DE2926587C2

DE2926587C2 - Frequenzsynthese-Anordnung

Info

Publication number: DE2926587C2
Application number: DE19792926587
Authority: DE
Inventors: Ludwig Ing.(grad.) 8501 Eckental Dennerlein
Original assignee: Felten & Guilleaume Fernmeldeanlagen 8500 Nuernberg De GmbH; Felten & Guilleaume Fernmeldeanlagen 8500 Nuernberg GmbH
Current assignee: Felten and Guilleaume Fernmeldeanlagen GmbH
Priority date: 1979-06-30
Filing date: 1979-06-30
Publication date: 1983-12-01
Also published as: DE2926587A1

Description

dieser Frequenzteiler zunächst bei einer beliebigen Phasenlage beginnt und nur dann schneller abläuft, wenn die Phasenverschiebung größer ist

Aufgabe der Erfindung ist es, bei einer Frequenzsynihese-Anordnung der eingangs genannten Art den Mittelwert der Schleifenverstärkung zu erhöhen und den durch die Frequenzteiler verursachten Phasenjitter zu verringern.

Gelöst wird diese Aufgabe gemäß dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 dadurch, daß ein Integrator mit einer Abtast- und Halteschaltung vorgesehen ist, dessen erster Eingang mit dem Ausgang der ersten Stufe des Frequenzteilers, dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang des Phasenvergleichers und dessen dritter Eingang mit dem Ausgang der Bezugsfrequenzquelle verbunden ist und daß der Ausgang der Abtast- und Halteschaltung an das Schleifenfilter angeschlossen ist.

Das impulsförmige Ausgangssignal des Phasenvergleichers wird in dem Integrator in eine sägezahnartige Spannung umgewandelt, deren Steilheit der Schleifenverstärkung proportional ist Da die Spannung am Ausgang der ersten Stufe des Frequenzteilers und die Spannung am Ausgang der Bezugsfred^ienzquelle die Ein- und Ausschaltpunkte der Sägezahnspannung bestimmen, kann der Schleifenentwurf, was die Einstellzeit und die Rauschunterdrückung des durch lange Teilerketten verursachten Phasenjitters anbelangt, optimiert werden.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird das Ausgangssignal des Phasenvergleichers dem Datensingang einer bistabilen Kippstufe zugeführt. Ein zweites Steuersignal an deren invertierendem Ausgang bewirkt das Schließen eines ersten Schalters und öffnen eines vierten Schalters. Dadurch wird der durch die Teilerketten verursachte Phasenjitter wieder entfernt und der Integrator mit einer Abtast- und Halteschaltung entweder mit dem Ausgangssignal der ersten Stufe des Frequenzteilers oder mit dem Ausgangssignal der Bezugsfrequenzquelle synchronisiert. Dieses zweite Steuersignal wird außerdem an einen Takteingang einer monostabilen Kippstufe gelegt, deren Zeitkonstante durch die Werte eines zweiten Kondensators und eines zweiten Widerstands bestimmt wird. Ein erstes Steuersignal am invertierenden Ausgang der monostabilen Kippstufe bewirkt das Schließen oder öffnen des zweiten Schalters und das Öffnen oder Schließen des dritten Schalters, wodurch das Ausgangssignal des Phasenvergleichers dem Integrator, bestehend aus einem ersten Widerstand, einem ersten Kondensator und einem Operationsverstärker, über den zweiten Schalter und bei geschlossenem drittem Schalter das Ausgangssignal des Integrators einem Speicherkondensator zugeführt wird.

Diese Schaltungsanordnung zeichnet sich durcii ihre Einfachheit und Übersichtlichkeit aus und läßt sich mit vergleichsweise geringem Aufwand realisieren.

Weitere zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind den nachfolgenden Unteransprüchen entnehmbar.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand des in der Zeichnung dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Frequenisynthese-Anordnung,

F i g. 2 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel und

F i g. 3 einen Phasenplan der Anordnung nach F i g. 2.

In F i g. 1 ist ein Ausgang einer Bezugsfrequenzquelle 5 mit einem Eingang eines Referenzfrequenzteilers 4 und einem dritten Eingang C eines Integrators mit einer Abtast- und Halteschaltung 6 verbunden. Ein Ausgang eines spannungsgesteuerten Oszillators 1 ist mit der ersten Stufe 9 eines Frequenzteilers 2 verbunden und stelit den Ausgang der Frequenzsynthese-Anordnung dar. Der Teilungsfaktor wird im Frequenzteiler 2 durch eine Steuereinrichtung 8, welche die Stufen 9, 10 des Frequenzteilers 2 beeinflußt eingestellt In einem

ίο Phasenvergleich^ 3 wird die heruntergeteilte Frequenz an einem Ausgang E des Frequenzteilers 2 mit der heruntergeteilten Referenzfrequenz an einem Ausgang F des Frequenzteilers 4 miteinander verglichen. Der Ausgang des Phasenvergleichers 3 ist mit einem zweiten Eingang Z? des Integrators mit Abtast- und Halteschaltung 6 verbunden. Ein erster Eingang A des Integrators mit einer Abtast- und Halteschaltung 6 ist mit dem Ausgang der ersten Stufe des Frequenzteilers 9 verbunden, dessen Ausgangssignal an einem Ausgang D einem Schleifenfilter 7 zugeführt wird, welches seinerseits mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 1 verbunden ist. Die in der praktischen Ausführungsform verwendeten Bauelemente sind in der Regel integrierte Schaltungen. Der Phasenvergleicher kann dabei von jenem bekannten Typ sein, dessen Ausgangsimpulsbreite der Phasendifferenz der beiden Eingangssignale entspricht and dessen Ausgangssignal bei Phasengleichheit der Eingangssignale verschwindet. Der Oszillator kann gleichfalls von jedem zu diesem Zweck geeigneten

in Typ sein. Ebenso sind der Frequenzteiler 2 und die Steuereinrichtung 8 bekannt und in Form einer integrierten Schaltung erhältlich.

F i g. 2 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel. In Fig. 2 wird einem Takteingang einer bistabilen

r> Kippstufe FF vom D-Typ über A und einen ersten Schalter SI die in der ersten Stufe 9 heruntergeteilte Frequenz des Oszillators 1 oder über C und eine vierte Kontaktfeder 54 die Referenzfrequenz zugeführt. Das Ergebnis des Phasenvergleichs wird dem /D-Eingang der bistabilen Kippstufe FFzugeführt. Am Ausgang ζ) (am nichtinvertierenden Ausgang ζ) ein invertiertes Phasendifferenzsignal) der bistabilen Kippstufe FF erscheint das Phasendifferenzsignal, das vom Jitter der Teiler 10 und 4 befreit ist. Über den zweiten Schalter 52 wird

·)■) einem Integrator, bestehend aus einem Operationsverstärker K einem ersten Widerstand R 1 und einem ersten Kondensator C1 das vom Jitter der Teiler 10 und 4 befreite, invertierte Phasendifferenzsignal zugeführt. Eine Neuverriegelung in der Schleife wird dann

'·>» durchgeführt, wenn die heruntergeteilte Frequenz von der Referenzfrequenz abweicht. Eilt die heruntergeteilte Frequenz der Referenzfrequenz vor, so erscheint am Ausgang des Phasenvergleichers ein positiver, im anderen Falle ein negativer Impuls. Ein positiver Impuls

Vi am Eingang B wird mit der positiven Flanke der heruntergeteilten Frequenz am Eingang A in die bistabile Kippstufe FF übernommen. Dadurch ändert sich der Zustand am invertierenden Ausgang der bistabilen Kippschaltung_FF. Dieses Ausgangssignal,

das zweite Steuersignal Q, dient sowohl als Taktsignal für eine monostabile Kippstufe MF als auch zum Umschalten der Kontaktfedern 51 und 54. Der invertierende Ausgang der monostabilen Kippstufe MF, an dem das erste Steuersignal anliegt, ist über ein ÄC-Glied zur Einstellung einer Zeitkonstante τ auf einen Eingang rückgekoppelt und der andere Eingang der monostabilen Kippstufe liegt auf Masse.

Ein positiver Impuls am Ausgang des Phasendiskrimi-

nators 3 ergibt eine sägezahnartige Spannung am Ausgang G des Integrators. Der jeweilige Spannungswert wird über einen dritten Schalter 53 der Abtastschaltung abgetastet und in der Halteschaltung mit dem Speicherkondensator C3 bis zur nächsten Abtastung gespeichert. Die Schalter 52 und 53 werden vom ersten Steuersignal am invertierenden Ausgang der monostabilen Kippstufe MFangesleuert.

Im Phasenplan nach Fig.3 sind die für das Verständnis der Wirkungsweise einer Anordnung nach F i g. 1 bzw. F i g. 2 erforderlichen Zeitdiagramme untereinander aufgetragen. Dabei liegt am Eingang C die Referenzfrequenz, am Eingang A ein Bruchteil der Frequenz am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators und am Eingang B die Ausgangsimpulsfolge zur Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators, wobei ein überlagerter Phasenjitter miteingezeichnet ist, während am Eingang E der gemeinsame Bruchteil der heruntergeteilten Frequenz und am Eingang Fjener der Referenzfrequenz anliegt und mit Q das zweite Steuersignal am invertierenden Ausgang der bistabilen Kippstufe, mit G die sägezahnartige Spannung (Regelimpuls) für den spannungsgesteuerten Oszillator bezeichnet ist.

Zum Verständnis der Wirkungsweise sei vorausgesetzt, daß die Phasenabweichung zwischen heruntergeteilter Frequenz und Referenzfrequenz konstant ist, d. h. keine Regelung im Phasenregelkreis erfolgt. Die mit C bzw. A bezeichneten Frequenzen liegen in der Größenordnung von MHz, während die mit Fund E bezeichneten Frequenzen in der Größenordnung von kHz liegen. Eine logische 1 am invertierenden Ausgang der bistabilen Kippstufe FF bewirkt, daß der Schalter

51 geschlossen und der Schalter 54 geöffnet ist. Eine logische 1 am invertierenden Ausgang der monostabilen Kippstufe MFbewirkt, daß der Schalter 5 2 geschlossen und der Schalter 53 geöffnet ist. Diesem Schaltzustand liegt weiterhin die Annahme zugrunde, daß die heruntergeteilte Spannung der Referenzspannung vorauseilt. Mit der positiven Flanke von Impulsen der heruntergeteilten Frequenz erscheint am Ausgang des Phasenvergleichers 3 eine logische 1. Mit der positiven Flanke der nachfolgenden Referenzfrequenz wird die Ausgangsspannung auf logisch 0 zurückgestellt. Der so entstehende positive Impuls am Eingang B wird über die bistabile Kippstufe FF und den geschlossenen Schalter

52 dem Integrator zugeführt, so daß an dessen Ausgang G eine sägezahnartige Spannung auftritt, deren Steilheit von den Widerstands- und Kondensatorwerten R 1 bzw. Cl abhängig ist. Gleichzeitig bewirkt der positive Impuls, daß der Schaltzustand am invertierenden Ausgang der bistabilen Kippstufe FF sich von logisch 1 auf logisch 0 ändert. Dadurch wird der Schalter 51 geöffnet und der Schalter 54 geschlossen. Mit dem positiven Impuls der heruntergeteilten Spannung am Eingang A und über 51 wurde dieser positive Impuls in die bistabile Kippstufe FF übernommen. Mit der positiven Flanke von Impulsen der Referenzfrequenz ^r> wird der positive Impuls am Ausgang des Phasendiskriminators 3 abgeschaltet und dieser Zustand wird mit derselben positiven Flanke in der bistabilen Kippstufe FFübernommen. Dadurch ändert sich am Ausgang der bistabilen Kippstufe die Spannung von logisch 0 auf

n) logisch 1, so daß Kontaktfeder 51 wiederum geschlossen und Kontaktfeder 54 wieder geöffnet wird. Mit dieser, dem Takteingang der monostabilen Kippstufe zugeführten positiven Flanke am invertierenden Ausgang der bistabilen Kippstufe, welche dem Takteingang

!5 der monostabilen Kippstufe zugeführt wird, wird die logisch 1 an einem Eingang der monostabilen Kippstufe in diese übernommen. Dadurch wird 52 geöffnet, und die logisch 1 am nichtinvertierenden Ausgang der monostabilen Kippstufe schließt den Schalter 53.

Entsprechend der Zeitkonstanten eines /?C-Gliedes mit R2 und C2 kippt die monostabile Kippstufe in ihren Ausgangszustand wieder zurück, so daß der Schalter 52 nach Ablauf der Speicherzeit τ des Speicherkondensators C3 wieder geschlossen und der Schalter 53 wieder

-⁵ geöffnet wird. Während dieser Zeit τ wird im Speicherkondensator C3 die am Ausgang des Integrators anstehende sägezahnartige Spannung abgetastet und der Spannungswert in dem Kondensator gespeichert. Die gespeicherte Regelspannung steuert über das

■5° Schleifenfilter 7 den Oszillator 1 so, daß die Frequenz sinkt, bis sich die Phasenabweichung von der Referenzfrequenz auf einen konstanten Wert einstellt, der in der Frequenzsyntheseanordnung durch die Beschallung des Integrators bestimmt wird. Im eingerasteten Zustand der Phasenregelschleife ist die heruntergeteilte Frequenz frequenzgleich zur Referenzfrequenz und phasenstarr an diese gekoppelt.

Durch diese Schaltung kann mit einfachen Mitteln die Steilheit der Regelschleife erhöht werden und gleichzeitig ein durch die langen Teilerketten verursachter Phasenjitter vermieden werden. Weiterhin wird durch die Schaltung beim Ausregeln von Frequenz- bzw. Phasenabweichungen das Auftreten von Totzeiten beim Phasenvergleicher 3 vermieden, da im eingerasteten Zustand durch die konstante Phasenabweichung sich die Phasenregelschleife stets im geschlossenen Zustand befindet. Der Integrator kann selbstverständlich durch eine integrierte Schaltung ersetzt werden. Für die Schalter 51 ... 54 sind gleichfalls elektronische Schalter vorgesehen. Schließlich können für die bistabile

FF und die monostabils

Ki^^stufe

selbstverständlich beliebige alternative Mittel zur Abgabe programmierbarer Steuerwerte vorgesehen werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Frequenzsynthese-Anordnung mit einer phasenverriegelten Schleife, welche mit einem Phasenvergleicher, einem Schleifenfilter, einem spannungs- i gesteuerten Oszillator und einem Frequenzteiler versehen ist, bei der der Eingang der Synthese-Anordnung mit einer Bezugsfrequenzquelle verbunden ist und der Ausgang der Synthese-Anordnung durch den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators gebildet wird, bei der der Frequenzteiler an den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators angeschlossen ist und die Oszillator-Ausgangsfrequenz durch eine veränderbare ganze Zahl teilt, bei der ein erster Eingang des Phasenvergleichers mit dem Ausgang des Teilers und ein zweiter Eingang mit der BezugsfrequenzqueHe verbunden ist, bei der das Schleifenfilter zwischen dem Phasenvergleicher und dem Steuereingang des Oszillators angeordnet ist und bei der schließlich mit einer Steuereinrichlung die Werte der ganzen Zahl im Teiler eingestellt werden und die Oszillator-Ausgangsfrequenz auf ein Vielfaches der Bezugsfrequenz geregelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein Integrator mit einer Abtast- und Halteschaltung (6) vorgesehen ist, dessen erster Eingang (A) mit dem Ausgang der ersten Stufe (9) des Frequenzteilers (2), dessen zweiter Eingang (B) mit dem Ausgang des Phasenvergleichers (3) und dessen dritter Eingang (C) mit dem Ausgang der Bezugsfrequenzquelle verbunden ist und daß der Ausgang (D) der Abtast- und Halteschaltung an das Schleifenfilter (7) angeschlossen ist.

2. Frequenzsynthese-Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Aus- « gangssignal des Phasenvergleichers (3) dem Dateneingang einer bistabilen Kippstufe (FF) zugeführt wird, daß ein zweites Steuersignal (Q) am invertierenden Ausgang der bistabilen Kippstufe (FF) das Schließen eines ersten Schalters (Sl) und öffnen *< > eines vierten Schalters (S4) bewirkt, daß dem Takteingang das Ausgangssignal der ersten Stufe (9) des Frequenzteilers (2) bzw. das Ausgangssignal der Bezugsfrequenzquelle (5) zugeführt wird, daß das zweite Steuersignal (Q) an den Takteingang einer monostabilen Kippstufe (MF) gelegt wird, deren Zeitkonstante durch die Werte eines zweiten Kondensators (Cl) und eines zweiten Widerstandes (R 2) bestimmt wird, daß ein erstes Steuersignal am invertierenden Ausgang der monostabilen Kippstufe (MF) das Schließen oder öffnen eines zweiten Schalters (52) und ein Ausgangssignal am nichtinvertierenden Ausgang das öffnen oder Schließen eines dritten Kontakts (S3) bewirkt, daß das Ausgangssignal des Phasenvergleichers (3) dem Integrator, bestehend aus einem ersten Widerstand (Ri), einem ersten Kondensator (Cl) und einem Operationsverstärker (V) über den zweiten Schalter (52) und das Ausgangssignal des Integrators über den dritten Schalter (53) einem Speicherkondensa- ** tor (C3) zugeführt wird.

3. Frequenzsynthese-Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß mit der positiven Flanke eines Impulses am invertierenden Ausgang der bistabilen Kippstufe (FF) der erste Schalter (Sl) geschlossen und der vierte Schalter (S4) geöffnet wird.

Die Erfindung betrifft eine Frequenzsynthese-Anordnung mit einer phasenverriegelten Schleife, welche mit einem Phasenvergleicher, einem Schleifenfilter, einem spannungsteuerten Oszillator und einem Frequenzteiler versehen ist, bei der der Eingang der Synthese-Anordnung mit einer Bezugsfrequenzquelle verbunden ist und der Ausgang der Synthese-Anordnung durch den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators gebildet wird, bei der der Frequenzteiler an den Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators angeschlossen ist und die Oszillator-Ausgangsfrequenz durch eine veränderbare ganze Zahl teilt, bei der ein erster Eingang des Phasenvergleichers mit dem Ausgang des Teilers und ein zweiter Eingang mit der Bezugsfrequenzquelle verbunden ist, bei der das Schleifenfilter zwischen dem Phasenvergleicher und dem Steuereingang des Oszillators angeordnet ist und bei der schließlich mit einer Steuereinrichtung die Werte der ganzen Zahl im Teiler eingestellt werden und die Oszillator-Ausgangsfrequenz auf ein Vielfaches der Bezugsfrequenz geregelt wird.

Durch die DE-OS 25 10 261 ist eine Frequenzsynthese-Anordnung mit Regelschleife bekannt, die einen Frequen.zvergleich an einem Phasendiskriminator durchführt und bei Frequenzablage ein Nachstimmkriterium in Form einer Spannung erzeugt. Dabei werden die Bezugsfrequenz und die Oszülatorfrequenz auf eine gemeinsame Teilfrequenz heruntergeteilt und mittels des Phasendiskriminators miteinander verglichen. Der Phasendiskriminator liefert eine Ausgangsimpulsfolge, die zu einer Stellspannung integriert wird. Die Stellspannung und eine Nachstimmspannung liegen an einem Vergleichsverstärker an. Das Ausgangssignal des Vergleichsverstärkers wird einem Speicher, der eine Abtast- und Halteschaltung (Feldeffekttransistor als Schalter, Speicherkondensator) aufweist, zugeführt. Die Nachstimmung selbst erfolgt durch eine Kapazitätsdiode, die ihre Nachstimmspannung aus einem Regelverstärker erhält, der die aus dem Phasendiskriminator bei Ablage abgegebene Spannung verstärkt. Aus »TE KA DE Technische Mitteilungen«, 5. April 1977, Seiten 57 — 59, ist das Grundprinzip eines Frequenzsynthesizers mit Phasenregelkreis gemäß dem Oberbegriff bekannt. Eine Phasensynchronisierschaltung ist aus der DE-AS i 9 54 525 bekannt. Bei dieser ist eine Abtast- und Halteschaltung (Schließen eines Schalters wird mittels Referenzoszillator und Treiber gesteuert, Speicherkondensator) vorgesehen.

Das Entwerfen phasenverriegelter Schleifensysteme ist ein Kompromiß zwischen der Einstellzeit und dem Unterdrücken von Störfrequenzen am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators. Das Schleifenfilter wird so entwickelt, daß es zuerst die erforderliche Rauschwertunterdrückung aufweist, und danach wird der Schleifendämpfungsfaktor für eine minimale Einstellzeit eingestellt. Weiterhin muß berücksichtigt werden, daß die Eigenfrequenz des Regelsystems auch den dynamischen Bandbereich bestimmt. Es muß also sichergestellt sein, daß auch bei der maximal auftretenden Frequenzablage des Oszillators immer eine Synchronisation möglich ist. Außerdem tritt beim Einsatz von Frequenzteilern, die zumindest für die Oszillatorfrequenz benötigt werden, um den Phasendiskriminator zu speisen, die Schwierigkeit auf, daß die Teiler mit einem Eigenrauschen behaftet sind und daß der Rauschwert bei langen Teilerketten zu einem unzulässigen Phasenjitter in der Frequenzsyntheseschaltung führt. Nachteilig ist weiterhin, daß nach einer Störung oder Frequenzablage der Einschwingvorgang