DE3130126C2 - - Google Patents
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
- H03L7/191—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number using at least two different signals from the frequency divider or the counter for determining the time difference
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
Die Erfindung geht aus von einer Phasenregelschleife nach dem Oberbegriff
des Patentanspruchs 1.
Derartige Regelschaltungen, die zwei Frequenzen exakt auf den
gleichen Wert ohne Regelabweichung einstellen sollen, arbeiten
in der Weise, daß der Phasenunterschied zwischen der zu regelnden
Frequenz des Oszillators und der Referenzfrequenz in dem
Phasenvergleicher gemessen wird. Der Phasenvergleicher liefert
für den Oszillator ein Regelsignal in Form einer Spannung, deren
Größe von dem gemessenen Phasenunterschied abhängt. Diese
Spannung stimmt den Oszillator über das Schleifenfilter hinweg
so nach, daß die Verstimmung der am Phasenvergleicher anliegenden
Frequenzen zu Null wird. Da der Phasenunterschied das Zeitintegral
der Frequenzdifferenz ist, wird die Frequenzdifferenz
auch dann zu Null, wenn der Phasenunterschied eine konstante
Größe annimmt.
Phasenregelschleifen dieser Art, wie sie beispielsweise durch
die Literaturstelle DE 28 54 039 A1 bekannt sind, werden in der
modernen Funktechnik sehr oft verwendet, z. B. für Datenmultiplexer
in einem Richtfunkgerät. An solche Phasenregelschleifen
werden hinsichtlich ihrer Stabilität hohe Anforderungen
gestellt.
Als digitale Phasendiskriminatoren für digitale Eingangsgrößen
können ferner, wie die Literaturstelle Geschwinde: "Einführung
in die PLL-Technik", Vieweg & Sohn, 1978, Seite 101 ausweist,
Flip-Flop-Bausteine Verwendung finden, deren die Regelgröße
darstellende Abtastwertfolge auf der Ausgangsseite unabhängig
vom Tastverhältnis der eingangsseitigen digitalen Signale ist.
Digitale Phasendiskriminatoren dieser Art haben keine lineare
Arbeitskennlinie mit konstanter Steilheit, sondern eine
nichtlineare Arbeitskennlinie in Form einer Sprungfunktion.
Durch diese nichtlineare Kennlinie mit einer theoretisch
unendlich großen Steilheit wird eine hohe Stabilität, insbesondere
eine relative Unempfindlichkeit gegenüber Phasenjitter
und Rauschen erreicht.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Phasenregelschleife,
den bei Verwendung eines digitalen Phasenvergleichers
der letztgenannten Art auftretenden Frequenzstörhub
zu verringern und darüber hinaus den Spielraum für die Dimensionierung
der Bauteile des dem Phasenvergleicher nachgeschalteten
Schleifenfilters zu vergrößern.
Diese Aufgabe wird bei der eingangs genannten Phasenregelschleife mit den im kennzeichnenden
Teil des ersten Patentanspruchs angegebenen Merkmalen gelöst.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Gegenstandes nach dem
Patentanspruch 1 ist im Patentanspruch 2 angegeben.
Die Erfindung wird im folgenden anhand einer Zeichnung näher
beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 der Erläuterung der Wirkungsweise der Phasenregelschleife
mit einem digitalen Phasenvergleicher nach den Fig. 2
bis 4 dienende Zeitdiagramme,
Fig. 2 das Blockschaltbild einer Phasenregelschleife mit einem
digitalen Phasenvergleicher,
Fig. 3 ein nähere Einzelheiten angebendes Blockschaltbild nach
Fig. 2,
Fig. 4 das Blockschaltbild einer Phasenregelschleife mit einem
digitalen Phasenvergleicher nach der Erfindung,
Fig. 5 ein nähere Einzelheiten angebendes Blockschaltbild
nach Fig. 4.
In Fig. 2 ist das Blockschaltbild einer Phasenregelschleife mit
einem digitalen Phasenvergleicher dargestellt. Das Eingangssignal
der Phasenregelschleife ist mit U E und das Ausgangssignal
mit U A bezeichnet. Die Phasenregelschleife weist einen
spannungsgesteuerten Oszillator VCO auf. Das Regelsignal des
Oszillators VCO ist über das Schleifenfilter SF dem digitalen
Phasenvergleicher PD entnommen. Der digitale Phasenvergleicher
PD weist zwei Eingänge auf. An dem ersten Eingang liegt das
über den Synchronteiler T 1 mit dem Teilungsverhältnis 1/n 1 von
dem Eingangssignal U E abgeleitete digitale Referenzsignal U₁
an. Dem anderen Eingang des digitalen Phasenvergleichers PD ist
über den zweiten Synchronteiler T 2 mit dem Teilungsverhältnis
1/n 2 das zu regelnde digitale Ausgangssignal U₂ des
Oszillators VCO zugeführt. Der digitale Phasenvergleicher PD
arbeitet nun in der Weise, daß mit der vorher festzulegenden
Flanke des einen Eingangssignals (z. B. des Referenzsignals U₁)
das andere Eingangssignal (in diesem Fall das digitale Ausgangssignal
U₂ des Oszillators VCO) abgetastet wird und daß der
jeweils abgetastete Wert U d am Ausgang des Phasenvergleichers
PD so lange ansteht, bis ein neuer Abtastwert vorliegt. Es ist
auch möglich, das abtastende und das abzutastende Signal zu
vertauschen, also mit der vorher festzulegenden Flanke des
Ausgangssignals U₂ des Oszillators VCO des Referenzsignals U₁
abzutasten.
In Abhängigkeit der Phasenbeziehung zwischen dem Referenzsignal
U₁ und dem Ausgangssignal U₂ des Oszillators VCO nimmt das Ausgangssignal
U d des digitalen Phasenvergleichers PD entweder den
Logikwert "1" oder "0" an. Dies bedeutet für den digitalen
Phasenvergleicher PD eine nichtlineare Arbeitskennlinie in
Form einer Sprungfunktion mit unendlich großer Steilheit, wodurch
die hohe Stabilität der Phasenregelschleife gewährleistet
wird. Eine derartige Arbeitskennlinie wird sehr gut durch
ein D-Flip-Flop oder ein JK-Flip-Flop als Phasenvergleicher PD
verwirklicht.
Fig. 3 zeigt eine detaillierte Darstellung des Blockschaltbildes
der Phasenregelschleife nach Fig. 2. Der Fig. 3 sind die
Dimensionierungen der einzelnen Bauelemente zu entnehmen. Am
Eingang der Phasenregelschleife liegt das Eingangssignal U E mit
der Frequenz 8,576 MHz an, das über den Synchronteiler T 1 mit
dem Teilungsverhältnis 1/67 auf eine Frequenz für das Referenzsignal
U₁ von 128 kHz herabgesetzt wird. Die Frequenz für
das Ausgangssignal U₂ des Oszillators VCO beträgt ebenfalls
128 kHz mit einem Tastverhältnis von 1 : 1. Die beiden Signale
U₁ und U₂ werden eingangsseitig dem Phasenvergleicher PD zur
Abtastung zugeführt. Der Phasenvergleicher PD ist hier z. B. ein
D-Flip-Flop. Das Schleifenfilter SF besteht z. B. aus zwei
Widerständen und einem Kondensator. Es dient dazu, die Wechselanteile
des Signales U d zu unterdrücken.
Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO besteht aus einem Teiler
mit dem Teilungsverhältnis 1/2, dem eingangsseitig eine Frequenzquelle,
ein Kondensator, eine Kapazitätsdiode BB 1273
sowie ein Widerstand vorgeschaltet sind. Die Wahl der Teilungsverhältnisse
1/n 1 und 1/n 2 der beiden Synchronteiler T 1 und T 2
bestimmt die Frequenz des Ausgangssignales U A am Ausgang der
Phasenregelschleife. In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 3
beträgt die Frequenz des Ausgangssignales U A 8,448 MHz.
Fig. 4 zeigt die erfindungsgemäße Verbesserung der Phasenregelschleife
nach Fig. 2. Hier ist im Verbindungsweg zwischen dem
Phasenvergleicher PD und dem Schleifenfilter SF zusätzlich ein
Schalter S mit einem Arbeitskontakt vorgesehen. An dem Schalter
S mit dem Ausgangssignal U s liegt zur Steuerung des Arbeitskontaktes
das Steuersignal U a an. Dieses Steuersignal U a ist
aus dem Referenzsignal U₁ und dem Ausgangssignal U d des digitalen
Phasenvergleichers PD über das UND-Gatter G 1 abgeleitet.
Durch den zusätzlichen Schalter S im Verbindungsweg zwischen
dem Phasenvergleicher PD und dem Schleifenfilter SF wird in
vorteilhafter Weise erreicht, daß der Spielraum für die Dimensionierung
der einzelnen Bauteile des Schleifenfilters SF vergrößert
wird. Darüber hinaus hat der Schalter S eine Verkleinerung
des Frequenzstörhubes zur Folge (Erhöhung der Integrationszeit).
Fig. 5 zeigt eine detaillierte Darstellung des Blockschaltbildes
nach Fig. 4, aus der die Dimensionierungen der einzelnen
Bauelemente hervorgehen. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist
die Steuerung des Arbeitskontaktes des Schalters S durch eine
einfache, von dem Synchronteiler T 1 ausgehende Steuerleitung
dargestellt. Aus demselben Grunde ist der spannungsgesteuerte
Oszillator VCO in Fig. 5 nur als Block dargestellt. Seine
technische Ausgestaltung entspricht der des Oszillators VCO in
Fig. 3. Das Schleifenfilter SF ist hier z. B. mit einem Operationsverstärker
realisiert. Der Phasenvergleicher PD ist
beispielsweise ein JK-Flip-Flop.
Im folgenden soll die Wirkungsweise des digitalen Phasenvergleichers
sowohl ohne als auch in Verbindung mit dem zusätzlichen
Schalter anhand der Zeitdiagramme nach Fig. 1 noch näher
erläutert werden. Dabei ist aus Gründen der besseren Übersicht
lediglich der Fall beschrieben, daß das Ausgangssignal U₂ des
Oszillators VCO mit dem Referenzsignal U₁ abgetastet wird. Für
die Abtastung des Referenzsignals U₁ mit dem Ausgangssignal U₂
des Oszillators gilt entsprechendes.
Die Abtastung mit dem Referenzsignal U₁ kann je nach Festlegung
entweder mit der positiven oder mit der negativen Flanke
erfolgen. Im folgenden ist die Abtastung mit der negativen
Flanke dargestellt.
Bei den elf Zeitdiagrammen a, b, c, d, e, f, g, h, i, j, k der
Fig. 1 ist in der horizontalen Achse die Zeit t aufgetragen.
Bei den Zeitdiagrammen a bis i sind in der vertikalen Achse die
Amplituden der Signale U₁, U₂ und die Amplitude des zugehörigen
Ausgangssignales U di ; i = 1 . . . 4 des Phasenvergleichers PD
gemäß den Blockschaltbildern nach der Fig. 2 für vier verschiedene
Fälle dargestellt. In den Zeitdiagrammen j, k wird die
Amplitude des Steuersignals U a sowie die Amplitude des Ausgangssignals U s des zusätzlichen Schalters S gemäß den Blockschaltbildern nach den Fig. 4 und 5 angegeben.
Für diesen Fall sind die drei Zeitdiagramme a, b, c mit dem
Verlauf der Signale U₁, U₂ und U d 1 maßgebend. Das Referenzsignal
U₁ am Eingang des digitalen Phasenvergleichers PD gemäß
dem Blockschaltbildern nach den Fig. 2 und 3 weist ein Tastverhältnis
von 1 : 1 auf. Doch ist auch jedes andere Tastverhältnis
zulässig. Die Periodendauer des Referenzsignales ist T₁,
entsprechend beträgt die Frequenz
Das Diagramm b zeigt den Verlauf des Ausgangssignales U₂ des
Oszillators VCO bzw. das zweite Eingangssignal des Phasenvergleichers
PD. Das Signal U₂ weist die Periodendauer T₂ bzw. die
Frequenz f₂ auf. Die Periodendauer T₂ des Signales U₂ ist
größer als die Periodendauer T₁ des Referenzsignales
U₁ (T₂<T₁). Das Signal U₂ wird mit der negativen Flanke des
Referenzsignales U₁ abgetastet, so daß sich der in dem Diagramm
c angegebene Verlauf für das Signal U d 1 am Ausgang des Phasenvergleichers
PD ergibt. Der kleinste Zeitabschnitt des Signales
U d 1 ist mit T D bezeichnet. Die Frequenz
ergibt sich
aus der Differenz der Frequenzen der Signale U₁ und U₂, d. h.
f D = f₁-f₂. Die Phasenregelschleife arbeitet in diesem
gezeigten Fall außerhalb ihres Fangbereiches, da die Frequenzdifferenz
der Signale U₁ und U₂ zu groß ist.
Für diesen Fall ist der Verlauf der Signale U₁, U₂ und U d 2 in
den Diagrammen a, d, e nach Fig. 1 maßgeblich. Die Frequenzen
f₁ und f₂ der Signale U₁ und U₂ sind gleich groß, und es gilt
wobei f₀ die Mittenfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators
VCO und 1/n 2 das Teilungsverhältnis des Synchronteilers T 2
bedeuten.
Anhand der Fig. 1 erkennt man, daß sich in diesem Fall für das
Ausgangssignal U d 2 des Phasenvergleichers PD ein Tastverhältnis
von 1 : 1 ergibt. Das Signal U d 2 entsteht dadurch, daß das Signal
U₂ mit der negativen Flanke des Signales U₁ abgetastet wird.
Die negative Flanke des Signales U₂ pendelt mit der Regelfrequenz
f r um die negative Flanke des Signales U₁. Bei der gewählten
Regelzeitkonstante der Phasenregelschleife wird während
einer Periode des Signales U₁ die Hysterese H des digitalen
Phasenvergleichers PD durchlaufen.
Für diesen Fall ist der Verlauf der Signale U₁, U₂ und U d 3 in
den Zeitdiagrammen a, f, g nach Fig. 1 maßgeblich. Man
erkennt, daß sich das Tastverhältnis des Signales U d 3 im
Vergleich zum Tastverhältnis des Signales U d 2 im zweiten Fall
verändert hat. Dieses Tastverhältnis des Signales U d 3 bestimmt
das Regelsignal für den Oszillator VCO. Für die Frequenzen f₁
und f₂ der Signale U₁ und U₂ gilt nun:
Dies bedeutet, daß der spannungsgesteuerte Oszillator VCO um
die Frequenz Δ f verstellt wird.
Für diesen Fall ist der Verlauf der Signale U₁, U₂ und U d 4 in
den Zeitdiagrammen a, h, i nach Fig. 1 maßgeblich. Dieser Fall
stellt einen Grenzfall des vorher beschriebenen dritten Falles
dar, da die Verstellung Δ f des Oszillators VCO bis zu einem
maximalen Wert Δ fmax (Ziehbereichgrenze) vorgenommen ist. Es
gilt:
Man erkennt, daß das Signal U d 4 kontinuierlich den Wert 0
annimmt, z. B. 0 V. Im anderen Grenzfall nimmt das Signal U d 4
einen konstanten Wert, z. B. 5 V an.
Die beiden Diagramme j, k nach Fig. 1 zeigen den Verlauf der
Signale U a und U s bei der Verwendung des zusätzlichen Schalters
S im Verbindungsweg zwischen dem Phasenvergleicher PD und dem
Schleifenfilter SF gemäß den Fig. 4 und 5. Wie Fig. 4 zu
entnehmen ist, weist das Steuersignal U a schmale Impulse auf,
mit denen der Schalter S angesteuert wird. Wie schon erwähnt,
werden hierdurch durch das Schleifenfilter SF Wechselsignalanteile
besser unterdrückt. Man erreicht damit einen großen
Dimensionierungsspielraum für das Schleifenfilter SF sowie eine
weitere Verkleinerung des Frequenzstörhubes.
Claims (2)
1. Phasenregelschleife hoher Einstellgenauigkeit, bestehend aus
einem spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Regelsignal über
ein Schleifenfilter einem digitalen Phasenvergleicher
entnommen ist, bei dem der Phasenvergleicher am einen Eingang
gegebenenfalls über einem Teiler hinweg ein digitales Referenzsignal
und am anderen Eingang gegebenenfalls über einen zweiten
Teiler das zu regelnde Ausgangssignal des Oszillators
ebenfalls in digitaler Form zugeführt ist, bei der der Phasenvergleicher
je nach Festlegung mit der positiven oder der negativen
Flanke des einen Signals das andere Signal abtastet und
bei der der jeweils abgetastete Wert, der hierbei praktisch
immer nur einen von zwei möglichen Werten annehmen kann, am
Ausgang des digitalen Phasenvergleichers so lange ansteht, bis
ein neuer Abtastwert vorliegt,
dadurch gekennzeichnet, daß
im Verbindungsweg zwischen dem Phasenvergleicher (PD) und dem
Schleifenfilter (SF) ein Schalter (S) mit einem Arbeitskontakt
vorgesehen ist, an dem ein Steuersignal (U) anliegt, das von
einem UND-Gatter (G 1) erzeugt wird, dessen einem Eingang das
Referenzsignal (U₁) und dessen anderem Eingang der abgetastete
Wert (U d ) am Ausgang des Phasenvergleichers zugeführt sind.
2. Phasenregelscheife nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Phasenvergleicher (PD) ein D-Flip-Flop oder ein
JK-Flip-Flop ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813130126 DE3130126A1 (de) | 1981-07-30 | 1981-07-30 | Phasenregelschleife hoher einstellgenauigkeit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19813130126 DE3130126A1 (de) | 1981-07-30 | 1981-07-30 | Phasenregelschleife hoher einstellgenauigkeit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3130126A1 DE3130126A1 (de) | 1983-02-17 |
DE3130126C2 true DE3130126C2 (de) | 1987-12-10 |
Family
ID=6138128
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19813130126 Granted DE3130126A1 (de) | 1981-07-30 | 1981-07-30 | Phasenregelschleife hoher einstellgenauigkeit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3130126A1 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4016429A1 (de) * | 1990-05-22 | 1991-11-28 | Philips Patentverwaltung | Phasenregelkreis mit einem flip-flop |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4987387A (en) * | 1989-09-08 | 1991-01-22 | Delco Electronics Corporation | Phase locked loop circuit with digital control |
FR2711440B1 (fr) * | 1993-10-18 | 1996-02-02 | France Telecom | Dispositif à pureté spectrale pour l'échange d'informations à distance entre un objet portatif et une station. |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2854039C2 (de) * | 1978-12-12 | 1984-07-12 | Heinrich-Hertz-Institut für Nachrichtentechnik Berlin GmbH, 1000 Berlin | Verfahren und Phasenregelkreis zum Synchronisieren eines Ausgangssignals mit einem Eingangssignal unregelmäßiger und/oder stark ausgedünnter Flankendichte |
-
1981
- 1981-07-30 DE DE19813130126 patent/DE3130126A1/de active Granted
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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DE4016429A1 (de) * | 1990-05-22 | 1991-11-28 | Philips Patentverwaltung | Phasenregelkreis mit einem flip-flop |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3130126A1 (de) | 1983-02-17 |
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Legal Events
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D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |