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Phasenregelschleife hoher EinstellgenauiAkeit
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Die Erfindung betrifft eine Phasenregelschleife hoher Einstellgenauigkeit,
bestehend aus einem spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Regelsignal über ein
Schleifenfilter hinweg einem digitalen Phasenvergleicher entnommen ist, bei der
dem digitalen Phasenvergleicher am einen Eingang gegebenenfalls über einen ersten
Teiler hinweg ein digitales Referenzsignal und am anderen Eingang gegebenenfalls
über einen zweiten Teiler hinweg das zu regelnde digitale Ausgangssignal des Oszillators
zugeführt ist.
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Derartige Regelschaltungen, die zwei Frequenzen exakt auf den gleichen
Wert ohne Regelabweichung einstellen sollen, arbeiten in der Weise, daß der Phasenunterschied
zwischen der zu regelnden Frequenz des Oszillators und der Referenzfrequenz in dem
Phasenvergleicher gemessen wird. Der Phasenvergleicher liefert für den Oszillator
ein Regelsignal in Form einer Spannung, deren Größe von dem gemessenen Phasenunterschied
abhängt. Diese Spannung stimmt den Oszillator über das Schleifenfilter hinweg so
nach, daß die Verstimmung der am Phasenvergleicher anliegenden Frequenzen zu Null
wird. Da der Phasenunterschied das Zeitintegral der Frequenzdifferenz ist, wird
die Frequenzdifferenz auch dann zu Null, wenn der Phasenunterschied eine konstante
Größe annimmt.
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Phasenregelschleifen dieser Art werden in der modernen Funktechnik
sehr oft verwendet, z.B. für Datenmultiplexer in einem Richtfünkgerät. An die Phasenregelschleifen
werden hinsichtlich ihrer Stabilität hohe Anforderungen gestellt.
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Aus der Zeitschrift "NTZ" 1971, Heft 8, Seite 437 ist eine Phasenregelschleife
bekannt, bei der zur Phasenstabilisierung ein zweiter Regelkreis verwendet wird.
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Während hierbei der Regelkreis zur Einstellung des Fangbereiches der
Phasenregelschleife dient, dient der andere Regelkreis zur Feinregelung. Damit kann
der Restfehler des ersten Regelkreises, der u.a. von der Umgebungstemperatur abhängig
ist, verkleinert werden. Doch weist diese bekannte Phasenregelschleife den Nachteil
auf, daß sie aufgrund der Verwendung eines zweiten Regelkreises einen erhöhten Bauteileaufwand
fordert.
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Aus der Zeitschrift "SEL-Nachrichten" 16.Jg.(1968), Heft 2, Seiten
60-61 ist eine Phasenregelschleife mit einem digitalen Phasenvergleicher bekannt,
wobei der digitale Phasenvergleicher als UND-Gatter ausgebildet ist. Doch genügt
eine derartige Phasenregelschleife nicht den hohen Stabilitätsanforderungen, da
aufgrund der linearen Arbeitskennlinie des digitalen Phasenvergleichers im PhasenbereichIQIL
IT eine geringe Änderung des Phasenunterschiedes der am Eingang des digitalen Phasenvergleichers
anstehenden Signale eine sofortige Änderung des ausgangsseitigen Regelsignals für
den Oszillator zur Folge hat.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Phasenregelschleife
der eingangs genannten Art anzugeben, die sich durch eine hohe Stabilität auszeichnet,
insbesondere gegenüber Phasenjitter und Rauschen relativ unempfindlich ist. Darüber
hinaus soll der an dem digitalen Phasenvergleicher zu messende Phasenunterschied
unabhängig von der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung sein. Bei der
Erfüllung dieser Erfordernisse soll darüber hinaus ein geringer Bauteileaufwand
erreicht werden.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der digitale
Phasenvergleicher Je nach Festlegung mit der positiven oder der negativen Flanke
des einen Eingangssignals das andere Eingangs signal abtastet und daß ausgangsseitig
der jeweils abgetastete Wert solange ansteht, bis ein neuer Abtastwert vorliegt.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß durch diese Art der
Abtastung der digitale Phasenvergleicher keine lineare Arbeitskennlinie mit konstanter
Steilheit wie bisher sondern eine nicht lineare Arbeitskennlinie in Form einer Sprungfunktion
aufweist. Durch diese Arbeitskennlinie mit einer theoretisch unendlich großen Steilheit
wird die gewünschte hohe Phasenstabilität erreicht.
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Zwar ist es aus der genannten Zeitschrift "SEL-Nachrichten" bekannt,
einen Phasenvergleicher mit einem Abtaster zu verwenden, doch werden hierbei im
Gegensatz zur Erfindung analoge Signale abgetastet. Die Problemstellung bei analogen
Phasenvergleichern ist jedoch völlig anders und nicht auf das der Erfindung zugrunde
liegende Problem übertragbar.
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In einer vorteilhaftenAusgestaltung der Erfindung ist vorgesehen,
daß der Phasenvergleicher ein D-Flip-Flop oder ein JK-Flip-Flop ist.
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Zwar ist es aus der genannten Zeitschrift "SEl-Nachrichten" auch schon
bekannt, als Phasenvergleicher ein Flip-Flop, nämlich ein RS-Flip-Flop zu verwenden,
doch weist dieses RS-Flip-Flop die ungünstige lineare Arbeitskennlinie auf, so daß
auch hiermit die hohen Stabilitätsanforderungen an die Phasenregelschleife nicht
erfüllt werden können.
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Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist weiterhin im Anspruch
3 angegeben.
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Die Erfindung wird im folgenden anhand einer Zeichnung näher beschrieben.
Es zeigen: Fig. 1 Die Wirkungsweise des digitalen Phasenvergleichers anhand verschiedener
Zeitdiagramme gemäß der Erfindung Fig. 2 ein Blockschaltbild der Phasenregelschleife
mit dem erfindungsgemäßen Phasenvergleicher Fig. 3 eine detaillierte Darstellung
des Blockschaltbildes nach Fig. 2 Fig. 4 eine erfindungsgemäße Weiterbildung des
Blockschaltbildes nach Fig. 2 Fig. 5 eine detaillierte Darstellung der Weiterbildung
nach Fig. 4 In Fig. 2 ist das Blockschaltbild der Phasenregelschleife mit dem erfindungsgemäßen
Phasenvergleicher dargestellt.
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Das Eingangssignal der Phasenregelschleife ist mit UE und das Ausgangssignal
mit UA bezeichnet. Die Phasenregelschleife weist einen spannungsgesteuerten Oszillator
VCO auf. Das Regelsignal des Oszillators VCO ist über das Schleifenfilter SF dem
digitalen Phasenvergleicher PD entnommen. Der digitale Phasenvergleicher PD weist
zwei Eingänge auf. An dem ersten Eingang liegt das über den Synchronteiler T1 mit
dem Teilungsverhältnis 1/n1 von dem Eingangssignal UE abgeleitete digitale Referenzsignal
U1 an. Dem anderen Eingang des digitalen Phasenvergleichers PD ist über den zweiten
Synchronteiler T2 mit dem Teilungsverhältnis 1/n2 hinweg das zu regelnde digitale
Ausgangssignal U2 des Oszillators VCO zugeführt. Der digitale Phasenvergleicher
PD arbeitet nun in der Weise, daß mit der vorher festzulegenden Flanke des einen
Eingangssignals (z.B. des Referenzsignals U1) das andere Eingangssignal (in diesem
Fall das digitale
Ausgangssignal U2 des Oszillators VCO) abgetastet
wird und daß der jeweils abgetastete Wert Ud am Ausgang des Phasenvergleichers PD
solange ansteht, bis ein neuer Abtastwert vorliegt. Es ist auch möglich, das abtastende
und das abzutastende Signal zu vertauschen, also mit der vorher festzulegenden Flanke
des Ausgangssignals U2 des Oszillators VCO das Referenzsignal Ul abzutasten.
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In Abhängigkeit der Phasenbeziehung zwischen dem Referenzsignal U1
und dem Ausgangs signal U2 des Oszillators VCO nimmt das Ausgangs signal Ud des
digitalen Phasenvergleichers PD entweder den Logikwert "1" oder "On an. Dies bedeutet
für den digitalen Phasenvergleicher PD eine nicht lineare Arbeitskennlinie in Form
einer Sprungfunktion mit unendlich großer Steilheit, wodurch die hohe Stabilität
der Phasenregelschleife gewährleistet wird. Eine derartige Arbeitskennlinie wird
sehr gut durch ein D-Flip-Flop oder ein JK-Flip-Flop aw Phasenvergleicher PD verwirklicht.
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Fig. 3 zeigt eine detaillierte Darstellung des Blockschaltbildes der
Phasenregelschleife nach Fig. 2. Der Fig. 3 sind die Dimensionierungen der einzelnen
Bauelemente zu entnehmen. Am Eingang der Phasenregelschleife liegt das Eingangssignal
UE mit der Frequenz 8,576 NHz an, das über den Synchronteiler T1 mit dem Teilungsverhältnis
1/67 auf eine Frequenz für das Referenzsignal U1 von 128 kHz herabgesetzt wird.
Die Frequenz für das Ausgangs signal U2 des Oszillators VCO beträgt ebenfalls 128
kHz mit einem Tastverhältnis von 1:1 Die beiden Signale U1 und U2 werden eingangsseitig
dem Phasenvergleicher PD zur Abtastung zugeführt. Der Phasenvergleicher PD ist hier
z.B. ein D-Flip-Flop.
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Das Schleifenfilter SF besteht z.B. aus zwei Widerständen und einem
Kondensator. Es dient dazu, die Wechselanteile des Signales Ud zu unterdrücken.
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Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO besteht aus einem Teiler mit
dem Teilungsverhältnis 1/2, dem eingangsseitig eine Frequenzquelle, ein Kondensator,
eine Kapazitätsdiode BB 1273 sowie ein Widerstand vorgeschaltet sind. Die Wahl der
Teilungsverhältnisse 1/n1 und 1/n2 der beiden Synchronteiler T1 und T2 bestimmt
die Frequenz des Ausgangssignales UA am Ausgang der Phasenregelschleife. In dem
Ausführungsbeispiel der Fig. 3 beträgt die Frequenz des Ausgangssignales UA 8,448
MHz.
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Fig. 4 zeigt eine erfindungsgemäße Weiterbildung des Blockschaltbildes
der Phasenregelschleife nach Fig. 2.
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Das Blockschaltbild in Fig. 4 unterscheidet sich von dem Blockschaltbild
in Fig. 2 dadurch, daß im Verbindungsweg zwischen dem Phasenvergleicher PD und dem
Schleifenfilter SF ein Schalter S mit einem Arbeitskontakt vorgesehen ist. An dem
Schalter S mit dem Ausgangssignal Us liegt zur Steuerung des Arbeitskontaktes das
Steuersignal Ua an. Dieses Steuersignal Ua ist aus dem Referenzsignal U1 und dem
Ausgangs signal Ud des digitalen Phasenvergleichers PD über das UND-Gatter Gl abgeleitet.
Durch den zusätzlichen Schalter S im Verbindungsweg zwischen dem Phasenvergleicher
PD und dem Schleifenfilter SF wird erreicht, daß der Spielraum für die Dimensionierung
der einzelnen Bauteile des Schleifenfilters SF vergrößert wird. Darüber hinaus hat
der Schalter S eine Verkleinerung des Frequenzstörhubes zur Folge (Erhöhung der
Integrationszeit).
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Fig. 5 zeigt eine detaillierte Darstellung des Blockschaltbildes nach
Fig. 4, aus der die Dimensionierungen der einzelnen Bauelemente hervorgehen. Aus
Gründen der Ubersichtlichkeit ist die Steuerung des Arbeitskontaktes des Schalters
S durch eine einfache, von dem Synchronteiler T1 ausgehende Steuerleitung dargestellt.
Aus dem-
selben Grunde ist der spannungsgesteuerte Oszillator VCO
in Fig. 5 nur als Block dargestellt. Seine technische Ausgestaltung entspricht der
des Oszillators VCO in Fig. 3. Das Schleifenfilter SF ist hier z.B. mit einem Operationsverstärker
realisiert. Der Phasenvergleicher PD ist beispielsweise ein JK-Flip-Flop.
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Im folgenden soll die Wirkungsweise des digitalen Phasenvergleichers
anhand verschiedener Zeitdiagramme der Fig. 1 erläutert werden. Dabei ist aus Gründen
der besseren Ubersicht lediglich der Fall beschrieben, daß das Ausgangssignal U2
des Oszillators VCO mit dem Referenzsignal Ul abgetastet wird. Für die Abtastung
des Referenzsignals Ul mit dem Ausgangs signal U2 des Oszillators gilt entsprechendes.
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Die Abtastung mit dem Referenzsignal U1 kann je nach Festlegung entweder
mit der positiven oder mit der negativen Flanke erfolgen. Im folgenden ist die Abtastung
mit der negativen Flanke dargestellt.
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Bei den elf Zeitdiagrammen a, b, c, d, e, f, g, h, i, j, k der Fig.
1 ist in der horizontalen Achse die Zeit t aufgetragen. Bei den Zeitdiagrammen a
bis i sind in der vertikalen Achse die Amplituden der Eingangssignale U1, U2 und
die Amplitude des zugehörigen Ausgangssignales Die i = 1 ... 4 des Phasenvergleichers
PD gemäß dem Blockschaltbild der Fig. 2 für vier verschiedene Fälle dargestellt.
In den Zeitdiagrammen j, k wird die Amplitude des Steuersignals Ua sowie die Amplitude
des Ausgangssignales U5 des zusätzlichen Schalters S gemäß dem Blockschaltbild nach
Fig. 4 angegeben.
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Erster Fall: Für diesen Fall sind die drei Zeitdiagramme a, b, c mit
dem Verlauf der Signale U1, U2 und Udi maßgebend. Das Referenzsignal U1 am Eingang
des digitalen Phasenver-
vergleichers PD gemäß dem Blockschaltbild
nach Fig. 2 weist ein Tastverhältnis von 1:1 auf. Doch ist auch jedes andere Tastverhältnis
zulässig. Die Periodendauer des Referenzsignales ist T1, entsprechend beträgt die
Frequenz f1 = T1 (Diagramm a).
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Das Diagramm b zeigt den Verlauf des Ausgangssignales U2 des Oszillators
VCO bzw. das zweite Eingangssignal des Phasenvergleichers PD. Das Signal U2 weist
die Periodendauer T2 bzw. die Frequenz f2 auf. Die Periodendauer T2 des Signales
U2 ist größer als die Periodendauer T1 des Referenzsignales U1 (T2>T1). Das Signal
U2 wird mit der negativen Flanke des Referenzsignales U1 abgetastet, so daß sich
der in dem Diagramm c angegebene Verlauf für das Signal Udl am Ausgang des Phasenvergleichers
PD ergibt. Der kleinste Zeitabschnitt des Signales Udl ist mit TD bezeichnet. Die
Frequenz fD ergibt sich TD aus der Differenz der Frequenzen der Signale U1 und U2,
d.h. fD = - f2. Die Phasenregelschleife arbeitet in diesem gezeigten Fall außerhalb
ihres Fangbereiches, da die Frequenzdifferenz der Signale U1 und U2 zu groß ist.
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Zweiter Fall: Für diesen Fall ist der Verlauf der Signale U1, U2 und
Ud2 in den Diagrammen a, d, e nach Fig. 1 maßgeblich.
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Die Frequenzen f1 und f2 der Signale U1 und U2 sind gleich groß und
es gilt f1 = f2 ' wobei f die Mittenfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators
VCO und 1/n2 das Teilungsverhältnis des Synchronteilers T2 bedeuten.
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Anhand der Fig. 1 erkennt man, daß sich in diesem Fall für das Ausgangssignal
Ud2 des Phasenvergleichers PD ein Tastverhältnis von 1:1 ergibt. Das Signal Ud2
entsteht dadurch, daß das Signal U2 mit der negativen Flanke des Signales U1 abgetastet
wird. Die negative Flanke des
Signales U2 pendelt mit der Regelfrequenz
fr um die negative Flanke des Signales U1. Bei der gewählten Regelzeitkonstante
der Phasenregelschleife wird während einer Periode des Signales U1 die Hysterese
H des digitalen Phasenvergleichers PD durchlaufen.
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Dritter Fall: Für diesen Fall ist der Verlauf der Signale U1, U2 und
Ud3 in den Zeitdiagrammen a, f, g nach Fig. 1 maßgeblich. Man erkennt, daß sich
das Tastverhältnis des Signales Ud3 im Vergleich zum Tastverhältnis des Signales
Ud2 im zweiten Fall verändert hat. Dieses Tastverhältnis des Signales Ud3 bestimmt
das Regelsignal für den Oszillator VCO. Für die Frequenzen f1 und f2 der Signale
U1 und U2 gilt nun: f0 + #f f1 = f2 und 1 = f1 * Dies bedeutet, daß der spannungsgesteuerte
Oszillator VCO um die Frequenz d f verstellt wird.
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Vierter Fall: Für diesen Fall ist der Verlauf der Signale U1, U2 und
Ud4 in den Zeitdiagrammen a, h, i nach Fig. 1 maEgeblich. Dieser Fall stellt einen
Grenzfall des vorher beschriebenen dritten Falles dar, da die Verstellung tf des
Oszillators VCO bis zu einem maximalen Wert Afmax (Ziehbereichgrenze) vorgenommen
ist. Es gilt: f1 2 f2 und f1 = fmax . Man erkennt, daß das n2 Signal Ud4 kontinuierlich
den Wert 0 annimmt, z.B. OV.
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Im anderen Grenzfall nimmt das Signal Ud4 einen konstanten Wert, z.B.
5V an.
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Lediglich zur Vervollständigung dienen die beiden Diagramme j, k der
Fig. 1. Hierin ist der Verlauf der Signale Ua und U5 bei der Verwendung eines Schalters
S im Verbindungsweg zwischen dem Phasenvergleicher PD und
und dem
Schleifenfilter SF gemäß der Fig. 4 dargestellt. Wie Fig. 4 zu entnehmen ist, weist
das Steuersignal Ua schmale Impulse auf, mit denen der Schalter S angesteuert wird.
Wie schon erwähnt, werden hierdurch durch das Schleifenfilter SF Wechselsignalanteile
besser unterdrückt. Man erreicht damit einen großen Dimensionierungsspielraum für
das Schleifenfilter SF sowie eine weitere Verkleinerung des Frequenzstörhubes.
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Zusammenfassend ist festzustellen, daß die Phasenregelschleife gemäß
der Erfindung viele Vorteile aufweist, die durch Meßergebnisse bestätigt wurden.
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Die Phasenregelschleife zeichnet sich durch eine Phasenstabilität
bei einem geringen Bauteileaufwand aus. Darüber hinaus ist sie gegenüber Störungen
wie z.B.
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Phasenjitter und Rauschen relativ unempfindlich. Wegen der sehr großen
Regelkreisverstärkung (nichtlineare Kennlinie des Phasenvergleichers) lassen sich
damit besonders gut breitbandige Phasenregelschleifen aufbauen.
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Außerdem benötigt man wegen der großen Kreisverstärkung keinen zusätzlichen
Operationsverstärker in der Phasenregelschleife. Aus diesem Grunde kann der Einfluß
der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung vernachlässigt werden.
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3 Patentansprüche 5 Figuren