DE4134780C2

DE4134780C2 - Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren

Info

Publication number: DE4134780C2
Application number: DE19914134780
Authority: DE
Inventors: Hartmut Dr Ing Henkel
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1991-10-22
Filing date: 1991-10-22
Publication date: 1993-09-30
Anticipated expiration: 2011-10-23
Also published as: DE4134780A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren mit zwei als Integratoren beschalteten Verstärkern, die sowohl analoge Ströme integrieren, als auch zusätzlich periodisch mit Hilfe eines dem zweiten Integrator nachgeschalteten Komparators, eines Impulsgenerators, mehrerer Zähler, sowie je zweier Logikschaltungen und bistabiler Glieder für bestimmte Zeitintervalle mit weiteren Strömen I₁ und I₃ verbunden werden.

Derartige Umsetzer können beispielsweise zum digitalen Messen elektrischer Ströme, Spannungen und Widerstände verwendet werden. Die Erfindung zählt zur Klasse integrierender Umsetzer, bei denen sich die Meßergebnisse aus den Ergebnissen aufeinanderfolgender Teilmessungen berechnen lassen, wobei diese Teilergebnisse mit einer hohen Abtastrate bei vergleichsweise geringer Auflösung entstehen, und durch geeignete digitale Filterung einer Anzahl solcher Teilergebnisse mit Reduktion der Abtastrate ("Dezimation") auf einen Bruchteil des ursprünglichen Wertes die Meßergebnisse mit entsprechend niedriger Abtastrate und einer wesentlich erhöhten Auflösung gebildet werden.

Zu dieser Umsetzerklasse gehören z. B. die aus der DE-PS 28 20 601 bekannten Analog-Digital-Umsetzer mit einem Integrator. Sie bilden den arithmetischen Mittelwert des zu messenden Stroms über ein bestimmtes Meßzeitintervall. Dieses ist durch eine Anzahl Meßrampen gleichmäßig unterteilt, wobei jede Meßrampe ein Teilergebnis (Zählwert t_{j, k}) liefert, das dem Eingangsstromintegral über die Meßrampendauer entspricht. Das Meßergebnis wird durch Aufsummieren der Teilergebnisse in einem Zähler gebildet. (Jede Meßrampe wird durch je zwei benachbarte Überläufe des ersten Impulszählers begrenzt.)

Bei diesem bekannten Verfahren läßt sich die Folge der Teilergebnisse (t_{j, k}) als Summe aus einer dem exakten Meßwert entsprechenden reellzahligen Zählwertfolge und einer kleinen Rauschfolge (Fehler) beschreiben. Ursachen für letztere sind die (auch bei idealisierten Schaltungskomponenten prinzipbedingte) Quantisierung der Komparatorentscheidung in das Zeitraster des Impulsgenerators, sowie Rauscheinflüsse durch nichtideale Bauteileeigenschaften: Dies sind vor allem das Rauschen der Schwellenspannung des Komparators, der Zeit-Rauschbeitrag der Komparator-Ausgangsstufe und des nachgeschalteten Abtastgliedes in der Logikschaltung 20, sowie das Rauschen der Referenzstromflanken.

Die mit dem Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 durch Zusammenfassung mehrerer Teilmessungen erzielbare Auflösungssteigerung läßt sich mit Hilfe einer Betrachtung im Frequenzbereich beschreiben: Bei genannten Verfahren wachsen in der Spektraldarstellung die Rauschamplituden aufgrund der einfach rückgekoppelten Schaltungsstruktur in guter Näherung proportional mit der Frequenz. Durch Aufsummieren der Teilergebnisse der einzelnen Meßrampen (digitales Kammfilter erster Ordnung) werden die höherfrequenten Anteile der in den Teilergebnissen enthaltenen Rauschfolge gedämpft, so daß in der Folge der Meßergebnisse der Störleistungsanteil stark vermindert ist. Es ist bekannt, daß dies einer Auflösungserhöhung entspricht.

Ein wesentlicher Nachteil des geschilderten Verfahrens ist, daß bei Halbierung der Grenzfrequenz des erwähnten Filterungsprozesses, was einer Verdopplung der Einschwingdauer des Umsetzers und damit einer Halbierung der nutzbaren Abtastrate der Meßergebnisse entspricht, die Auflösung jeweils nur um ein Bit steigt, wobei sich mit zunehmender Auflösung schnell sehr niedrige Abtastraten einstellen.

Bei gegebener Schaltungstopologie läßt sich die Meßauflösung durch Variation mehrerer Umsetzparameter steigern, welche die Leistungsbeiträge der genannten Rauschquellen beeinflussen. Dem sind jedoch durch die nichtidealen Bauteileeigenschaften Grenzen gesetzt. So kann das Quantisierungsrauschen durch Erhöhung der Impulsgeneratorfrequenz reduziert werden; dies bringt jedoch keinen Gewinn an Auflösung mehr, sobald der Rauscheinfluß des Komparators überwiegt. Auch ist eine Erhöhung der Meßrampenfrequenz (das Rauschspektrum der Teilmessungen verteilt sich über einen größeren Frequenzbereich) nur soweit nutzbar, wie die Ladungspakete der Referenzstromimpulse noch mit der erforderlichen Genauigkeit und Stabilität definiert werden können, da bei steigender Meßrampenfrequenz die durch das Schaltverhalten und das Rauschen der Referenzstromschalter bedingten Fehler zunehmen. Eine weitere Auflösungserhöhung läßt sich nur noch durch Vergrößerung der Meßdauer erreichen.

Es sind ferner Analog-Digital-Umsetzer mit zwei Integratoren (Lit. [1]) nach dem Sigma-Delta-Verfahren bekannt, welches mit dem vorgenannten Verfahren verwandt ist. Auch hierbei werden die Meßergebnisse durch digitale Tiefpaßfilterung und Abtastratenreduktion aus einer großen Anzahl von Teilmessungen gebildet, die jedoch im Gegensatz zum vorgenannten Verfahren jeweils nur 1-Bit-Ergebnisse liefern. Bei diesem Sigma-Delta-Verfahren läßt sich durch jede Halbierung der Grenzfrequenz des die Teilergebnisse verarbeitenden Tiefpaßfilters die Auflösung um jeweils zweieinhalb Bit steigern, da hierbei in der Spektraldarstellung die Rauschamplituden aufgrund der zweifach rückgekoppelten Schaltungsstruktur in guter Näherung quadratisch mit der Frequenz anwachsen. Es lassen sich so bei gleicher Taktfrequenz des Impulsgenerators und Einschwingdauer des Umsetzers theoretisch weit höhere Auflösungen als mit dem Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 erzielen (Lit. [2]). Jedoch erfordert dies eine sehr hohe Meßrampenfrequenz (die gleich der Impulsgeneratorfrequenz ist); zusätzlich ist die mittlere Schaltfrequenz der Referenzstromschalter nicht konstant, sondern vom Eingangsstrom abhängig. Hieraus ergibt sich aufgrund des nichtidealen Einschwingens der Referenzstromimpulse eine geringere Linearität der Umsetzung. Da die Flanken der Referenzstromimpulse einen wesentlichen Zeitanteil an der Meßdauer haben, besitzen der Nullpunkt und die Meßbereichsendwerte eine weit geringere Temperatur- und Zeitkonstanz als beim Verfahren aus der DE-PS 28 20 601, so daß die theoretischen Vorteile des Sigma-Delta-Verfahrens für Gleichstrommessungen bei hohen Anforderungen an die Präzision praktisch nicht genutzt werden können.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Analog-Digital-Umsetzer zu schaffen, der die Vorteile des Mehrrampen-Verfahrens aus der DE-PS 28 20 601 (kontinuierliche Erfassung des Eingangsstroms, Frequenz des Impulsgenerators und Meßrampenfrequenz voneinander unabhängig bezüglich der einzelnen Fehlereinflüsse optimierbar, sehr gute Stabilität der Umsetzerkonstanten) aufweist, der jedoch bei gleichen Bauteileeigenschaften und Frequenzparametern sowie bei gleicher Einschwing- bzw. Meßdauer über eine höhere Auflösung verfügt, die zudem wie bei dem genannten Sigma-Delta-Verfahren mit etwa zweieinhalb Bit je Verdopplung der Meßdauer zunimmt.

Diese Aufgabe wird bei dem Analog-Digital-Umsetzer der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der umzusetzende analoge Strom I_e von dem ersten Integrator 15 kontinuierlich integriert wird, der Ausgang des ersten Integrators 15 über einen Widerstand 17 mit dem Eingang des zweiten Integrators 16 verbunden ist, dieser den analogen Ausgangsstrom I_A des ersten Integrators 15 integriert, ein Impulszähler 19 ständig die Impulse des Impulsgenerators 18 zählt, das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 oder wahlweise einen Takt des Impulsgenerators 18 danach in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste oder wahlweise der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt, das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage den Strom I₃ über einen Schalter 13 dem Eingang des zweiten Integrators 16 zuführt und zusätzlich zum Strom I_A aufintegrieren läßt, zwischen je zwei Überläufen des Impulszählers 19 das erste bistabile Glied 27 für eine Zeitdauer in seine eine Lage gebracht wird, welche zu der Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, proportional ist, das erste bistabile Glied 27 in seiner einen Lage den Strom I₁ über einen Schalter 11 dem Eingang des ersten Integrators 15 zuführt und zusätzllich zum Strom I_e aufintegrieren läßt, jeweils im Zeitintervall zwischen zwei Aufintegrationen des Stroms I₃ zum Strom I_A ein Wert M_n gleich der Zeitintervallänge ist, während der zusätzlilch zum Strom I_A der Strom I₃ aufintegriert wurde, wobei die Folge der Werte M_n bei geeigneter Zuordnung der Ströme I₁ und I₃ zu einer der beiden Komparatorstellungen, bei geeigneter Größe der Ströme I₁ und I₃ relativ zum Strom I_e, sowie bei geeigneter Wahl der Integratorzeitkonstanten, zur Ermittlung des Digitalwertes des Stroms I_e durch digitale Tiefpaßfilterung mehrerer Folgenglieder M_n genutzt werden kann.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile liegen insbesondere darin, daß der Leistungsbeitrag des in der Wertefolge M_n enthaltenen und durch die erwähnten Störquellen (z. B. Quantisierung, Rauschen des Komparators) verursachten Rauschens für Frequenzen, die klein gegenüber der Meßrampenfrequenz sind, weit geringer ist als der Rauschleistungsbeitrag in der entsprechenden Wertefolge (Werte t_j,k γ) des Verfahrens aus der DE-PS 28 20 601. Betrachtet man z. B. das Spektrum der Wertefolge M_n des Verfahrens dieser Erfindung im Frequenzintervall von 0 Hz bis zu einer Grenzfrequenz f_g, die 1/200stel der Meßrampenfrequenz ist, so liegt die Störleistung im Frequenzintervall (0, f_g) bei geeigneter Wahl der Parameter um über 30 dB unter dem entsprechenden Wert für das Verfahren aus der DE-PS 28 20 601. Hierbei sind gleiche Frequenzen des Impulsgenerators und der Meßrampen sowie gleicher Störleistungsbeitrag des Komparators vorausgesetzt. Bei geeigneter Verarbeitung (z. B. digitale Tiefpaßfilterung mit der Grenzfrequenz f_g) der Wertefolge M_n läßt sich mit dem neuen Verfahren eine wesentlich höhere Auflösung der Meßwerte (Ausgangswerte des digitalen Tiefpasses) erzielen, als dies durch Verarbeitung der Wertefolge t_j,kγ beim Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 möglich ist, ohne daß sich die Meßdauer verlängert; im genannten Beispiel steigt die Auflösung um etwa 5 bit. Die Vorteile der Erfindung lassen sich auch dahingehend nutzen, daß der erzielbare Auflösungsgewinn gegen eine Verkürzung der Einschwingdauer bzw. Meßdauer eingetauscht wird.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist, daß bei jeder Halbierung der Grenzfrequenz f_g des digitalen Tiefpasses, die einer Verdopplung der Einschwingdauer des Umsetzers entspricht, die Gesamtstörleistung im Frequenzintervall (0, f_g) um bis zu 15 dB (abhängig vom Übergangs- und Sperrverhalten des Tiefpasses) abnimmt, wodurch sich die Auflösung jeweils um bis zu 2,5 bit steigert. Beim Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 sind die entsprechenden Werte nur 9 dB bzw. 1,5 bit, von denen jedoch häufig nur etwa 6 dB bzw. 1 bit genutzt werden, sofern dort zur Verarbeitung der Zählwertefolge t_j,k nur ein digitales Kammfilter erster Ordnung ohne steilflankigen digitalen Tiefpaß benutzt wird.

Das Verfahren dieser Erfindung weist entgegen dem Sigma-Delta-Verfahren eine konstante und vergleichsweise niedrige Referenzstromimpulsfrequenz auf, woraus sich Vorteile besserer Linearität sowie höherer Stabilität der Meßbereichsendwerte ergeben.

Ein zusätzlicher Vorteil der Erfindung liegt darin, daß auch die in der Wertefolge M_n enthaltenen Spektralanteile des Eingangsstroms I_e im Frequenzbereich oberhalb f_g bis zum durch die Abtastung bedingten Spiegelfrequenzbereich durch entsprechende Auslegung des digitalen Tiefpasses stark gedämpft werden können, wodurch sich z. B. eine sehr gute Netzfrequenzunterdrückung erzielen läßt. Hierdurch läßt sich mitunter die sonst meist erforderliche Synchronisierung der Messung auf die Netzfrequenz einsparen.

Die Erfindung ist dadurch weitergebildet, daß das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt.

Die letztgenannte Weiterbildung ist immer dann vorteilhaft, wenn die Gefahr von Grenzzyklen (periodische kleine Schwankungen der Wertefolge M_n aufgrund von Rekursionen im Umsetzerprozeß) in der Wertefolge M_n mit den zugehörigen tieffrequenten Störfrequenzen aufgrund der im Umsetzer vorhandenen natürlichen Rauschquellen vernachlässigt werden kann.

Eine andere Weiterbildung der Erfindung ist dergestalt, daß die Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22 nach jedem Durchlauf des Impulszählers 19 in seiner einen Lage befindet, zusätzlich durch einen Zufallsprozeß um bis zu plus oder minus die Dauer eines Taktes des Impulsgenerators 18 variiert wird.

Der Vorteil dieser Weiterbildung liegt darin, daß der Rauschbeitrag im Bereich des Komparators besser gesteuert werden kann, als dies durch alleinige Auswahl des Komparatorbausteins geschehen kann. Hierdurch läßt sich bei Bedarf das Störspektrum der Wertefolge M_n vergleichmäßigen, und es können durch Grenzzyklen bedingte diskrete tieffrequente Störspektrallinien vermieden werden.

Eine mögliche Ausführungsform der Erfindung ist dergestalt, daß der Schwellenspannung des Komparators 26 eine kleine Rauschspannung überlagert ist, welche zu einer Zeitauslenkung der Ausgangsflanken des Komparators 26 um seine Schaltzeitpunkte für fehlende Rauschspannung in der Größenordnung der Periodendauer des Impulsgenerators 18 führt.

Der Vorteil dieser Ausführungsform liegt darin, daß die künstlich dem Umsetzungsprozeß zugefügte Rauschleistung mit analogen Mitteln auf den gewünschten Wert eingestellt werden kann.

Eine andere Ausführungsform der Erfindung ist dergestalt, daß das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 in seine eine Lage gebracht wird, eine Logikschaltung 20 einen Zufallsgenerator 21 mit zwei möglichen Zufallsergebnissen enthält, der Zufallsgenerator 21 in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste, oder wenn der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung ist dergestalt, daß eine Logikschaltung 32 einen Zufallsgenerator 31 mit zwei möglichen Zufallsergebnissen enthält, der Zufallsgenerator 31 in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 oder einen Takt danach in seine eine Lage gebracht wird, das zweite bistabile Glied erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt.

Ein gemeinsamer Vorteil beider letztgenannter Ausführungsformen ist, daß das dem Umsetzungsprozeß künstlich zugefügte Rauschen mit rein digitalen Mitteln erzeugt werden kann. Dadurch ist das Rauschverhalten besser definierbar und temperaturunabhängig sowie langzeitstabil. Ein weiterer gemeinsamer Vorteil ergibt sich daraus, daß die rauschbedingte Zeitauslenkung der Umschaltmomente des zweiten bistabilen Gliedes 27 in einem festen Zusammenhang mit der Periodendauer des Impulsgenerators 18 steht, wobei diese Zeitauslenkung auf die Dauer einer Impulsgeneratorperiode begrenzt ist. Der hieraus entstehende Vorteil liegt darin, daß bei Vorgabe der Periodendauer des Impulsgenerators 18 der anteilige Rauschbeitrag aus dem Zufallsgenerator 31 immer konstant bleibt. Hingegen müßte der nach analogen Verfahren zugefügte Rauschbeitrag mitunter in Abhängigkeit von der Periodendauer des Impulsgenerators mit verstellt werden, um immer die optimale Auflösung des Umsetzers zu gewährleisten. Der genannte Vorteil kommt besonders auch dann zum Tragen, wenn der Umsetzer als integrierte Schaltung für vielseitige Anwendung ausgeführt ist.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Zufallsgenerator 21 bzw. 31 als digitale Schaltung zur Erzeugung einer binären Pseudo-Rauschfolge mit Hilfe rückgekoppelter Schieberegister ausgebildet.

Der Vorteil dieser Ausführungsform liegt darin, daß sich ein solcher Zufallsgenerator mit besonders geringem Aufwand realisieren läßt, sein Ausgangssignal schon binär ist und eine sehr gleichmäßige Rauschverteilung aufweist.

Die Erfindung ist dadurch weitergebildet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn das Verhältnis der Dauer, während der sich das erste bistabile Glied 27 in seiner einen Lage befindet, und der Dauer, während der sich nach dem gleichen Überlauf des Impulszählers 19 das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, eine feste ganze Zahl ist.

Die Vorteile, die sich aus dieser Weiterbildung ergeben, liegen insbesondere darin, daß die Stromflußdauer des die Meßgenauigkeit maßgeblich beeinflussenden Referenzstroms I₁ gegenüber der Stromflußdauer des Referenzstroms I₃ bei Bedarf verlängert werden kann, und zwar maximal bis zur Dauer einer Meßrampe, ohne daß die Konvergenzbedingung des Umsetzerverfahrens wesentlich leidet. Beim Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 hingegen muß die Stromflußdauer des die Meßgenauigkeit beeinflussenden Referenzstroms in der Praxis auf ein Drittel (theoretisch maximal die Hälfte) der Dauer einer Meßrampe begrenzt werden, um die Konvergenz zu gewährleisten. Aus der verlängerten Einschaltdauer des Referenzstroms I₁ ergibt sich als Vorteil dieser Weiterbildung der Erfindung, daß die parasitären Effekte des Schalters 11 besser beherrscht, und damit die Ladungspakete der Referenzstromimpulse genauer definiert werden können, wodurch sich eine Erhöhung der Meßauflösung und eine verbesserte Stabilität der Umsetzerkonstanten erzielen läßt.

Gemäß einer besonders einfachen Ausgestaltung der Erfindung wird das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht und gleichzeitig mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine andere Lage gesetzt, so daß das zweite bistabile Glied 22 die Funktion des ersten bistabilen Gliedes 27 mit übernehmen kann.

Der Vorteil dieser Ausführungsform liegt darin, daß sich ein besonders einfacher Schaltungsaufbau ergibt.

Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ergibt sich dadurch, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die Impulse des Impulsgenerators 18 in der anderen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner anderen Lage befindet, und das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt hat.

Eine weitere bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ergibt sich dadurch, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, mit dem Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage ein Frequenzteiler 30, welcher die Frequenz des Impulsgenerators 18 halbiert, synchronisiert wird, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die Ausgangsimpulse des Frequenzteilers 30 in der anderen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner anderen Lage befindet, und das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt hat.

Die Vorteile der beiden letztgenannten Ausgestaltungen des Grundverfahrens ergeben sich daraus, daß die Einschaltdauer des die Meßgenauigkeit maßgeblich beeinflussenden Referenzstromschalters 11 gegenüber der Einschaltdauer des Schalters 13 in der vorletztgenannten Ausgestaltung verdoppelt bzw. in der letztgenannten Ausgestaltung verdreifacht wird, ohne daß die Konvergenzbedingung des Verfahrens wesentlich leidet. Hierdurch wird es ermöglicht, daß der Referenzstromschalter 11 für maximal die gesamte Dauer der Meßrampe eingeschaltet sein kann. Für das Verfahren aus dieser Erfindung ergibt sich als Vorteil dieser beiden Ausgestaltungen, daß bei gleichem Meßbereich für den Strom I_e der Wert des Referenzstroms I₁ halbiert bzw. gedrittelt werden kann. Durch die Verlängerung der Flußdauer des Referenzstroms I₁ verringern sich die Einflüsse von dessen Ein- und Ausschaltflanken auf das Meßergebnis, wodurch sich eine erhöhte Linearität sowie eine verbesserte Temperatur- und Zeitstabilität des Umsetzers erzielen läßt. In gleichem Maße verringern sich auch die Fehlereinflüsse des Rauschens der Referenzstrom-Schaltflanken. Als weiterer Vorteil wird die durch das Schalten des Referenzstroms I₁ bedingte Impulsbelastung des Integrators 15 reduziert, so daß die durch das nichtideale Einschwingen dieses Verstärkers hervorgerufenen Fehlereinflüsse auf das Meßergebnis verringert werden. Der durch die letztgenannten zwei Ausgestaltungen der Erfindung reduzierte Fehlereinfluß der Referenzstromschalter läßt sich mitunter auch zu einer weiteren Erhöhung der Meßrampenfrequenz nutzen, wodurch sich bei gleicher Auflösung die Meßrate steigern läßt.

Zur Erfassung des Wertes des Verhältnisses des Stroms I_e zum Strom I₁ ist die Erfindung derart ausgestaltet, daß der Strom I₁ konstant ist und dem Strom I_e entgegengesetzte Polarität aufweist, der Strom I₃ konstant ist und dem Strom I₁ entgegengesetzte Polarität aufweist, die Impulse des Impulsgenerators 18 während der zusätzlichen Aufintegration des Stroms I₃ zum Strom I_A in einen Vorwärtszähler 24 eingezählt werden, der Vorwärtszähler 24 jeweils im Zeitintervall zwischen zwei zusätzlichen Aufintegrationen des Stroms I₃ zum Strom I_A als Zählzustand den Wert t_n hat, der Vorwärtszähler 24 vor oder mit Beginn der nächsten, zusätzlichen Aufintegration des Stroms I₃ zu dem Strom I_A auf den Wert Null gesetzt wird, die Folge der Zählstände t_n zu einer Meßwert- Verarbeitungseinrichtung 25 weiterleitbar ist, welche eine digitale Tiefpaßfilterung über die Folge der Werte t_n auf einen Bruchteil dieser Frequenz ausführt, und nach einer kurzen Einschwingdauer die Werte der Filterergebnisfolge stets proportional zum Verhältnis des Stroms I_e zum Strom I₁ sind.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnungen und mehrerer Ausführungsbeispiele näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels,

Fig. 4 ein Diagramm zum Störgeräusch,

Fig. 5 ein weiteres Diagramm zum Störgeräusch,

Fig. 6 den Zeitverlauf der Integrator-Ausgangsspannungen U_A und U_B für zwei Ausführungsbeispiele.

Aus Fig. 1 kann man erkennen, daß der umzusetzende analoge Strom I_e von dem ersten Integrator 15 kontinuierlich integriert wird, der Ausgang des ersten Integrators 15 über einen Widerstand 17 mit dem Eingang des zweiten Integrators 16 verbunden ist, dieser den analogen Ausgangsstrom I_A des ersten Integrators 15 integriert, der Impulszähler 19 ständig die Impulse des Impulsgenerators 18 zählt, das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 oder wahlweise einen Takt des Impulsgenerators 18 danach in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste oder wahlweise der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt, das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage den Strom I₃ über einen Schalter 13 dem Eingang des zweiten Integrators 16 zuführt und zusätzlich zum Strom I_A aufintegrieren läßt, zwischen je zwei Überläufen des Impulszählers 19 das erste bistabile Glied 27 für eine Zeitdauer in seine eine Lage gebracht wird, welche zu der Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, proportional ist, das erste bistabile Glied 27 in seiner einen Lage den Strom I₁ über einen Schalter 11 dem Eingang des ersten Integrators 15 zuführt und zusätzlich zum Strom I_e aufintegrieren läßt.

Hierbei kann das ganzzahlige Verhältnis der Zeitdauern, während sich das erste 27 bzw. zweite bistabile Glied 22 in ihrer einen Stellung befinden, durch den Vor-Rück-Impulszähler 28, eine diesen ansteuernde zweite Logikschaltung 29 sowie den Frequenzteiler 30 festgelegt werden.

Wir betrachten den Fall, daß das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 (=Beginn einer Meßrampe) in seine eine Lage gebracht wird, und daß weiterhin das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn das Verhältnis der Dauer, während der sich das erste bistabile Glied 27 in seiner einen Lage befindet, und der Dauer, während der sich nach dem gleichen Überlauf des Impulszählers 19 das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, eine feste ganze Zahl ist. Diese Zahl sei im folgenden k genannt.

Erklärung weiterer benötigter Größen: γ ist die Zeitdauer einer Periode des Impulsgenerators 18; t_nγ=M_n ist die Zeitdauer der Aufintegration des Stroms I₃ zusätzlich zum Strom I_A bei der n-ten Meßrampe; t_n=ganze Zahl; T ist die Anzahl der Zählzustände des Impulszählers 19; eine Meßrampe hat die Dauer Tγ.

Die Fig. 6 zeigt die Ausgangsspannung U_A des ersten Integrators 15 und zeitgleich die Ausgangsspannung U_B des zweiten Integrators 16 als Funktionen der Zeit t bei einem positiven Eingangsstrom I_e und dem hierfür während der Zeitintervalle t_nγ benötigten negativen Strom I₁, wobei der Strom I_A negativ ist, und der Strom I₃ entsprechend positiv zu wählen ist, bei eingeschwungener Umsetzerschaltung. Der Komparator 26 sei so gepolt, daß er das Signal liefert, welches das Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage vorbereitet, wenn die Spannung U_B seine Schaltschwelle in negativer Richtung durchläuft.

Der linke Teil der Fig. 6 (k=1) gilt für den Fall, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird und gleichzeitig mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine andere Lage gesetzt wird, so daß das zweite bistabile Glied 22 die Funktion des ersten bistabilen Gliedes 27 mit übernehmen kann. Ein entsprechend vereinfachtes Ausführungsbeispiel zeigt Fig. 3. Der rechte Teil der Fig. 6 (k=2) gilt für den Fall, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück- Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die Impulse des Impulsgenarators 18 in der anderen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner anderen Lage befindet, und das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt hat.

U_A,n sei die Ausgangsspannung des ersten Integrators 15 zu Beginn des Zeitintervalls t_nγ; U_B,n sei die Differenz zwischen der Ausgangsspannung des zweiten Integrators 16 und der Schwellenspannung des Komparators 26 zu Beginn des Zeitintervalls t_nγ (die an- und abfallende Flanke der Spannung U_B haben einen parabelförmigen Zeitverlauf, sind jedoch aus rein zeichentechnischen Gründen als linear verlaufend dargestellt). Die Abszisse schneidet bei der Darstellung der Spannung U_B die Ordinate in Höhe der Schwellenspannung des Komparators 26. Die Schwellenspannung sei zunächst als konstant angenommen, sie sollte in etwa so gewählt werden, daß der Integrator 16 je nach vorkommendem Strom I_A gut ausgenutzt werden kann, und sie muß keine Anforderungen an Langzeitstabilität erfüllen, da ihr langsames Driften nicht in das Meßergebnis eingeht.

Mathematisches Modell zur Simulation des Umsetzerverhaltens:
Die Dauer vom Beginn des Zeitintervalls t_nγ bis zum Schalten des Komparators 26 sei s_nγ; s_n=reelle Zahl. Die Zeit τ beginne nach jedem Überlauf des Impulszählers 19 bei Null. Mit 0 τ t_nγ gilt:

Bei konstanten Strömen I_e, I₁ und I₃ folgt mit U_B(s_nγ)=0 bei Erreichen der Schwellenspannung des Komparators:

Aus dem Wert s_n ergibt sich der ganzzahlige Wert t_n durch die Quantisierung (Operator Q) zu

t_n = Q(s_n), (2)

wobei die Quantisierungsart von der jeweiligen Ausgestaltung der Erfindung abhängt. Die Spannungen beim nächsten Überlauf des Impulszählers 19 lassen sich dann durch die Gleichungen

und

berechnen.

Wir betrachten zunächst den theoretischen Fall, daß das Ende der Zeitintervalle t_nγ direkt durch das Umspringen des Komparators 26 bestimmt wird, so daß t_n=s_n gilt, und damit die Größe t_n reellwertig würde. Mit dem Gleichungssystem, Gln. 1, 3, 4 und t_n=s_n können die Folgeglieder U_A,n, U_B,n und t_n rekursiv berechnet werden. Bei geeigneter Größe der Ströme I₁ und I₃ relativ zum Strom I_e, sowie bei geeigneter Wahl der Integratorzeitkonstanten konvergiert die Folge der Werte t_n für t → ∞ schnell gegen den reellzahligen Grenzwert

aus dem sich der exakte Meßwert I_e ergibt. Der Referenzstrom I₃ kommt in der Gleichung für t_n, _∞ nicht vor; daher muß der Strom I₃ auch nicht mit einer gleich großen Genauigkeit wie der Referenzstrom I₁ vorgegeben werden (dies gilt auch für alle folgenden Betrachtungen).

In der Praxis wird das zweite bistabile Glied 22 jedoch nicht zu den Zeitpunkten s_nγ, sondern erst mit einem der nächsten Takte des Impulsgenerators 18 in seine andere Lage gesetzt. Die Zeitdifferenz (t_n-s_n)γ läßt sich als Summe mehrerer Zeit-Rauschbeiträge beschreiben, dies sind vor allem: 1. das Rauschen der Schwellenspannung des Komparators, welches sich über die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung U_B im Abtastzeitpunkt als Zeitrauschen auswirkt, 2. der Zeit-Rauschbeitrag der Komparator-Ausgangsstufe, 3. der Zeit-Rauschbeitrag des nachgeschalteten Abtastgliedes in der Logikschaltung 20. Zu diesen durch die nichtidealen Bauteileeigenschaften bedingten Rauschquellen kommt 4. das auch bei idealisierten Schaltungskomponenten prinzipbedingte Quantisierungsrauschen hinzu. Zusätzlich kann 5. gemäß zweier Ausführungsformen der Erfindung bei Bedarf ein digital erzeugtes Zeitrauschen von plus/minus der Dauer γ/2 zugefügt werden. Die Folge der ganzzahligen Zählwerte t_n setzt sich daher als Summe aus dem Wert s_n, der jeweils den exakten Zeitpunkt s_nγ des Durchlaufens der konstanten Schwellenspannung des Komparators 26 angibt, und einer durch die genannten Quellen bedingten Rauschfolge ε_n zusammen.

t_n = s_n + ε_n

Es ist allgemein üblich anzunehmen, daß die Folge ε_n weißes Rauschen sei (Lit. [2]).

Bei konstantem Eingangsstrom I_e konvergiert die Folge t_n auch im realen Betrieb des Umsetzers auf den Wert t_n, _∞, den es jedoch aufgrund der Störung durch die genannten Rauschbeiträge nicht exakt erreichen kann, sondern um ihn in einem Bereich bis zu wenigen Zählschritten schwankt. Die Folge t_n läßt sich daher auch durch den Ausdruck

t_n = t_n, _∞ + ε_n* (5)

anschreiben, wobei ε_n* eine weitere Rauschfolge darstellt, welche die endliche Auflösung der Zählwerte t_n der einzelnen Meßrampen beschreibt. Der Zusammenhang zwischen der Folge ε_n und der Folge ε_n* kann ermittelt werden, indem man den A/D-Umsetzer als ein mit der Rate f_a = 1/(Tγ) abgetastetes System auffaßt, den Eingangsstrom I_e als konstant annimmt und die Folgenelemente ε_n* als Funktion der Folgenelemente ε_n berechnet (Kleinsignalbetrachtung). Die sich durch Z-Transformation dieser Funktion ergebende Rausch-Übertragungsfunktion kann für Frequenzen, die klein gegenüber der Abtastrate f_a sind, in guter Näherung durch die Übertragungsfunktion

ersetzt werden, wobei k₂ eine vom Eingangsgleichstrom abhängige Größe ist. Die Übertragungsfunktion H₂(z) weist eine doppelte Nullstelle bei z=1 (Frequenz 0 Hz) auf und beschreibt das Verhalten eines abgetasteten Differenziergliedes zweiter Ordnung. Daher ist für Frequenzen f, die klein gegenüber der Abtastrate f_a sind, das Betragsspektrum der Folge ε_n* gleich dem Betragsspektrum der Folge ε_n, gewichtet mit einer sich aus H₂(z) ergebenden Frequenzgangsfunktion

welche mit der Frequenz f quadratisch von Null ansteigt. Es sei P_N die Gesamt-Rauschleistung der Folge ε_n im Frequenzbereich von 0 Hz bis zur halben Abtastrate, f_a/2. Dann ergibt sich die Rauschleistungf P_N*(f_g) der Folge ε_n* im Frequenzbereich von 0 Hz bis zu einer Grenzfrequenz f_g, die klein gegenüber der Abtastrate f_a ist, zu

Das logarithmische Leistungsverhältnis a₂ von P_N*(f_g) und P_N ist

Durch digitale Tiefpaßfilterung der Folge t_n läßt sich der Leistungsanteil der Rauschfolge ε_n* je nach Wahl der Grenzfrequenz f_g und der Filtercharakteristik stark verringern. Die Ausgangsfolge des digitalen Tiefpasses sei u_n. Da sie den zum exakten Strommeßwert proportionalen Wert t_n, _∞ unverändert enthält, der Rauschanteil in der Folge u_n durch die Filterung jedoch stark reduziert ist, hat sich die Werteauflösung der Folge u_n gegenüber der Folge t_n erhöht. Damit sind die Folgenelemente u_n selbst die Meßergebnisse der Strommessung mit hoher Auflösung, die zur Anzeige gebracht oder weiterverarbeitet werden können. Um die Vorteile dieser Erfindung in vollem Umfang auszunutzen, reicht eine Kammfilterung erster Ordnung der Folge t_n nicht aus, da hierbei die Dämpfung höherfrequenter Rauschanteile zu gering ist; vielmehr sind mindestens Kammfilter zweiter Ordnung zur digitalen Tiefpaßfilterung erforderlich. Der volle Auflösungsgewinn ergibt sich jedoch erst bei geeigneter Verwendung steilflankiger digitaler Tiefpaßfilter.

Bei den verschiedenen Ausgestaltungen der Erfindung kann der Leistungsanteil des Rauschens gemäß der Gl. 6 bei Halbierung der Filter-Grenzfrequenz f_g und einer sich hieraus ergebenden Verdopplung der Meßdauer um jeweils bis zu 15 dB verringert werden (Wert bei Annahme eines ideal steilflankigen Tiefpasses), was einer Auflösungserhöhung um jeweils bis zu 2,5 bit für die Folge u_n entspricht.

In der Realisierung ist es nicht zweckmäßig, die Folgenglieder u_n mit der Abtastrate f_a zu berechnen. Erstens reicht zur Darstellung der Meßergebnisfolge nach dem Abtasttheorem eine Abtastrate mit einer Frequenz geringfügig größer als der Wert 2 f_g aus, welche auch anzustreben ist, um den Informationsfluß zu minimieren; zweitens ergäbe sich ein untragbar hoher Aufwand bei der Realisierung eines entsprechend steilflankigen Tiefpaßfilters mit der Grenzfrequenz f_g bei der Abtastrate f_a. Zur Verarbeitung der Werte t_n eignen sich viel besser die bekannten Dezimationsverfahren (digitale Tiefpaßfilterung bei gleichzeitiger Abtastratenreduktion, z. B. mit Hilfe von Kammfiltern, siehe Lit. [4], [5], [6]), wobei die Folge der Meßergebnisse eine Abtastrate aufweisen kann, die nur wenig über dem durch das Abtastheorem vorgegebenen Wert 2 f_g liegt.

Simulation eines Ausführungsbeispiels:

Das Rauschverhalten des A/D-Umsetzers aus dieser Erfindung sowie der sich im praktischen Betrieb ergebende Auflösungsgewinn wird im folgenden im Vergleich zu einem Mehrfach-Rampen-Umsetzer mit einem Integrator in Anlehnung an das Verfahren aus der DE-PS 28 20 601 anhand eines Ausführungsbeispiels verdeutlicht. Der Umsetzer aus dieser Erfindung sei im Beispiel wie folgt dimensioniert: γ=50 ns, T=20 000, also f_a=1 kHz, I₁ = -100 µA, I₃=100 µA, C₁=C₂=10 nF, R=100 kΩ und k=1. Der Umsetzer sei hierbei so zu betreiben, daß nur Eingangsströme I_e mit 0 µA<I_e<33 µA vorkommen, welche bei der gegebenen Dimensionierung im stabilen Arbeitsbereich liegen. Es fließe ein konstanter Eingangsstrom I_e=10µA. Der Komparator sei als ideal betrachtet und trage kein Rauschen bei. Der Umsetzer sei gemäß den kennzeichnenden Teilen der Ansprüche 5, 7 und 9 aus dieser Erfindung betrieben. Die einzigen Rauschquellen sind somit das prinzipbedingte Quantisierungsrauschen und das künstlich nach der Quantisierung der Entscheidung des Komparators 26 durch den Funktionsblock 21 hinzugefügte digitale Zeitrauschen.

Der zum Vergleich benutzte Mehrfach-Rampen-Umsetzer mit einem Integrator arbeitet nach dem Verfahren aus der DE-PS 28 20 601, jedoch ist seinem Komparator- Ausgangssignal zur besseren Bewertung ebenfalls ein digitales Zeitrauschen addiert, das die gleiche Leistung wie beim Verfahren aus dieser Erfindung beisteuert. Beim Umsetzer mit einem Integrator wird die angegebene Dimensionierung sinngemäß übernommen; dort gilt entsprechend I₁=10 µA, I₂ = -100 µA.

Anhand einer Simulation beider Umsetzer wird im eingeschwungenen Zustand jeweils die Folge der Zählwerte t_n bzw. t_j,k aufgenommen und die nach Abzug der Größe t_n, _∞ gemäß Gl. 5 verbleibende Rauschfolge ε_n* einer Diskreten Fourier-Transformation (DFT) unterworfen. Länge der untersuchten Folge: N_DFT=16 384, Fensterfunktion gemäß Lit. [3], Fig. 11. Die Fig. 4 zeigt einen Ausschnitt aus dem Betragsspektrum der Rauschfolge ε_n* im Frequenzbereich 0 Hz . . .20 Hz. Das Rauschspektrum des Verfahrens dieser Erfindung (Symbole ⚫) liegt für die betrachteten tiefen Frequenzen f<f_a/50 unter dem des Mehrfach-Rampen-Verfahrens mit einem Integrator (Symbole ○). Berechnet man für die beiden verglichenen Verfahren jeweils die Rauschleistungen durch Summation über die Quadrate der Spektralfolge, so ergibt sich beispielsweise für das Verfahren aus dieser Erfindung im Frequenzbereich 0 Hz . . .5 Hz eine um etwa 32 dB geringere Störleistung. Diese entspricht bei geeigneter digitaler Tiefpaßfilterung (Grenzfrequenz 5 Hz) der Zählwertefolge einer um etwa 5 bit höheren Auflösung für das Verfahren aus dieser Erfindung.

Die Fig. 5 zeigt die Spektren der Rauschfolgen ε_n* des Verfahrens aus dieser Erfindung (⚫) und des Vergleichsverfahrens mit einem Integrator (○) über den gesamten Frequenzbereich 0 Hz . . .f_a/2; es ist hier N_DFT=1024. Man erkennt, daß das vorteilhafte Rauschverhalten des Verfahrens dieser Erfindung nur für Frequenzen unterhalb einem bestimmten Wert (in diesem Beispiel etwa 170 Hz) gegeben ist, da bei höheren Frequenzen die Rauschamplituden über denen des Verfahrens mit einem Integrator liegen.

Erläuterung weiterer Ausgestaltungen der Erfindung:

Das Verfahren aus dieser Erfindung setzt voraus, daß außer dem Quantisierungsrauschen, welches durch die idealisierte Synchronisierung der Zeitpunkte s_nγ auf das Zeitraster γ entsteht, weitere Rauschquellen vorhanden sind, um das Auftreten von Grenzzyklen zu verhindern. Dies sind kleine periodische Schwankungen in der Folge der Zählwerte t_n, die aufgrund der rückgekoppelten Struktur des Umsetzers entstehen können, so daß im Spektrum der Folge t_n tieffrequente diskrete Störlinien auftreten, welche einen Auflösungsverlust ergeben. Enthält der Umsetzer weitere Rauschquellen, verschmieren sich diese Spektrallinien und treten nicht mehr störend in Erscheinung. Häufig reicht (besonders bei hohen Frequenzen des Impulsgenerators 18) das natürliche Rauschen der Schaltungskomponenten, insbesondere des Komparators 26, zur Vermeidung von Grenzzyklen und zur Vergleichmäßigung der spektralen Verteilung des Quantisierungsrauschens aus. Die Erfindung läßt sich dann einfach gemäß dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 2 weiterbilden.

Andernfalls läßt sich zur sicheren Vermeidung von Grenzzyklen erfindungsgemäß Abhilfe schaffen, indem die Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22 nach jedem Durchlauf des Impulszählers 19 in seiner einen Lage befindet, zusätzlich durch einen Zufallsprozeß um bis zu plus oder minus die Dauer eines Taktes des Impulsgenerators 18 variiert wird. Dies kann sowohl beim Setzen des bistabilen Gliedes 22 in seine eine, als auch in seine andere Lage erfolgen. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird hierzu der Schwellenspannung des Komparators 26 eine kleine Rauschspannung überlagert, welche zu einer zusätzlichen rauschförmigen Zeitauslenkung der Ausgangsflanken des Komparators 26 führt, wobei der Zeitpunkt des Setzens des bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage beeinflußt wird.

Es ist ebenfalls möglich, das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 in seine eine Lage zu bringen und den Zeitpunkt, zu dem es in seine andere Lage gesetzt wird, mit digitalen Mitteln rauschförmig zu variieren. Hierzu wird vorgeschlagen, daß die Logikschaltung 20 einen Zufallsgenerator 21 mit zwei möglichen Zufallsergebnissen enthält, der Zufallsgenerator 21 in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste, oder wenn der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt. Eine entsprechende Ausführung des Umsetzers zeigt Fig. 1.

Stattdessen läßt sich auch der Zeitpunkt, zu dem das bistabile Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, durch einen Rauschprozeß variieren. Hierzu weist eine weitere Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 2 eine zusätzliche Logikschaltung 32 mit einem Zufallsgenerator 31 für zwei mögliche Zufallsergebnisse auf, wobei der Zufallsgenerator 31 in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 oder einen Takt danach in seine eine Lage gebracht wird. Der Zeitpunkt, zu dem das zweite bistabile Glied 22 in seine andere Lage gesetzt wird, bleibt hiervon unbeeinflußt und ist einfach durch den ersten Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 gegeben.

Die Wirkung der zwei letztgenannten Ausführungsformen der Erfindung ist weitgehend gleichwertig. Der Zufallsgenerator 21 bzw. 31 läßt sich vorteilhaft als digitale Schaltung zur Erzeugung einer binären Pseudo-Rauschfolge mit Hilfe rückgekoppelter Schieberegister ausbilden.

Es werden zwei Ausgestaltungen der Erfindung vorgeschlagen, um die Stromflußdauer des Referenzstroms I₁ gegenüber der Stromflußdauer des Stroms I₃ in einem festen Verhältnis zu verlängern. Die Stromflußdauer des Referenzstroms I₁ läßt sich verdoppeln (k=2), indem das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet. Beim Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage lautet der Zählstand t_n; danach zählt der Zähler 28 wieder bis Null, so daß beim Erreichen der Null die Zeit 2t_nγ vergangen ist. Dann wird auch das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt.

Die Stromflußdauer des Referenzstroms I₁ läßt sich verdreifachen (k=3), indem das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, so daß mit dem Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage der Zählstand t_n ist. Danach zählt der Vor-Rück-Impulszähler 28 die durch einen Frequenzteiler 30 halbierte Frequenz des Impulsgenerators 18 wieder abwärts. Durch Synchronisation des Frequenzteilers 30 wird erreicht, daß er nach dem Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage immer in der gleichen Phasenlage loszählt, unabhängig davon, ob t_n gerade oder ungerade ist. Damit erreicht der Vor-Rück-Impulszähler 28 den Zählstand Null nach der Zeit (t_n+2 t_n)γ, woraufhin auch das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt wird.

Der oben simulierte Umsetzer aus dieser Erfindung liefert z. B. bei weitgehend unverändertem Konvergenzverhalten für den gegebenen Eingangsstrombereich die gleichen Meßergebnisse, wenn statt des Stroms I₁ = -100 µA mit k=1 der Strom I₁ = -50 µA mit k=2, oder der Strom I₁ = -33, µA mit k=3 gewählt wird.

Zur Erfassung des Verhältnisses des Stroms I_e zum Strom I₁ ist es zunächst erforderlich, die Folgenelemente M_n in entsprechende Zählwerte t_n umzusetzen. Hierzu kann man die Impulse des Impulsgenerators 18 während der zusätzlichen Aufintegration des Stroms I₃ zum Strom I_A in einen Vorwärtszähler 24 einzählen lassen, so daß dieser jeweils im Zeitintervall zwischen zwei solchen Aufintegrationen den Zählstand t_n aufweist. Die Folge der Zählstände t_n läßt sich dann zu einer Meßwert-Verarbeitungseinrichtung 25 weiterleiten. Der Vorwärtszähler 24 muß vor oder mit Beginn der nächsten, zusätzlichen Aufintegration des Stroms I₃ rückgesetzt werden. Die Meßwert-Verarbeitungseinrichtung 25, welche z. B. einen digitalen Signalprozessor oder einen Mikroprozessor enthalten kann, führt die erwähnte Filterung über die Folge der Zählwerte t_n aus.

Das beschriebene Verfahren läßt sich leicht zur Messung von Strömen unterschiedlicher Polarität erweitern, indem dem zu messenden Strom ein konstanter Hilfsstrom überlagert wird, der so zu wählen ist, daß die sich ergebende Stromsumme I_e über den gesamten bipolaren Meßbereich immer das gleiche Vorzeichen aufweist. Der Hilfsstrom alleine kann mit Hilfe einer zusätzlichen Messung bestimmt werden, deren Ergebnis vom Meßwert der Stromsumme zu subtrahieren ist.

Literatur:

[1] Candy, James C.: Use of Double Integration in Sigma Delta Modulation. In: IEEE Transactions on Communications 33 (1985) Nr. 3, S. 249-258
[2] Ribner, David B.: A Comparison of Modulator Networks for High-Order Oversampled ΣΔ Analog-to-Digital Converters. In: IEEE Transactions on Circuits and Systems 38 (1991) Nr. 2, S. 145-159 - Berichtigung: Ribner, David B.: Correction to ". . .". In: IEEE Transactions on Circuits and Systems 38 (1991) Nr. 8, S. 970
[3] Nuttall, Albert H.: Some Windows with Very Good Sidelobe Behaviour. In: IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing 29 (1981) Nr. 1, S. 84-91
[4] Chu, Shuni; Burrus, C. Sidney: Multirate Filter Designs Using Comb Filters. In: IEEE Transactions on Circuits and Systems 31 (1984) Nr. 11, S. 913-924
[5] Candy, James C.: Decimation for Sigma Delta Modulation. In: IEEE Transactions on Communications 34 (1986) Nr. 1, S. 72-76
[6] Park, Sangil: Principles of Sigma-Delta Modulation for Analog-to-Digital Converters. Phoenix: Motorola Inc., 1990 - Firmenschrift APR8/D

Claims

1. Analog-Digital-Umsetzer nach dem Mehrfach-Rampen-Verfahren mit zwei als Integratoren beschalteten Verstärkern, die sowohl analoge Ströme integrieren, als auch zusätzlich periodisch mit Hilfe eines dem zweiten Integrator nachgeschalteten Komparators, eines Impulsgenerators, mehrerer Zähler, sowie je zweier Logikschaltungen und bistabiler Glieder für bestimmte Zeitintervalle mit weiteren Strömen I₁ und I₃ verbunden werden, dadurch gekennzeichnet, daß der umzusetzende analoge Strom I_e von dem ersten Integrator 15 kontinuierlich integriert wird, der Ausgang des ersten Integrators 15 über einen Widerstand 17 mit dem Eingang des zweiten Integrators 16 verbunden ist, dieser den analogen Ausgangsstrom I_A des ersten Integrators 15 integriert, ein Impulszähler 19 ständig die Impulse des Impulsgenerators 18 zählt, das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 oder wahlweise einen Takt des Impulsgenerators18 danach in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste oder wahlweise der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt, das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage den Strom I₃ über einen Schalter 13 dem Eingang des zweiten Integrators 16 zuführt und zusätzlich zum Strom I_A aufintegrieren läßt, zwischen je zwei Überläufen des Impulszählers 19 das erste bistabile Glied 27 für eine Zeitdauer in seine eine Lage gebracht wird, welche zu der Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, proportional ist, das erste bistabile Glied 27 in seiner einen Lage den Strom I₁ über einen Schalter 11 dem Eingang des ersten Integrators 15 zuführt und zusätzlich zum Strom I_e aufintegrieren läßt, jeweils im Zeitintervall zwischen zwei Aufintegrationen des Stroms I₃ zum Strom I_A ein Wert M_n gleich der Zeitintervallänge ist, während der zusätzlich zum Strom I_A der Strom I₃ aufintegriert wurde, wobei die Folge der Werte M_n bei geeigneter Zuordnung der Ströme I₁ und I₃ zu einer der beiden Komparatorstellungen, bei geeigneter Größe der Ströme I₁ und I₃ relativ zum Strom I_e, sowie bei geeigneter Wahl der Integratorzeitkonstanten, zur Ermittlung des Digitalwertes des Stroms I_e durch digitale Tiefpaßfilterung mehrerer Folgenglieder M_n genutzt werden kann.

2. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt.

3. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitdauer, während der sich das zweite bistabile Glied 22 nach jedem Durchlauf des Impulszählers 19 in seiner einen Lage befindet, zusätzlich durch einen Zufallsprozeß um bis zu plus oder minus die Dauer eines Taktes des Impulsgenerators 18 variiert wird.

4. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenspannung des Komparators 26 eine kleine Rauschspannung überlagert ist, welche zu einer Zeitauslenkung der Ausgangsflanken des Komparators 26 um seine Schaltzeitpunkte für fehlende Rauschspannung in der Größenordnung der Periodendauer des Impulsgenerators 18 führt.

5. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 in seine eine Lage gebracht wird, eine Logikschaltung 20 einen Zufallsgenerator 21 mit zwei möglichen Zufallsergebnissen enthält, der Zufallsgenerator 21 in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste, oder wenn der zweite Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt.

6. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Logikschaltung 32 einen Zufallsgenerator 31 mit zwei möglichen Zufallsergebnissen enthält, der Zufallsgenerator 31 in Zeitabständen gleich der Zeit zwischen zwei Überläufen des Impulszählers 19 jeweils ein neues Zufallsergebnis liefert, und den zwei möglichen Zufallsergebnissen die Alternativen zugeordnet sind, ob das zweite bistabile Glied 22 bei jedem Überlauf des Impulszählers 19 oder einen Takt danach in seine eine Lage gebracht wird, das zweite bistabile Glied erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der erste Impuls aus dem Impulsgenerator 18 nach dem Umspringen des Komparators 26 eintritt.

7. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Zufallsgenerator 21 bzw. 31 als digitale Schaltung zur Erzeugung einer binären Pseudo-Rauschfolge mit Hilfe rückgekoppelter Schieberegister ausgebildet ist.

8. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird und erst dann in seine andere Lage gesetzt wird, wenn das Verhältnis der Dauer, während der sich das erste bistabile Glied 27 in seiner einen Lage befindet, und der Dauer, während der sich nach dem gleichen Überlauf des Impulszählers 19 das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, eine feste ganze Zahl ist.

9. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird und gleichzeitig mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine andere Lage gesetzt wird, so daß das zweite bistabile Glied 22 die Funktion des ersten bistabilen Gliedes 27 mit übernehmen kann.

10. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die Impulse des Impulsgenerators 18 in der anderen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner anderen Lage befindet, und das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt hat.

11. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das erste bistabile Glied 27 zusammen mit dem zweiten bistabilen Glied 22 in seine eine Lage gebracht wird, gleichzeitig ein Vor-Rück-Impulszähler 28 in seine Nullstellung gesetzt wird, dieser die Impulse des Impulsgenerators 18 in der einen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner einen Lage befindet, mit dem Setzen des zweiten bistabilen Gliedes 22 in seine andere Lage ein Frequenzteiler 30, welcher die Frequenz des Impulsgenerators 18 halbiert, synchronisiert wird, der Vor-Rück-Impulszähler 28 die Ausgangsimpulse des Frequenzteilers 30 in der anderen Richtung zählt, während sich das zweite bistabile Glied 22 in seiner anderen Lage befindet, und das erste bistabile Glied 27 in seine andere Lage gesetzt wird, wenn der Vor-Rück-Impulszähler 28 bis Null gezählt hat.

12. Analog-Digital-Umsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom I₁ konstant ist und dem Strom I_e entgegengesetzte Polarität aufweist, der Strom I₃ konstant ist und dem Strom I₁ entgegengesetzte Polarität aufweist, die Impulse des Impulsgenerators 18 während der zusätzlichen Aufintegration des Stroms I₃ zum Strom I_A in einen Vorwärtszähler 24 eingezählt werden, der Vorwärtszähler 24 jeweils im Zeitintervall zwischen zwei zusätzlichen Aufintegrationen des Stroms I₃ zum Strom I_A als Zählzustand den Wert t_n hat, der Vorwärtszähler 24 vor oder mit Beginn der nächsten, zusätzlichen Aufintegration des Stroms I₃ zu dem Strom I_A auf den Wert Null gesetzt wird, die Folge der Zählstände t_n zu einer Meßwert- Verarbeitungseinrichtung 25 weiterleitbar ist, welche eine digitale Tiefpaßfilterung über die Folge der Werte t_n sowie eine Reduktion der Abtastrate der Filterergebnisfolge von der Folgefrequenz der Werte t_n auf einen Bruchteil dieser Frequenz ausführt, und nach einer kurzen Einschwingdauer die Werte der Filterergebnisfolge stets proportional zum Verhältnis des Stroms I_e zum Strom I₁ sind.