DE2515385A1

DE2515385A1 - Selbstadaptive vorrichtung zur phasenwiedergewinnung

Info

Publication number: DE2515385A1
Application number: DE19752515385
Authority: DE
Inventors: Renato Stengel
Original assignee: CSELT Centro Studi e Laboratori Telecomunicazioni SpA
Current assignee: Telecom Italia SpA
Priority date: 1974-04-12
Filing date: 1975-04-09
Publication date: 1975-10-30
Also published as: GB1501403A; US3980969A; IT1020576B

Description

CSELT Centro Studi e Laboratori Telecomunicazioni s.p.a., Turin

Italien

SeIbstadaptive Vorrichtung zur Phasenwiedergewinnung

Die Erfindung bezieht sich auf Signalübertragungssysteme, die Phasenstarrheit erfordern, und betrifft eine selbstadaptive Vorrichtung zur Phasenwiedergewinnung.

Bei einem aus einer Quelle, einem Übertragungskanal und einem Empfänger bestehenden übertragungssystem ist die Signalphase gewissen Verzerrungen unterworfen, die im wesentlichen auf Nullpunktwanderungen der Quelle oder auf allen vom Übertragungskanal aufgenommenen Störungen wie Wärmerauschen, Interferenzen und sonstigen Störungen beruhen. Der Empfänger muß die ursprüngliche Signalphase so genau wie möglich rekonstruieren, wobei er die erwähnten Faktoren berücksichtigt. Insbesondere ist es notwendig, mit geeigneten Verfahren den Wanderungen der Quelle zu folgen und alle Störungen aufgrund des überträgungskanals geeignet zu filtern.

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Zur Erzielung dieser Ergebnisse sind verschiedene Systeme bekannt, von denen die Phasenverriegelungssysteme die besten sind. Hierzu gehört die erfindungsgemäße Vorrichtung.

Diese Systeme bestehen im wesentlichen aus einem Phasenkomparator, einem Tiefpaßfilter und einem Empfängeroszillator, der von dem vom Phasenkomparator gelieferten und vom Filter geeignet gefilterten Signal gesteuert wird. Der Phasenkomparator liefert als Ausgangssignal an den Empfängeroszillator ein Signal, das eine Funktion der Phasendifferenz zwischen dem empfangenen Signal und dem vom Empfängeroszillator erzeugten Signal ist, wodurch die Frequenz im richtigen Sinne so geändert wird, daß eine Reduktion der Phasendifferenz erhalten wird. Ist die Frequenz des Empfängeroszillators gleich der mittleren Frequenz des empfangenen Signals, so wird das.System als starr verriegelt angesehen. Diese Systeme erfordern ein vorauslaufendes Stoßsignal, das korrekt als "Erfassung" (acquisition) bezeichnet wird und die normalen Betriebsbedingungen für den Empfänger, ausgehend von seinem signallosen Dauerzustand, schafft. Außerdem können auch während des normalen Betriebs Verbindungsunterbrechungen erfolgen, die einen Verlust der Erfassungsinformation bewirken. Die Geschwindigkeit der Systemerfassung stellt also eine Qualifizierung dar, die sowohl die anfängliche Verbindungs-Zeitspanne als auch die Verbindungs-Dauer betrifft. Je breiter das Paßband des Tiefpaßfilters ist, umso schneller ist der Erfassungsstoß.

Dieses Erfordernis steht im Widerspruch zu der Notwendigkeit, die Phasenfehler soweit als möglich zu reduzieren, also die Störungen geeignet zu filtern. Tatsächlich erfordert diese Notwendigkeit für das Filter ein so enges Paßband als möglich. Die Verfahren zum Umgehen dieser Schwierigkeit können in zwei Gruppen eingeteilt werden: Die ersten bestehen darin, zu einem guten Kompromiß für die Bandbreite zu kommen, um beide Anforderungen zu erfüllen; die zweiten verwendeten Erfassungstechniken, die in zwei

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Hauptvorgangsweisen einteilbar sind: Abtasten des Empfängeroszillators und Bandverbreiterungsverfahren. Die letzteren Verfahren umfassen die Verwendung eines großen Bandfilters während der Erfassungsphase und eines engen Bandfilters während des Normalbetriebs.

Offensichtlich schafft das Verfahren, sieh auf einem Mittelweg zu treffen, nur in sehr speziellen Fällen zufriedenstellende Ergebnisse. Die beiden anderen Vorgangsweisen haben die nachfolgend erwähnten Nachteile:

Das Verfahren, den Empfängeroszillator abzutasten, erzeugt ein Störungssignal, das aus diesem Abtastsignal besteht, das auch nach der Erfassung am System anliegt. Wird insbesondere nach der Erfassung das Abtastsignal nicht abgeschnitten, 30 wird ein Phasenfehler verursacht, der eine Beeinträchtigung des System-•verhaltens verursacht: Fehlt außerdem das empfangene Signal für kurze Zeitspannen, so liegt als einziges Signal am System das Abtastsignal an, der Empfängeroszillator nimmt einen Betriebszustand weit entfernt vom gewünschten Betriebszustand an und die Erfassungszeit verlängert sieh erheblich.

Andererseits erfordert das Wegnehmen des Abtastsignals nach der Erfassung die Verwendung von Schalttechniken mit besonderen Anforderungen. Wie es an sich bekannt ist, erfordert das Schalten eine ausreichend lange Betätigungszeit zum Vermeiden des Verlusts der Erfassung, und diese Tatsache verzögert das Erzielen der optimalen Betriebsbedingungen.

Die Verfahren mit der Erweiterung der Bandbreite erfordern das Schalten eines oder mehrerer Elemente des Tiefpaßfilters, womit sie die gleichen Nachteile aufweisen, die auf die in diesen Fällen verwendeten Schalttechniken bezogen sind.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung vermeidet diese und andere

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Nachteile und benötigt weder Hilfsgeneratoren für Abtastsignale noch Schaltschaltungen- Es handelt sich um eine selbstadaptive Vorrichtung, die automatisch zu jedem Zeitpunkt die geforderten Bandbreitenbedingungen erreicht und dann sowohl die kurzen Erfassungszeiten als auch minimale Phasenfehler sicherstellt.

Durch die Erfindung wird eine Vorrichtung zur Phasenwiedergewinnung geschaffen, die aus einem Phasenkomparator, einem Tiefpaßfilter und einem EmpfängerosziIlator besteht und Schaltungen mit nichtlinearen Elementen enthält, die eine konstant steigende oder fallende Charakteristik entsprechend dem Eingangssignal aufweisen und in selbstadaptiver Weise die in geschlossener Schleife bestimmte Bandbreite der Vorrichtung durch getrennte oder vereinigte kongruente Zeitänderung folgender Parameter ändern:

- von den Zeitkonstanten des Tiefpaßfilters entsprechenden Parametern;

- eines aus dem Verhältnis zwischen dem vom Komparator kommenden Signal und der Phasendifferenz zwischen den in den Komparator einlaufenden Signalen erhaltenen Parameters;

-eines aus dem Verhältnis zwischen der Kreisfrequenzänderung und der Steuersignaländerung des Oszillators um seine normale Betriebskreisfrequenz erhaltenen Parameters;

wobei diese Änderung entsprechend der genannten Charakteristik vom einlaufenden Signal abhängt.

Weitere Einzelheiten, Vorteile und Weiterbildungen der Erfindungen ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung. Es zeigen:

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Pig. 1 einen allgemeinen Schaltplan eines üblichen Phasenverriegelungssystems ;

Fig. 2 einen ins einzelne gehenden Schaltplan einer üblichen Ausführung eines in Fig. 1 mit FA bezeichneten Blocks;

Fig. 3 die qualitative Tendenz der Verhaltenscharakteristik der die Erfindung bestätigenden nichtlinearen Komponenten in Funktion vom Signal;

Fig. 4, 5, 6 und 7 vier spezielle Möglichkeiten der Einfügung der nichtlinearen Komponenten in die Vorrichtung;

Fig. 8 einen ins einzelne gehenden Blockschaltplan einer Ausführungsform einer in Fig. 4 mit NL bezeichneten Schaltung .

Die Schaltung nach Fig. 1 umfaßt einen Phasenkomparator CF, der von bekannter Art sein kann, ein Filter FA, das allgemein ein Tiefpaßfilter ist und am Beispiel eines Aktivfilters als Referenz für die nachfolgenden theoretischen Betrachtungen in Verbindung mit Fig. 2 dient, und einen Empfängeroszillator OL mit gesteuerter Frequenz von bekannter Art. Auf einem Leiter 1 wird ein Signal von einem Übertragungskanal empfangen. Unter normalen Betriebsbedingungen liegt das selbe Signal auf einem Leiter 5, nachdem es von Kanalstörungen freigefiltert ist.

Um die theoretischen Kriterien, die die Grundlage der Erfindung darstellen, anschaulicher zu machen, werden zunächst unter Bezugnahme auf ein Aktivfilter (Fig.2) die traditionellen theoretischen Konzeptionen im folgenden zusammengefaßt. Aktivfilter der beschriebenen Art sind bekannt aus dem Buch F.M. Gardner "Phaselock Technique".

Die erwähnte Bezugnahme betrifft den speziellen Fall einer Vorrichtung zur Phasenwiederherstellung mit einem Aktivfilter zwei-

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ter Ordnung, also mit einer übertragungsfunktion mit geschlossener Schleife, die einen Ausdruck zweiten Grades hat. Diese Betrachtungen, die auf die Erfindung angewandt werden können, sind auch für Vorrichtungen anderer Ordnung gültig.

Die Betriebscharakteristiken der Schaltung nach Fig. 1 sind durch einige Parameter bestimmt, die im folgenden definiert werden, insbesondere durch die übertragungsfunktion F(s), die eine Charakteristik des Filters FA ist, wobei s der veränderliche Komplex ist. Es sei angenommen, daß (§)i die Phase des am Leiter 1 ankommenden Signals ist und (gb die Phase des vom Empfängeroszillator OL an einem Leiter 2 erzeugten Signals ist. An einem Leiter 3 zwischen CF und FA liegt ein Signal, das gemäß einem Parameter Kd der Differenz (HH. - @b proportional ist. Auf einem Leiter 4 zwischen FA und OL liegt ein Steuersignal S für den Oszillator OL, das aus dem am Leiter 3 liegenden Signal erhalten wird, das durch das Filter FA mit der übertragungsfunktion F(s) gefiltert wird.

Das den Oszillator OL am Leiter 2 verlassende Signal hat die Phase (pb, die gemäß einer bekannten mathematischen Beziehung mit der Kreisfrequenz ü des den Oszillator OL verlassenden Signals verknüpft ist. Diese Kreisfrequenz hängt ihrerseits vom Steuersignal S, das eine Spannung oder ein Strom sein kann, am Leiter 4 über einen Proportionalitätsfaktor Ko ab, der gegeben ist durch:

Ko s

wobei ο die Oszillator-Kreisfrequenz unter normalen Betriebsbedingungen ist.

Die übliche Ausführung des Filters FA gemäß der erwähnten Literatur "Phaselock Technique" ist in Fig. 2 dargestellt und umfaßt zwei Widerstände Rl und R2, einen Kondensator C und einen Opera-

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tionsverstärker A. Die jeweiligen Werte für Rl, R2, C und die Verstärkung von A werden im folgenden mit Rl", R2, C bzw. A bezeichnet. Zwecks Einfachheit wird der Fall betrachtet, daß Ä in Bezug zur Einheit genügend groß ist, so daß das Paßband B in geschlossener Schleife der gesamten Schaltung nach Pig. I durch die folgende bekannte Gleichung angegeben werden kann:

(D

wobei zum Zweck der Einfachheit die natürliche Kreisfrequenz

//Tc /fr )ί I * /

(2)

und der Dämpfungsfaktor

(3) betragen.

In diesen Ausdrücken sind T. und V die durch die Produkte RT.(T bzw. R2.Ü erhaltenen Zextkonstanten. Ersichtlich hängt der Wert von B im wesentlichen von υ und j ab, die ihrerseits gemäß den Gleichungen (2) und (3) von den Parametern Ko, Kd, T* und T abhängen. Die Bandbreite B ändert sich, wenn ein oder mehrere dieser Parameter mit geeigneten Mitteln geändert werden. Hierin liegt das Grundprinzip der Erfindung.

Dieses Prinzip wird durch die Verwendung niehtlinearer Komponenten, die einen oder mehrere der traditionellen linearen Komponenten zum Bestimmen der Parameterwerte ersetzen, in die Praxis umgesetzt. Allgemein stellen diese Komponenten eine variable Impedanz mit konstant steigendem oder fallendem Verhalten in

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— ο —

Punktion des eine signalabhängige Variation der Bandbreite B bewirkenden Signals dar.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel für das quantitative Verhalten einer typischen Änderung des Widerstands Rl* einer dieser Komponenten in Abhängigkeit vom Signal S. Dieses Verhalten bestärkt den erläuterten Zusammenhang.

Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind die nichtlinearen Elemente mit dem Filter FA verbunden oder äußerlich hinzugefügt , um eine Verbreiterung des Bands B im Fall eines hohen Signals am Leiter 3 zu erhalten _} also entsprechend hohen Phasenverschiebungen zwischen dem empfangenen Signal am Leiter 1 und dem vom Oszillator OL am Leiter 2 erzeugten Signal, und eine Bandreduktion im entgegengesetzten Fall su erhalten. Dies ergibt als Ergebnis ein aus sieh selbst heraus selbstadaptives System.

Wie dem Fachmann bekannt ist₉ werden während der Erfassung hohe Phasenverschiebungen festgestellt, und die hierauf folgende Bandverbreiterung beschleunigt das Erreichen des normalen Betriebszustands. Ist jedoch andererseits die Erfassung erreicht, so verringern sich die Phasenverschiebungen erheblich und die hierauf folgende Bandreduktion unterstützt eine zweckmäßige Filterung der Signalstörungen.

Bei der Schaltung nach Fig. 4 ist außer den auch nach Fig. 2 vorhandenen Komponenten R2, C und A noch eine Schaltung NL vorhanden, die aus nichtlinearen Elementen besteht und den Widerstand Rl nach Fig. 2 ersetzt. Die Verdrahtung dieser Schaltung kann in verschiedener Weise durchgeführt sein, beispielsweise durch Verwendung von Dioden und Widerständen oder von nichtlinearen Vierpolen mit analoger Funktion. Die Schaltung muß einem Widerstand Rl äquivalent sein, dessen Wert eine Funktion des am Leiter 3 einlaufenden Signals gemäß der Charakteristik

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von Pig. 3 ist, ihr Verhalten ist also im Ergebnis eine nicht ansteigende monotone Punktion des Signals am Leiter 3.

Durch den Ersatz des Widerstands Rl mit der· nichtlinearen Schaltung NL gemäß Fig. 4 wird von den vier Parametern "Π, t, Kd, Ko, nur .der Parameter T₁ beeinflußt. Ein solcher Aufbau erlaubt gemäß dem Wert des Signals S die Bestimmung (Fig.3) des Werts Rl*. Wird in der Beziehung τ_± = Rl.Cf der Wert = Rl durch Rl* ersetzt, so erhält man die Beziehung Rl* = £. : Ü. Dies bedeutet, daß sich bei einer Änderung des Werts Rl auch der Wert T ändert, insofern gemäß den Gleichungen (2) und (3) auch der Wert von ü und j und schließlich nach Gleichung (1) der Wert der Bandbreite B. Einfache Betrachtungen und ein Vergleich der Gleichungen (1), (2) und (3) zeigen, daß bei einer Erniedrigung von Rl auch T₁ fällt, während <j und j ansteigen und daraufhin auch B ansteigt.

Da Fig. 3 zeigt, daß Rl kleiner wird, wenn das Signal S steigt, verbreitert sich die Bandbreite B mit steigendem Signal S.

Die gleichen Betrachtungen können angestellt werden, wenn gemäß Fig. 5 der Widerstand R2 durch eine Schaltung entsprechend NL ersetzt wird, wobei dann T geändert wird. Wird gemäß Fig. 6 der Kondensator C durch eine Schaltung entsprechend NL ersetzt, so ändern sich T₁ und τ_?. Schließlich können Schaltungen entsprechend NL die Elemente Rl, R2 und C, als Ganzes betrachtet, in beliebiger Kombination ersetzen.

Beim Entwurf müssen in der üblichen Weise die vom Ersatz von einem oder mehreren der üblichen Elemente durch nichtlineare EIe-J mente entsprechend den Gleichungen (1), (2) und (3) ableitbaren !

Vorteile bestimmt werden. j

Die Gleichungen (1), (2) und (3) zeigen, daß die Bandbreite B auch durch Beeinflussung der Koeffizienten Ko und Kd oder von

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deren Produkt geeignet geändert v/erden kann. Dies kann erreicht werden, indem eine Schaltung mit nichtlinearen Elementen entsprechend der Schaltung NL zwischen den Phasenkomparator CF (Fig.l) und das Filter FA, das in diesem Fall in üblicher Weise aufgebaut sein kann, eingeschaltet wird: dies ermöglicht eine Beeinflussung von Kd;- oder indem diese Schaltung zwischen das in üblicher Weise aufgebaute Filter FA und den Empfängeroszillator OL eingeschaltet wird: dies erlaubt eine Beeinflussung von Ko; - oder indem zwei nicht lineare Schaltungen a,n diesen Stellen eingesetzt werden, um gemeinsam sowohl Kd als auch Ko zu beeinflussen. Das Endziel ist wiederum, für Kd und Ko als Funktion des Signals S eine konstant steigende monotone Änderung zu erhalten.

Beispielsweise zeigt Fig. 7 die Schaltung nach Fig. 1, bei der jedoch zwischen das Filter FA und den Oszillator OL eine' aus einem Widerstandsteiler R3-R4 bestehende Schaltung eingesetzt ist. Die Figur zeigt die zum Widerstand R3 parallele Anordnung einer Schaltung entsprechend NL mit der gleichen Charakteristik, die in Verbindung mit den vorhergehenden Ausfuhrungsformen erläutert wurde. Die Widerstände R3 und R 4 sind aus erkennbaren Schaltungserfordernissen eingefügt: R3 muß einen solchen Wert aufweisen, daß bei am Leiter 4 liegendem kleinem Signal S, also bei in normalem Betriebszustand befindlichem System, der Wert von Rl , der auf NL bezogen ist, im Bezug zum Wert von R3 hoch ist und sein Einfluß infolgedessen vernachläßigbar ist; als Folge wird ein niedriger Wert von Ko erhalten, was einem kleinen Wert der Bandseite B entspricht. Ist umgekehrt das am Leiter 4 liegende Signal hoch, also während der Verriegelung, so resultiert ein niedriger Wert von Rl* im Bezug zum Wert von R3, so daß der Wert von R3 vernachlässigbar ist; hierbei wird ein hoher Wert für Ko erhalten, der einem hohen Wert der Bandbreite B entspricht.

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Ähnliche Betrachtungen können angestellt werden, wenn die nichtlineare Schaltung NL zwischen den Phasenkomparator CP und das Filter FA eingesetzt ist, wobei die Änderung von Kd verursacht wird, wenn sich das Signal S ändert.

Fig. 8 zeigt ein Beispiel eines VerdrahtungsSchemas für die Schaltung NL. Die Schaltung besteht aus zwei Widerständen R5 und R6 und zwei Dioden Dl und D2, die gemäß Fig. 8 miteinander verbunden sind. Sie arbeitet folgendermaßen: Ist das Signal an Punkten a und b der Schaltung niedrig, so sperren unabhängig von der Polarität des Signals an diesen Punkten die Dioden Dl und D2 und die Schaltung ist praktisch äquivalent dem Wert des Widerstands R6. Nimmt die Signalamplitude zu, so sinkt der innere Widerstand der Dioden Dl und D2 entsprechend den relativen Charakteristiken und sie überbrücken den Widerstand R6 mit einer Reihenschaltung des Widerstands R5 und des inneren Widerstands der Dioden, um so einen Grenzwert zu erreichen, der praktisch gleich der Parallelschaltung der Widerstände R5 und R6 ist, was einen niedrigeren Widerstand ergibt als R6 allein.

Infolgedessen ist das qualitative Verhalten der Schaltung nach Fig. 8 ähnlich demjenigen nach Fig. 3 für den äquivalenten Widerstand Rl mit der folgenden speziellen Besonderheit: Der in der Ordinate durch i bezeichnete Wert von Rl* entspricht angenähert dem Wert von R6, der mit t bezeichnete Wert dem Widerstand der Parallelschaltung von R5 und R6.

- Patentansprüche -

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Claims

afcentanspruehe

Selbsta<äapti~/e Vorrichtung zur Phasenwidergewinnung in einem Signalübertragungssystem mit Phasenverriegelung_s bestehend aus einem Phasenkomparator_s einem Tiefpaßfilter und einem Empfängeroszillatora gekennzeichnet durch eine oder mehrere Schaltungen (NL) mit nichtlinearen Elementen und konstant steigender oder fallender Charakteristik entsprechend dem Eingangssignal, die in selbstadaptierender Weise die in geschlossener Schleife bestimmte Bandbreite der Vorrichtung durch getrennte oder vereinigte kongruente Zeitänderung folgender Parameter ändert bzw. ändern:

- von den Zeitkonstanten ( T*₁₉'T_) des Tiefpaßfilters (FA) entsprechenden Parametern;

- eines aus dem Verhältnis zwischen dem vom Komparator (CF) kommenden Signal und der Phasendifferenz ((StL - (flfo) zwischen den in den Komparator einlaufenden Signalen erhaltenen Parameters (Kd);

- eines aus dem Verhältnis zwischen der Kreisfrequenzänderung (u) und der Steuersignaländerung (S) des Oszillators (OL) um seine normale Betriebskreisfrequenz erhaltenen Parameters (Ko)₅

wobei diese Änderung entsprechend der genannten Charakteristik vom einlaufenden Signal abhängt.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die aus den nichtlinearen Elementen gebildete Schaltung (NL) in das Tiefpaßfilter (PA) einbezogen ist und dort einen ersten Widerstand (Rl), der in Reihe mit einem Filterverstärker (A) liegt, ersetzt (Fig.4).

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3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die aus den nichtlinearen Elementen gebildete Schaltung (NL) in das Tiefpaßfilter (FA) einbezogen ist und dort einen zweiten Widerstand (R2), der parallel zu einem Pilterverstärker (A) liegt, ersetzt (Fig.5).
4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die aus den nichtlinearen Elementen gebildete Schaltung (NL) in das Tiefpaßfilter (PA) einbezogen ist und dort eine Kapazität (C), die parallel zu einem Pilterverstärker (A) liegt, ersetzt (Fig.6).
5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die aus den nichtlinearen Elementen gebildete Schaltung (NL) außen an das Tiefpaßfilter (PA) am das Filter mit dem Komparator (CF) verbindenden Leiter (3) oder das Filter mit dem Oszillator (OL) verbindenden Leiter (4) angefügt ist.

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