-10-20 |
Family
ID=15779492
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19833333984 Granted DE3333984A1 (de) | 1982-09-20 | 1983-09-20 | Unterteiltes transversalfilter |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4649507A (de) |
JP (1) | JPS5952911A (de) |
DE (1) | DE3333984A1 (de) |
GB (1) | GB2129638B (de) |
NL (1) | NL191042C (de) |
Families Citing this family (26)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3484314D1 (de) * | 1984-11-16 | 1991-04-25 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Interpolator fuer digitalsignale. |
US4694414A (en) * | 1984-12-19 | 1987-09-15 | Rca Corporation | Digital delay interpolation filter with amplitude and phase compensation |
GB2179815B (en) * | 1985-08-28 | 1989-11-29 | Plessey Co Plc | Interpolator / decimator filter structure |
US4779217A (en) * | 1985-12-27 | 1988-10-18 | Kyocera Corporation | Octave multiple filter |
US4791597A (en) * | 1986-10-27 | 1988-12-13 | North American Philips Corporation | Multiplierless FIR digital filter with two to the Nth power coefficients |
JPH0754432B2 (ja) * | 1986-12-30 | 1995-06-07 | ヤマハ株式会社 | 楽音信号発生装置 |
DE4038904A1 (de) * | 1990-12-06 | 1992-06-11 | Telefunken Sendertechnik | Verfahren zur digitalen signalverarbeitung und/oder signalerzeugung und anordnung zum ausfuehren des verfahrens |
SE9102333D0 (sv) * | 1991-08-12 | 1991-08-12 | Jiri Klokocka | Foerfarande och anordning foer digital filtrering |
JP3297880B2 (ja) * | 1992-03-18 | 2002-07-02 | テキサス インスツルメンツ インコーポレイテツド | Iirディジタル・フィルタ |
FI94809C (fi) * | 1992-04-01 | 1995-10-25 | Ne Products Oy | Radiokanavan häipymissimulaattori ja menetelmä häipymisen simuloimiseksi |
EP0608664B1 (de) * | 1993-01-29 | 1999-05-06 | STMicroelectronics S.r.l. | Verfahren zur Filterung digitaler Signale mit hoher Auslösung und entsprechendem Aufbau digitaler Filter |
US9979380B2 (en) * | 2008-07-30 | 2018-05-22 | Micro Motion, Inc. | Optimizing processor operation in a processing system including one or more digital filters |
US9318094B2 (en) | 2011-06-03 | 2016-04-19 | Cirrus Logic, Inc. | Adaptive noise canceling architecture for a personal audio device |
US9824677B2 (en) | 2011-06-03 | 2017-11-21 | Cirrus Logic, Inc. | Bandlimiting anti-noise in personal audio devices having adaptive noise cancellation (ANC) |
US8958571B2 (en) | 2011-06-03 | 2015-02-17 | Cirrus Logic, Inc. | MIC covering detection in personal audio devices |
US9123321B2 (en) | 2012-05-10 | 2015-09-01 | Cirrus Logic, Inc. | Sequenced adaptation of anti-noise generator response and secondary path response in an adaptive noise canceling system |
US9318090B2 (en) | 2012-05-10 | 2016-04-19 | Cirrus Logic, Inc. | Downlink tone detection and adaptation of a secondary path response model in an adaptive noise canceling system |
US9532139B1 (en) | 2012-09-14 | 2016-12-27 | Cirrus Logic, Inc. | Dual-microphone frequency amplitude response self-calibration |
US9414150B2 (en) | 2013-03-14 | 2016-08-09 | Cirrus Logic, Inc. | Low-latency multi-driver adaptive noise canceling (ANC) system for a personal audio device |
US10219071B2 (en) | 2013-12-10 | 2019-02-26 | Cirrus Logic, Inc. | Systems and methods for bandlimiting anti-noise in personal audio devices having adaptive noise cancellation |
US9478212B1 (en) | 2014-09-03 | 2016-10-25 | Cirrus Logic, Inc. | Systems and methods for use of adaptive secondary path estimate to control equalization in an audio device |
RU2589467C1 (ru) * | 2015-05-19 | 2016-07-10 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Военный учебно-научный центр Военно-Морского Флота "Военно-морская академия имени Адмирала флота Советского Союза Н.Г. Кузнецова" | Октавный фильтр |
US20160365084A1 (en) * | 2015-06-09 | 2016-12-15 | Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. | Hybrid finite impulse response filter |
WO2017029550A1 (en) | 2015-08-20 | 2017-02-23 | Cirrus Logic International Semiconductor Ltd | Feedback adaptive noise cancellation (anc) controller and method having a feedback response partially provided by a fixed-response filter |
US10013966B2 (en) | 2016-03-15 | 2018-07-03 | Cirrus Logic, Inc. | Systems and methods for adaptive active noise cancellation for multiple-driver personal audio device |
EP3324542B1 (de) * | 2016-11-18 | 2019-10-23 | Nxp B.V. | Adaptiver filter mit verwaltbarer ressourcenteilung |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4377793A (en) * | 1981-01-13 | 1983-03-22 | Communications Satellite Corporation | Digital adaptive finite impulse response filter with large number of coefficients |
US4524424A (en) * | 1982-02-18 | 1985-06-18 | Rockwell International Corporation | Adaptive spectrum shaping filter |
US4475211A (en) * | 1982-09-13 | 1984-10-02 | Communications Satellite Corporation | Digitally controlled transversal equalizer |
-
1982
- 1982-09-20 JP JP57163726A patent/JPS5952911A/ja active Granted
-
1983
- 1983-09-09 GB GB08324245A patent/GB2129638B/en not_active Expired
- 1983-09-12 US US06/531,400 patent/US4649507A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-09-16 NL NL8303205A patent/NL191042C/xx not_active IP Right Cessation
- 1983-09-20 DE DE19833333984 patent/DE3333984A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2129638A (en) | 1984-05-16 |
NL191042C (nl) | 1994-12-16 |
DE3333984A1 (de) | 1984-11-15 |
GB2129638B (en) | 1985-12-18 |
JPH0117608B2 (de) | 1989-03-31 |
NL191042B (nl) | 1994-07-18 |
NL8303205A (nl) | 1984-04-16 |
US4649507A (en) | 1987-03-10 |
GB8324245D0 (en) | 1983-10-12 |
JPS5952911A (ja) | 1984-03-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3333984C2 (de) | ||
DE3720382C2 (de) | Bandpass-Filtervorrichtung für abgetastete Signalwerte | |
DE3124924C2 (de) | ||
DE69027056T2 (de) | Abtastfrequenzumwandler | |
DE102005018858B4 (de) | Digitales Filter und Verfahren zur Bestimmung seiner Koeffizienten | |
DE3203852A1 (de) | Anordnung und verfahren zur digitalen filterung eines digitalisierten chrominanzsignals in einem digitalen fernsehsystem | |
DE69105527T2 (de) | Saw-laufzeitleitungen mit anzapfungen. | |
DE4337134A1 (de) | Verfahren zur Aufbereitung eines digitalen Frequenzmultiplexsignals | |
DE10317701B4 (de) | Verfahren und Digitalsignalverarbeitungseinheit zur Erzeugung von Filterkoeffizienten für Digitalfilter mit veränderlicher Bandbreite | |
DE2430076B2 (de) | Digitalsignalgenerator | |
DE3702215A1 (de) | Uebertragungsanordnung fuer digitale signale | |
DE2515385A1 (de) | Selbstadaptive vorrichtung zur phasenwiedergewinnung | |
DE69217720T2 (de) | Die Abtastrate umwandelndes Filter | |
WO2001097376A1 (de) | Digitales interpolationsfilter | |
DE68928228T2 (de) | Verfahren und Gerät, um zwischen Datenproben zu interpolieren | |
DE3705206C2 (de) | ||
DE60028769T2 (de) | Anti-aliasierte begrenzung bei begrenzter modulation mit stufen-funktion | |
DE3418011C2 (de) | ||
DE3303132C2 (de) | ||
DE19627788A1 (de) | Umschaltbare Frequenzweiche | |
DE10240132B4 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Interpolation von Eingangswerten bzw. Verfahren zum Einrichten einer Interpolationsvorrichtung | |
DE19627784C1 (de) | Digitale Filterweiche | |
DE2052842C3 (de) | Schmalbandige schnelleinschwingende Filteranordnung | |
DE19947046C2 (de) | Takt-Synchronisationsschaltung für Empfangssysteme | |
DE4134780C2 (de) | Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: NEC CORP., TOKIO/TOKYO, JP |
|
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |