DE3130156C2

DE3130156C2 - Digitaler Frequenz-Phasenkomparator

Info

Publication number: DE3130156C2
Application number: DE19813130156
Authority: DE
Inventors: Erich Ing.(grad.) 8034 Germering Burger
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1981-07-30
Filing date: 1981-07-30
Publication date: 1986-11-27
Also published as: DE3130156A1

Abstract

Vorliegende Erfindung betrifft einen digitalen Frequenz-Phasenkomparator (KP) mit der Hintereinanderschaltung eines frequenzsensitiven (FT) und eines phasensensitiven Teils (PT), bei dem der frequenzsensitive Teil (FT) einen ersten Eingang für die in ihrer Folgefrequenz zu regelnde Impulsfolge (f ↓1) und einen zweiten Eingang für eine Refe renz impulsfolge (f ↓2) aufweist. Es ist vorgeschlagen, daß der frequenzsensitive Teil (FT) an seinen beiden Eingängen je ein über ein gemeinsames Gatter (G) rückstellbares D-Flip-Flop (K1, K2) aufweist. Darüberhinaus nimmt der phasensensitive Teil (PT) an seinem ersten Eingang das Ausgangssignal (A) des die zu regelnde Impulsfolge (f ↓1) empfangenden D-Flip-Flops (K1) auf. An den zweiten Eingang des phasensensitiven Teils (PT) ist die Referenzimpulsfolge (f ↓2) direkt geführt. Der phasensensitive Teil (PT) tastet das eine Eingangssignal (A bzw. f ↓2) je nach Festlegung mit der positiven oder negativen Flanke des anderen Eingangssignals (f ↓2 bzw. A) ab, und der abgetastete Wert (B) steht solange an, bis ein neuer Abtastwert vorliegt. Derartige digitale Frequenz-Phasenkomparatoren werden in hochstabilen Phasenregelschleifen eingesetzt, z.B. in der modernen Funktechnik für einen Datenmultiplexer in einem Richtfunkgerät.

Description

Die Erfindung betrifft einen digitalen Frequenz-Phasenkomparator, bestehend aus der Hintereinanderschaltung eines eine erste Kippanordnung aufweisenden frequenzsensitiven Teils und eines aus einer zweiten Kippanordnung bestehenden phasensensitiven Teils, bei dem der frequenzsensitive Teil einen ersten Eingang für die in ihrer Folgefrequenz zu regelnde Impulsfolge und einen zweiten Eingang für eine Referenzimpulsfolge aufweist und bei dem auf der Ausgangsseite des phasensensitiven Teils das Regelsignal abgenommen ist.

Regelschaltungen, die zwei Frequenzen exakt auf den gleichen Wert ohne Regelabweichungen einstellen sollen, arbeiten in der Weise, daß der Phasenunterschied zwischen der in ihrer Folgefrequenz zu regelnden Impulsfolge und der Referenzimpulsfolge in dem phasensensitiven Teil gemessen wird und daraufhin über eine Regelstrecke so auf die in ihrer Folgefrequenz zu regelnde Impulsfolge eingewirkt wird, daß der Phasenunterschied konstant ist. Da der Phasenunterschied das Zeitintegral der Frequenzdifferenz ist, wird die Frequenzdifferenz auch dann zu Null, wenn der Phasenun-

annimmt

Zum Messen des Phasenunterschiedes gibt es viele Schaltungsanordnungen, die allerdings erst dann arbeiten, wenn die in ihrer Folgefrequenz zu regelnde Impulsfolge (Istfrequenz) den Wert der Referenzimpulsfolge (Sollfrequenz) schon nahezu erreicht hat. Es wird daher zusätzlich ein frequenzsensitiver Teil verwendet, der bei größeren Frequenzabweichungen das Vorzeichen der Frequenzdifferenz ermitteil und die in ihrer Folgefrequenz zu regelnde Impulsfolge solange nachregelt, bis der Fangbereich des phasensensiliven Teils erreicht ist.

Derartige digitale Frequenz-Phasenkompanitoren sind in einer Phasenregelschleife (phasc-locked-loop PLL) eingesetzt. Dabei ist das auf der Ausgangsseite des phasensensitiven Teils des digitalen Frequenz-I'hasenkompaitors abgenommene Regelsignal über ein Schleifenfilter, z. B. einen Tiefpaß, an einen in der Frequenz verstimmbaren Oszillator (Voltage Controlled Oscillator VCO) geführt. Das Ausgangssignal des Oszillators stellt die in ihrer Folgefrequenz zu regelnde Impulsfolge dar, die an den Eingang des digitalen Frequenz-Phasenkomparators gelangt, wo sie mit der Referenzimpulsfolge nach Frequenz und Phase verglichen wird. Phasenregelschleifen dieser Art werden in der modernen Funktechnik sehr oft verwendet, z. B. für Datenmultiplexer in einem Richtfunkgerät. An die Phasenregelschleifen werden hinsichtlich ihrer Stabilität hohe Anforderungen gestellt.

Aus der Zeitschrift »NTZ« 1971, Heft 8, Seite 438 ist ein Frequenz-Phasenkomparator bekannt, der aus einem frequenzsensitiven Teil mit einer ersten Kippanordnung und einem phasensensitiven Teil mit einer zweiten Kippanordnung besteht. In den Signalwegen für die zu regelnde Impulsfolge und für die Referenzimpulsfolge weist hierbei die Kippanordnung des frequenzsensitiven Teils jeweils einen Schmitt-Trigger und einen monostabilen Multivibrator auf. Die Kippanordnung des phasensensitiven Teils besteht aus zwei bistabilen Multi vibratoren, die jeweils mit den beiden zu vergleichenden Impulsfolgen angesteuert werden.

Doch genügt ein derartiger Frequenz-Phasenkomparator nicht den hohen Stabilitätsanforderungen, da der phasensensitive Teil aufgrund seiner Arbeitskennlinie mit konstanter endlicher Steigung bereits auf geringfügige Offsetfehler oder Schwellendrift der Bauelemente im Regelkreis mit einer Änderung der Phasenbeziehung der am Eingang des phasensensitiven Teils anstehenden Signale reagiert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen digitalen Frequenz-Phasenkomparator der eingangs genannten Art anzugeben, der sich durch eine hohe Phasenstabilität auszeichnet, und auch gegenüber Phasenjitter und Rauschen relativ unempfindlich ist. Bei der Erfüllung dieser Erfordernisse soll darüber hinaus für den frequenzsensitiven Teil und den phasensensitiven Teil des Frequenz-Phasenkomparators ein geringer Bauteileaufwand erreicht werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der frequenzsensitive Teil an seinem ersten Eingang ein erstes D-Flip-Flop und an seinem zweiten Eingang ein zweites D-Flip-Flop aufweist, die über ein gemeinsames Gatter rückstellbar sind, daß der phasensensitive Teil an seinem ersten Eingang das das Ausgangssignal des frequenzsensitiven Teils darstellende Ausgangssignal des ersten D-Flip-Flop empfängt und daß an seinen zweiten Eingang die Referenzimpulsfolge direkt geführt ist, daß ferner der phasensensitive Teil das eine Eingangssigna! je nach Festlegi'ig mit der positiven oder negativen Flanke des anderen Eingangssignals abtastet und daß der das Regelsignal darstellende abgetastete Wert am Ausgang des phasensensitiven Teils solange ansteht, bis ein neuer Abtastwert vorliegt.

Durch die Literaturstelle »elektronikpraxis« Nr. 3, März 1975, Seite 77 ist ebenfalls ein digitaler Frequenz-Phasenkomparator bekannt, der innerhalb eines relativ

großen Fangbereichs der ihm eingangsseitig zugeführten unterschiedlichen Frequenzen arbeiten kann. Die ockannte Schaltung benötigt jedoch fünf Flip-Flops und vier Gatter, ist also wesentlich aufwendiger als der Erfindungsgegenstand und weist insofern eine andere Arbeitsweise auf, als die eingangsseitigen unterschiedlichen Frequenzen zunächst um den Faktor 2 heruntergeteilt werden und anschließend nach Differenzbildung eine Differenzierung der negativen Flanken vorgenommen wird. ίο

Weiterhin ist es auch durch die Literaturstelle »radio Fernsehen elektronik« 30, (1981), Heft 2, Seite 131 bekannt, eine Phasendetektorschaltung mit zwei JK-Flip-Flops und einem NAND-Gatter aufzubauen. Diese Schaltung setzt voraus, daß die den JK-Flip-Flops züge- is führten Impulsfolgen gleiche Frequenz aufweisen. Es handelt sich hier also mit anderen Worten um eine ausschließlich phasensensitive Schaltung. Beim Erfindungsgegenstand wird unter Zuhilfenahme von zwei D-Flip-Flops und einem NAND-Gatter dagegen eine frequenzsensitive Schaltung verwirklicht, die es in Zusammenarbeit mit einem phasensensitiven Teil ermöglicht, einen digitalen frequenzsensitiven Phasenkomparator zu verwirklichen, der über einen größeren Fangbereich der ihm eingangsseitig zugeführten unterschiedlichen Frequenzen einwandfrei arbeiten kann.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß durch diese Art der Abtastung der phasensensitive Teil des Frequenz-Phasenkomparators keine lineare Arbeitskennlinie mit konstanter Steilheit wie bisher sondern eine nichtlineare Arbeitskennlinie in Form einer Sprungfunktion aufweist. Durch diese Arbeitskennlinie mit einer theoretisch unendlich großen Steilheit wird die gewünschte hohe Phasenstabilität erreicht.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, daß die Kippanordnung des phasensensitiven Teils ein D-Flip-Flop ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild des digitalen Frequenz-Phasenkomparators gemäß der Erfindung

Fig. 2 die Wirkungsweise des digitalen Frequenz-Phasenkomparators anhand verschiedener Zeitdiagramme gemäß der Erfindung.

In Fig. 1 ist der digitale Frequenz-Phasenkomparator KP dargestellt. Er setzt sich aus dem frequenzsensitiven Teil FT und dem nachgeschalteten phasensensitiven Teil PT zusammen. Der frequenzsensitive Teil FT weist eine erste Kippanordnung auf, die aus den beiden D-Flip-Flops Kl und Kl besteht. Eingangsseitig ist an das erste D-Flip-Flop Kl die in ihrer Folgefrequenz zu regelnde Impulsfolge /, geführt. Die Refererizimpulsfolge /₂ gelangt an den Eingang des zweiten D-Flip-Flops Kl. Ausgangsseitig werden die beiden D-Flip-Flops Kl und Kl über das gemeinsame Gatter G zurückgesetzt. Das Gatter G ist ein NAND-Gatter, d. h. daß die Rücksetzung der beiden D-Flip-Flops Kl und Kl nur dann erfolgt, wenn an den beiden Eingängen des Gatters G jeweils eine logische »1« ansteht.

Dci dem frequenz5cnsitivcn Tc:! FT nachgeschaltete phasensensitive Teil PT weist eine zweite Kippanordnung auf, die durch das D-Flip-Flop K3 realisiert ist. Der phasensensitive Teil PT empfängt an seinem ersten Eingang das Ausgangssignal A des ersten D-Flip-Flops Kl des frequenzsensitiven Teils FT, während an seinen zweiten Eingang die Refer-enzimpulsfolge /₂ direkt neführt ist.

Die in dem D-Flip-Flop K3 vorgenommene Abtastung kann z. B. in der Weise erfolgen, daß das Eingangssignal A die Referenzimpulsfolge/₂ abtastet. Doch kann umgekehrt ebenso die Referenzimpulsfolge £ das Eingangssignal A abtasten. Aus Gründen der Übersichtlichkeit beziehen sich die folgenden Ausführungen lediglich auf den Fall, daß die Referenzimpulsfolge /, das Eingangssignal A abtastet. Die Abtastung kann je nach Festlegung entweder mit der positiven oder negativen Flanke des abtastenden Signales, in diesem Fall also der Referenzimpulsfolge/, erfolgen. In den folgenden Ausführungen ist angenommen, daß das Eingangssignal A mit der positiven Flanke der Referenzimpulsfolge /2 abgetastet wird.

Nach erfolgter Abtastung wird auf der Ausgangsseite des phasensensitiven Teils PT das Regelsignal B abgenommen. Das Regelsignal B steht solange an, bis ein neuer Abtastwert vorliegt.

In Fig. 2 ist die Wirkungsweise des digitalen Frequenz-Phasenkomparators KP anhand der Zeitdiagramme a, b, c, d, e, f, g, h, i, j dargestellt. Bei den zehn Zeitdiagrammen ist in der horizontalen Achse jeweils die Zeit t aufgetragen. In der vertikalen Achse sind die Amplituden der zu regelnden Impulsfolge/,, der Referenzimpulsfolge /₂, des Ausgangssignals A des frequenzsensitiven Teils FT und des Regelsignals B auf der Ausgangsseite des phasensensitiven Teils PT für drei verschiedene Fälle angegeben. Die einzelnen Fälle unterscheiden sich hinsichtlich der relativen Größe zwischen der zu regelnden Impulsfolge/, und der Referenzimpulsfolge /₂.

Erster Fall: /₂ > /,

Für diesen Fall sind die vier Zeitdiagramme a, b, c, d maßgeblich. Im Diagramm α ist der Verlauf der in ihrer Folgefrequenz zu regelnden Impulsfolge /, dargestellt. Das Diagramm b zeigt den Verlauf der Referenzimpulsfolge /₂. Da - wie angenommen - die Frequenz der Referenzimpulsfolge /₂ größer ist als die Frequenz der zu regelnden Impulsfolge /,, weist das Diagramm b schmalere Impulsbreiten auf als das Diagramm a. Das Ausgangssignal A des frequenzsensitiven Teils FT nach Diagramm c weist zunächst den logischen Pegel »0« auf. Mit der positiven Flanke der zu regelnden Impulsfolge /, wird das D-Flip-Flop Kl gesetzt. Nach der Setzzeit tKl des D-Flip-Flops Kl springt das Ausgangssignal A des frequenzsensitiven Teils FT auf den logischen Pegel »1«. Das NAND-Gatter G weist zu diesem Zeitpunkt an seinen beiden Eingängen jeweils eine logische »1« auf. Nach der Laufzeit tG des Gatters G und der Rücksetzzeit tRKl des D-Flip-Flops Kl springt das Ausgangssignal A des frequenzsensitiven Teils FT wieder auf den logischen Pegel »0« zurück. Die Kippstufe Kl wird ebenfalls auf »0« gesetzt. Die im Diagramm c eingezeichnete Zeit rl setzt sich also aus der Setzzeit tKl des D-Flip-Flops Kl, aus der Laufzeit tG des Gatters G und der Rücksetzzeit tRKl des D-Flip-Flops zusammen. Im Anschluß daran wird die Kippstufe Kl mit der positiven Flanke von /₂ wieder in die »1« gesetzt. Der beschriebene Vorgang wiederholt sich mit der nächsten auftretenden positiven Flanke der zu regelnden Impulsfolge/,. In dem phasensensitiven Teil PT tastet nun die Refer2nzimpulsfolge /₂ mit ihrer positiven Flanke das Ausgangssignal A des frequenzsensitiven Teils FT ab. Das Ergebnis dieser Abtastung stellt das Regelsignal B nach Diagramm d dar. Man erkennt, daß für den Fall /2 > /1 stets eine logische »0« abgetastet wird.

5 Zweiter Fall: /₂ > /,

Für diesen Fall sind die Diagramme a, e, f, g nach Fig. 2 maßgeblich. In diesem Fall weist die Referenzimpulsfolge /₂ nach Diagramm e breitere Impulslängen als die zu regelnde Impulsfolge /i nach Diagramm α auf. Das Ausgangssignal A des frequenzsensitiven Teils FT nach Diagramm / befindet sich zunächst wieder im logischen Zustand »0«. Mit der positiven Flanke der zu regelnden Impulsfolge /, nach Diagramm α wird das D- :o Flip-Flop Kl gesetzt. Nach der Setzzeit tKl des D-Flip-Flops Kl springt das Ausgangssignal A des frequerazsensitiven Teils FT auf den logischen Wert »1«. Das Ausgangssignal A verharrt solange in diesem Zustand, bis die Referenzimpulsfolge/2 nach Diagramm e eine positive Flanke aufweist. Nach der Zeit i2, die sich aus der Setzzeit tKl des zweiten D-Flip-Flops KZ, aus der Laufzeit tG des Gatters G und der Rücksetzzeit tRKl des ersten D-Flip-Flops Kl zusammensetzt, springt das Ausgangssignal A des frequenzsensitiven Teils FT wieder auf den logischen Zustand »0« zurück. Dieser Vorgang wiederholt sich bei der nächsten positiven Flanke der zu regelnden Impulsfolge /,.

In dem phasensensitiven Teil PT tastet nun die Referenzimpulsfolge /2 das Ausgangssignal A des frequenz- sensitiven Teils FT ab. Das Ergebnis dieser Abtastung ist das Regelsignal B auf der Ausgangsseite des phasensensitiven Teiles PT. Das Regelsignal B ist im Diagramm g dargestellt. Man erkennt, daß stets eine logische »1« abgetastet wird.

Dritter Fall: /₂ = /,.

In diesem Fall wird angenommen, daß die zu regelnde Impulsfolge /, und die Referenzimpulsfolge /₂ annähernd die gleiche Frequenz aufweisen. Es sind hierfür die Diagramme a, h, i, j nach Fig. 2 maßgeblich.

Das Ausgangssignal A des frequenzsensitiven Teils FT befindet sich zunächst wieder im logischen Zustand »0«. Mit der positiven Flanke der zu regelnden Impulsfolge /, nach Diagramm α springt das Ausgangssignal A nach der Setzzeit tKl des ersten D-Flip-Flops Kl auf den logischen Wert »1«. Mit der positiven Flanke der Referenzimpulsfolge /, wird das Ausgangssignal A nach der Zeit /3 auf den logischen Zustand »0« zurückgesetzt. Die im Diagramm i eingezeichnete Zeit /3 setzt sich aus der Setzzeit tKl des zweiten D-Flip-Flops Kl, der Laufzeit tG des Gatters G und der Rücksetzzeit tRKl des ersten D-Flip-Flops Kl zusammen.

Bei der nächstfolgenden positiven Flanke der zu regelnden Impulsfolge /, ist angenommen, daß sie mit der positiven Flanke der Referenzimpulsfolge/₂ zusammenfällt. Nach der Setzzeit tKl des ersten D-Flip-Flops springt das Ausgangssignal A des frequenzsensitiven Teils FT auf den logischen Wert »1« und fällt nach den üblichen Verzögerungszeiten der einzelnen Schaltelemente wieder auf den logischen Wert »0« zurück.

Die Abtastung des Ausgangssignals A des frequenzsensitiven Teils FT mit der positiven Flanke der Referenzimpulsfolge /2 ergibt für das Regelsignal B abwech- selnd eine logische »1« und eine logische »0«. Die Impulslänge des Regelsignals B entspricht dabei einer Periode der Referenzimpulsfolge /₂.

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Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Digitaler Frequenz-Phasenkomparator, bestehend aus der Hintereinanderschaltung eines eine erste Kippanordnung aufweisenden frequenzsensitiven Teils und eines aus einer zweiten Kippanordnung bestehenden phasensensitiven Teils, bei dem der frequenzsensitive Teil einen ersten Eingang für die in ihrer Folgefrequenz zu regelnde Impulsfolge und einen zweiten Eingang für eine Referenzimpulsfolge aufweist: und bei dem auf der Ausgangsseite des phasensensitiven Teils das Regelsignal abgenommen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der frequenzsensitive Teil (FT) an seinem ersten Eingang ein erstes D-Flip-Flop (Kl) und an seinem zweiten Eingang ein zweites D-Flip-Flop (Kl) aufweist, die über ein gemeinsames Gatter (G) rückstellbar sind, daß der phasensensitive Teil (PT) an seinem ersten Eingang das das Ausgangssignal (A) des frequenzsensitiven Teils darstellende Ausgangssignal des ersten D-Flip-Flops empfängt und daß an seinen zweiten Eingang die Referenzimpulsfolge (f₂) direkt geführt ist, daß ferner der phasensensitive Teil das eine Eingangssignal (A bzw. /₂) je nach Festlegung mit der positiven oder negativen Flanke des anderen Eingangssignals (f₂ bzw. A) abtastet und daß der das Regelsignal (B) darstellende abgetastete Wert am Ausgang des phasensensitiven Teils solange ansteht, bis ein neuer Abtastwert vorliegt.

2. Digitaler Frequenz-Phasenkomparator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippanordnung des phasensensitiven Teils (PT) ein D-Flip-Flop (A3) ist.

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