DE2646147B2 - Digitale Phasenvergleichsanordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine digitale Phasenvergleichsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine solche Phasenvergleichsanordnung ist z. B. in der DE-AS12 61 937 beschrieben.

Phasenvergleichsanordnungen werden in vielen Systemen verwendet, z.B. in Systemen, bei denen eine Angabe des Phasenunterschiedes (voreilend oder nacheilend) zwischen zwei Eingangssignalfrequenzen erforderlich ist, oder in Frequenzmeßsystemen mit hohem Genauigkeitsgrad und in Phasenverriegelungsschleifen.

Außer dem Ausgangssignal einer solchen Phasenvergleichsanordnung treten am Ausgang auch unerwünsch te Signale der Eingangsfrequenzen auf. Diese manchmal als Rauschsignale bezeichneten Anteile der Eingangssignale sind weit möglichst zu verringern, beispielsweise durch Anwendung von Filtern. Die Effekte derartiger s Geräuschsignale werden nun in bezug auf eine spezielle Anwendung einer digitalen Phassnvergleichsanordnung beschrieben, nämlich in einer Phasenverriegelungcschleife, die in einer Frequenzsyntheseanordnung verwendet wird.

ίο F i g. 1 der Zeichnung zeigt eine Ausführungsform einer bekannten Frequenzsyntheseanordnung, mit einer einfachen Phasenverriegelungsschleife, wobei die Ausgangsfrequenz M-mal einer Bezugsfrequenz Fr ist, die von einer Bezugsquelle 1, z. B. von einem kristallgesteu erten Oszillator, hergeleitet wird. Das Ausgangssignal der Quelle 1 wird einem Eingang einer Phasenvergleichsanordnung 2 zugeführt und das Ausgangssignal eines a -=- M- Frequenzteilers 3 wird dem anderen Eingang der Phasenvergleichsanordnung zugeführt Das Ausgangssignal der Phasenvergleichsanordnung 2 wird einer Schleifenverstärker- und Filteranordnung 4 zugeführt, deren Ausgangssignal die Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators 5 steuert Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators bildet das Ausgarigssignal der Syntheseanordnung und wird ebenfalls dem Eingang des Teilers 3 zugeführt Wenn das Rauschsignal N am Ausgang des Verstärkers über einen gestrichelt dargestellten Addierer 6 in das System eingeführt wird, wird das Phasenrauschsignal ΔΦ am Ausgang der Syntheseanordnung für Frequenzen unterhalb des Schleifenabschneidewertes annähernd gegeben durch

ΔΦ = N χ Μ/ΚΦ

wobei Κ.Φ die Verstärkung der Vergleichsanordnung in Volt/Periode ist In manchen Anwendungsbereichen ist die Bezugsfrequenz Fr von der Größenordnung von 10 kHz und die Ausgangsfrequenz liegt im Bereich von 10 bis 100 MHz. Der Teilungsfaktor ist daher sehr groß

und der Phasenrauschwert ist sehr hoch. Eine typische Phasenvergleichsanordnung hat eine niedrige Verstärkung, beispielsweise 5 Volt/Periode, und der sich ergebende Rauschwert wird verursacht durch die relativ stark naheliegenden Rauschseitenbänder. Zur Verringe-

rung dieses Problems wurde bisher vorzugsweise eine Schleife mit einer sehr engen Bandbreite benutzt und verließ man sich auf den spannungsgesteuerten Oszillator zum Herbeiführen der erforderlichen spektralen Reinheit oder es wurden zur Verringerung des

Teilungsfaktors M Mehrfachschleifensysteme benutzt Diese sind aber kompliziert und in manchen Fällen erfordern sie mehrere Bezugsoszillatoren. Ein Beispiel einer Frequenzsyntheseanordnung mit einer Mehrfachschleife ist gegeben in »Frequency synthesiser RY746 for HF-recievers and transmitters«, P. Bikker, Philips Telecommunication Review Heft 30 Nr. 3, August 1972 und ein Beispiel einer Syntheseanordnung mit mehreren Oszillatoren ist gegeben in RCA digital Integrated Circuits Application Note ICAN-6716Seite610.

Eine Phasenverriegelungsschleife ist bekannt, beispielsweise aus der englischen Patentschrift 9 74 053, wobei die Phasenvergleichsanordnung die Parallelschaltung einer Vergleichsanordnung mit einem engen Bereich und einer hohen Verstärkung und einer

Vergleichsanordnung mit einem großen Bereich und einer niedrigen Verstärkung enthält. Wenn die zwei Eingangssignale zur Phasenvergleichsanordnung einen geringen Phasenunterschied aufweisen, beispielsweise

im engen Bereich, hat die Phasenvergleichsanordnung eine hohe Verstärkung ΚΦ und folglich ist der Rauschwert ΔΦ dieser Vergleichsanordnung niedrig. Dies ist die normale Betriebsart, da die Phasenverriegelungsschleife die Phase des Oszillators auf der Phase der Bezugsfrequenz verriegelt Wenn der Piiasenunterschied größer ist als der enge Phasenbereich, beispielsweise beim Einfangen, dann schafft dk· Vergleichsanordnung mit dem großen Bereich und der niedrigen Verstärkung den größten Teil des Ausgangssignals. Es sei jedoch erwähnt, daß unabhängig von der Tatsache, welche Verg-eichsanordnung das Phasendifferenzsignal liefert, die beiden Vergleichsanordnungen im gemeinsamen Ausgangssignal einen Rauschwert herbeiführen. Aus diesem Grunde wird der inhärente Vorteil eines hohen Signal-Rauschverhältnisses in einer Vergleichsanordnung mit einer großen Verstärkung und einem engen Bereich durch den Rauschwert, der von der Vergleichsanordnung mit der niedrigen Verstärkung und dem großen Bereich verursacht wird, weitgehend rückgängig gemacht

Andere Vergleichsanordnungen mit einem großen Bereich sind bekannt, die eine Phasenvergleichsanordnung mit einem engen Bereich (meistens 360°) aufweisen sowie einen gesonderten Frequenzdiskriminator um einen großen Regelbereich zu erhalten. Es sind dabei zwei gesonderte Ausgänge vorgesehen, und zwar derjenige der Phasenvergleichsanordnung, der meistens als Feinregelausgang bezeichnet wird, und derjenige des Frequenzdiskriminators, der als Grobregelausgang bezeichnet wird. Die Tatsache, daß zwei Ausgänge vorgesehen sind, hat viele Nachteile. Erstens ist die Anordnung, die durch die zwei an diesen Ausgängen auftretenden Signale geregelt wird, beispielsweise ein spannungsgesteuerter Oszillator, verwickelt weil sie zwei zwei gesonderte Eingangskreise braucht Zweitens sind Maßnahmen notwendig, um zu vermeiden, daß das Regelsignal dem Effekt des anderen entgegenwirkt Drittens weist meistens jedes der Ausgangssignale einen Rauschanteil auf.

Es wurde bereits eine Frequenzsyntheseanordnung in Form einer Phasenverriegelungsschleife bekannt (britische Patentschrift Nr. 13 88 071) bei der zur Vermeidung davon, daß das eine Regelsignal dem Effekt des anderen entgegenwirkt, ein Schaltsystem vorgesehen ist, das gewährleistet, daß jeweils nur eines der zwei Ausgangssignale der Fein-/Grobvergleichsanordnung sich mit der Zeit ändern kann. Während die Grobregelung wirksam ist, wird die Feinregelungsphasenvergleichsanordnung (360° C) in ihrer Zentrallage (180°) durch Zuführung von Ergänzungssignalen zu den zwei Eingängen verriegelt Die 360°-Phasenvergleichsanordnung liefert dennoch Rauschanteile zum Ausgangssignal; insbesondere wenn keine Vergleichsanordnung mit hoher Verstärkung verwendet wird.

Eine andere bekannte Vergleichsanordnung von dem Typ mit zwei Ausgängen, d.h. bei der gesonderten Phasen- und Frequenzvergleichsanordnungen verwendet werden, ist in der britischen Patentschrift Nr. 11 55 502 beschrieben worden. Diese Vergleichsanordnung verwendet wieder ein gesondertes Schaltsystem, durch das das Ausgangssignal einer Vergleichsanordnung mit einem engen Bereich (360°) aus einem Punkt in der Mitte des Bereiches gehalten wird, während der Frequenzdiskriminator mit einem größeren Bereich wirksam ist. Dies bietet den Vorteil, daß unter diesen Umständen das Ausgangssignal der Phasenvergleichsanordnung nahezu rauschfrei ist aber dennoch die Nachteile von gesonderten Ausgängen aufweist, und da das Ausgangssignal der Grobregelung treppenförmig, d. h. ein mit der Eingangsfrequenz der Frequenzvergleichsanordnung gestuftes Signal ist, ist

s diese Frequenz in diesem Ausgangssignal vorhanden.

Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine Phasenvergleichsanordnung mit einem großen Bereich zu schaffen, die eine einzige Ausgangsklemme hat und einen sehr geringen Rauschwert aufweist

ίο Diese Aufgabe wird nach der Erfindung durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst

Die Vorteile der erfindungsgemäßen Vergleichsanordnung sind folgende: erstens weist die Vergleichsanis Ordnung nur einen Ausgang auf und wird eine Vereinfachung des zu regelnden Gerätes, beispielsweise einer. Oszillator dadurch herbeigeführt daß nur ein einziger Regeleingang erforderlich ist Zweitens kann dadurch, daß die Flanken des trapezförmigen Signals je weniger ais 180° beaufschlagen, die Verstärkung der Vergleichsanordnung über den von einer Flanke gegebenen engen Bereich wesentlich vergrößert werden; hierdurch entsteht ein großer Störabstand und folglich ein geringer Rauschausgangswert Drittens wird

beim Überschreiten bzw. Unterschreiten dieses engen Bereiches das Ausgangssignal auf einer ersten Seite nach einem ersten konstanten Ausgangspegel geschaltet und auf der anderen Seite auf einem davon abweichenden konstanten AusgangspegeL Hierdurch wird von der Vergleichsanordnung kein Rauschsignal erzeugt, wenn der Phasenfehler zwischen den zwei Eingangssignalen den engen Bereich in den beiden Richtungen über- bzw. unterschreitet. Viertens sind die zwei verschiedenen konstanten Ausgangspegel eine eindeutige Angabe, ob der Phasenunterschied zwischen den zwei Eingangssignalen zu- bzw. abnimmt

Vorzugsweise sind die Gleichstrompegel der zwei Gleichstromsignale mit je einem Grenzpege! des analogen Ausgangssignals, d.h. den Grenzpegeln des Ausgangssignalbereiches der Vergleichanordnung gleich, so daß der Abtastschalter in der Periode der Vorderflanke wirksam ist Dadurch ist die Ausgangskennlinie der Phasenvergleichsanordnung über den ganzen Bereich kontinuierlich.

Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 2 ein Blockschaltbild eines Teiles einer Phasenvergleichsanordnung nach der Erfindung,

so F i g. 3 Wellenformen, die im Betrieb der Vergleichsanordnung nach F i g. 2 auftreten,

F i g. 4 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der Phasenvergleichsanordnung nach der Erfindung,

F i g. 5 die Phasen-Spannungskennlinie der Ausführungsform nach F i g. 4,

F i g. 6 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Phasenvergleichsanordnung, F i g. 7 bis 11 Schaltungsanordnungen der Blöcke aus Fig.6.

In Fig.2 ist ein Eingang U für das erste der zwei Binärsignale, die in bezug auf die Phase miteinander verglichen werden müssen, mit dem Eingang 12 eines Impulsformers 13 verbunden, der einen Ausgang 14 hat,

*>■) der mit dem Eingang 15 eines Abtastschalters 16 verbunden ist Der Ausgang 17 des Schalters 16 ist mit dem Eingang 18 eines Pufferverstärkers 19 mit einheitlicher Verstärkung verbunden und ebenfalls mit

einem Haltekondensator 20. Ein Eingang 21 für das zweite der zwei binären Signale, ist mit dem Eingang 22 eines Abtastimpulsgenerators 23 verbunden, dessen Ausgang 24 mit dem Steuereingang 25 des Schalters 16 verbunden ist. Der Ausgang 26 des Pufferverstärkers 19 bildet den Ausgang der Vergleichsanordnung.

Nunmehr wird die Wirkungsweise der in F i g. 2 dargestellten Vergleichsanordnung in bezug auf typische Wellenformen, die darin auftreten können und in F i g. 3 dargestellt sind, näher beschrieben. Jede Wellenform ist mit dem Bezugszeichen derjenigen Stelle der Schaltungsanordnung in F i g. 2 bezeichnet, an der sie erscheint Das Eingangssignal für die Vergleichsanordnung ist wie bei 11 und 12 in Fig.3 dargestellt, nachdem es gegebenenfalls geformt worden ist Der Impulsformer 13 liefert die Wellenform 14 synchron zu wenigstens der ansteigenden Flanke der Wellenform 11. Der Impulsgenerator 23 erzeugt die in der Wellenform 24 dargestellten Impulse, wobei die Vorderflanke jedes Impulses synchron zur Anstiegsflanke der entsprechenden Wellenform 12 ist. Jeder Impuls hat eine bestimmte Dauer (beispielsweise 20 ns) weniger als die Dauer (beispielsweise IGO ns) der Anstiegsfianke der Wellenform 14, welche Flanke vorzugsweise eine konstante Neigung hat.

Die »bestimmte« Flanke jedes Eingangssignals ist zweckmäßig dessen Vorderflanke. In manchen Anwendungsgebieten hat die Impulsbreite der eintreffenden Impulse die Neigung, sich etwas zu ändern, während die Vorderflanken meistens zu genau bestimmten Intervallen wiederkehren. Die Verwendung der Hinterflanken derartiger Impulse könnte daher zu Zittererscheinungen führen, während die Verwendung der Vorderflanken die Möglichkeit derartiger Zittererscheinungen verringert

Wenn die zwei Eingangssignale während der Zeit, wo das Phasenverhältnis derart ist daß die Impulse in der Impulsfolge 24 während der entsprechenden Anstiegsflanken der trapezförmigen Wellenform 14 auftreten, dieselbe Frequenz haben, ist die Durchschnittsspannung am Haltekondensator 20 proportional zur Spannung der Anstiegsflanke zum Abtastzeitpunkt. Da der Pufferverstärker 19 eine begrenzte Eingangsimpedanz hat und der Kondensator 20 einen gewissen Leckstrom aufweist wird diese Spannung zwischen Abtastwerten verringert Außerdem hat der Abtastschalter einen parasitären Reihenwiderstand (in F i g. 2 nicht dargestellt) und der Impulsformer 13 hat eine begrenzte Ausgangsimpedanz; dadurch wird der Kondensator zum Aufladen eine gewisse Zeit brauchen. Die Wellenform 17 zeigt diesen Vorgang.

Die Verstärkung der Phasenvergieichsanordnung unter diesen Umständen ist der Steilheit der Neigung der Anstiegsfianke der trapezförmigen Wellenform proportional und kann deswegen sehr groß gemacht werden. Aus diesem Grunde wird, obschon die in der Wellenform 17 dargestellte Welligkeit als Rauschanteil betrachtet werden kann, die höhere Verstärkung der Vergleichsanordnung nach der Erfindung dazu fahren, daß diese Welligkeit das Ausgangssignal eines geregelten Oszillators moduliert, beispielsweise zn einem geringeren Ausmaß als durch die obenstehende Gleichung angegeben wird.

Wenn die Wiederholungsgeschwindigkeit der Eingangssignale 1OkHz beträgt und jedes Signal eine Spitze-Zu-Spitzenamplitude von IQ Volt hat und eine Anstiegszeit der trapezförmigen Wellenform von 100 ns beträgt, die Verstärkung der Vergleichsanordnung beim Abtasten einer Anstiegsfianke 10⁴ Volt/Periode. Bei derselben Wiederholungsgeschwindigkeit und derselben Spitze-Zu-Spitzenamplitude beträgt die Verstärkung einer herkömmlichen Phasenvergleichsanordnung, die über einen 360°-Phasendifferenzbereich linear arbeitet, 10 Volt/Periode. In diesem Beispiel ist eine Vergrößerung in der Verstärkung von lOOOmal erreicht worden.

Die bisher in bezug auf die F i g. 2 und 3 beschriebene

ίο Vergleichsanordnung ist nicht empfindlich für große Frequenzunterschiede zwischen den zwei Eingangssignalen. In den meisten praktischen Phasenverriegelungsschleifen wird es notwendig sein, daß die Schaltungsanordnung frequenzempfindlich gemacht wird, damit eine Phasenverriegelung erhalten wird. Eine biockschematische Darstellung einer Ausführungsform, die diese Möglichkeit schafft ist in F i g. 4 dargestellt in der Stellen und Blöcke, die denen aus F i g. 2 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben worden sind.

In F i g. 4 hat eine logische Frequenzabtastschaltung 31 zwei Eingänge 32,33, mit denen die Eingänge 11 und 21 einer Vergleichsanordnung verbunden sind und einen dritten Eingang 34, mit dem der Ausgang 35 eines Pegeldetektors 36 verbunden ist Der Eingang 37 des Detektors 36 ist mit dem Ausgang 14 des Impulsformers 13 verbunden. Ein Ausgang 38 der logischen Schaltung 31 ist mit dem Regeleingang 39 eines elektronischen Schalters 41 verbunden. Weitere Ausgänge 42, 43 der logischen Schaltung 31 sind mit den Regeleingängen 44 bzw. 45 zwei weiterer elektronischer Schalter 46 bzw. 47 verbunden. Der Ausgang 26 des Pufferverstärkers 19 ist mit dem Ausgang 48 der Vergleichsanordnung verbunden, und zwar über den Eingang 51 und den Ausgang 52

is des Schalters 41. Die Ausgänge 53 und 54 der Schalter 46,47 sind beide mit dem Ausgang 38 der Vergleichsanordnung verbunden und die Eingänge 55, 56 dieser Schalter sind mit den Klemmen 57 bzw. 58 verbunden. In dem gegebenen Ausführungsbeispiel ist die Klemme 57

4n an ein negatives Potential V— (beispielsweise den

logischen »0«-Pegel bezeichnend) und die Klemme 58 an ein positives Potential V+ (beipsielsweise den logischen »1 «-Pegel bezeichnend) gelegt worden.

Die Wirkungsweise der Blöcke 13,16,19,20 und 23 in F i g. 4 entspricht der in bezug auf F i g. 2 beschriebenen Wirkungsweise. Der Pegeldetektor 36 detektiert wenn die Spannung am Ausgang 14 des Impulsformers 13 den Maximalpegel erreicht und liefert ein Ausgangssignal am Ausgang 35 zum Eingang 34 der logischen Schaltung

so 31. Dieses Signal schafft zusammen mit den Eingangssignalen an den Eingängen 32 und 44 ausreichende Information für die logische Schaltung zum Detektieren des Zustandes, den die Vorderflanke der Wellenform am Eingang 21 während der Anstiegszeit der trapezförmigen Wellenform am Ausgang des Impulsformers 13 erreicht Andererseits konnte der Ausgang 24 des Impulsgenerators 23 mit dem Eingang 33 der logischen Schaltung 31 verbunden werden, und zwar zum Angeben des Zeitpunktes, wo die Vorderflanke der WeDenform am Eingang 21 auftritt. Beim Detektieren des obenstehenden Zustandes liefert die logische Schaltung 31 ein Signal am Ausgang 38 zum Betreiben des elektronischen Schalters 41 und dadurch zum Verbinden des Ausganges 26 des Pufferverstärkers 19 mit dem Ausgang 48 der Vergleichsschaltung. Wenn also die zwei Eingangssignale dieselbe Frequenz haben und eine derartige Phasenbeziehung, daß der Abtastimpuls während der Anstiegszeit der trapezfönnigeB

Wellenform auftritt, wird der Schalter 41 geschlossen und die Schaltungsanordnung ist auf die in bezug auf F i g. 2 beschriebene Art und Weise wirksam.

Die logische Schaltung 31 enthält ebenfalls einen Frequenzdifferenzdetektor, der ein Signal an den Ausgängen 42 oder 43 liefert, und zwar entsprechend der Tatsache, ob die Frequenz eines Signals am Eingang

11 kleiner oder größer ist als die Frequenz des Signals am Eingang 21. Wenn also die Wiederholungsgeschwindigkeiten der Wellenformen an den Eingängen 11 und

12 f\ bzw. h sind, betreibt die logische Schaltung 31 den Schalter 46, wenn f\>h ist und den Schalter 47, wenn h>f\ ist Nur einer der Schalter 41, 46 und 47 kann zu einem bestimmten Augenblick betrieben werden.

Wie obenstehend erwähnt, ist die Verstärkung der Vergleichsanordnung eine direkte Funktion der Steilheit der Neigung der trapezförmigen Wellenform. Wenn die betreffende Neigung 180° der zu vergleichenden Wellenform überschreitet, wird nur die doppelte Verstärkung im Vergleich zu der herkömmlichen 360°-linearen Vergleichsanordnung erreicht Zum Erzielen einer brauchbaren Vergrößerung der Verstärkung beaufschlagt die Vorderflanke der Phasenvergleichsanordnung nach der Erfindung weniger als 180° der zu vergleichenden Wellenform.

Wenn, beim Einschalten einer Phasenverriegelungsschleife die bisher beschriebene Phasenvergleichsanordnung verwendet wird, die Abtastimpulse anders als während der Anstiegsflanke der trapezförmigen Wellenform auftreten, läßt der »1«- oder »O«-Ausgang an der Klemme 48 den spannungsgesteuerten Oszillator in der Phasenverriegelungsschleife seine Frequenz in der geeigneten Richtung ändern. Wenn die Ausgangsumstände derart sind, daß keiner der Schalter unmittelbar wirksam wird, gewährleistet die Unstabilität der Oszillatorfrequenz in der Praxis, daß einer der Schalter innerhalb einiger Perioden der Eingangswellenform in den Betriebszustand gebracht wird und die Phasenverriegelungsschleife wird dann in den verriegelten Zustand gesteuert

Wenn die Ladung des Kondensators 20 in Fig.4 zwischen V+ und V— ändern kann, ist die Spannung/ Phasenkennlinie der Vergleichsanordnung wie in F i g. 5 dargestellt, wobei die Ordinate der Phasenunterschied Φ2—Φ1 zwischen den zwei Eingangswellenformen ist Wie aus dieser Figur hervorgeht, ist die Ausgangsspan nung entweder V+ oder V— oder auf lineare Weise zwischen denselben veränderlich, wobei der Phasen unterschied derart ist daß die Abtastimpulse während der Anstiegsflanke der trapezförmigen Wellenform auftreten.

Es durfte einleuchten, daß die abfallende Flanke der trapezförmigen Wellenform 14 (Fig.3) statt der Anstiegsflanke in der vorhergehenden Ausfühningsfonn verwendet werden könnte.

Fig.6 ist eine blockschematische Darstellung einer Aosführungsfonn einer digitalen Phasenvergleichsanonfanmg nach der Erfindung, die zum Abtasten eine abfallende Neigung verwendet und die F ig. 7 bis 11 sind Schaltbilder der in Fi g. 6 dargestellten Schaltblöcke. In jeder der Fig.6 bis 11 werden Kleinbuchstaben zur Bih ilh

ch

tim

ung der Verbindnngslehungen zwischen Schal- en verwendet.TeQe ans Fig. 6, die denen aas Fig.4 entsprechen, sind in den beiden Figuren mit denselben Beshen angegeben. Es ist eradrtficn, daB Fig. 6 im allgemeinen der Fig. 4 entspricht, wobei die zusätzlichen wichtigen TeDe em zweiter Abtastnnmdsgenerator 60, eine zweite Phasenvergleidisanord- nung 61, ein zusätzlicher Pufferverstärker 62 und ein zusätzlicher Schalter 63 sind. Durch die Tatsache, daß die Vergleichsanordnung weitgehend aus genormten integrierten Schaltblöcken zusammengestellt werden ϊ kann, wie dies nachstehend noch beschrieben wird, kann die ganze Schaltungsanordnung mit Ausnahme der Kondensatoren C1 bis C5 und einiger Widerstände in monolithischer Form integriert werden, was durch eine gestrichelte Linie angegeben worden ist. Der Konden-

Ui sator C4 entspricht dem Kondensator 20 in F i g. 4.

Die Wirkungsweise der Vergleichsanordnung wird nun in bezug auf die Fig.6 bis 11 beschrieben. Die miteinander zu vergleichenden Eingangssignale werden über die Leitungen a und e der Vergleichsanordnung

ι ■-. zugeführt Der Abtastimpulsgenerator 23 aus F i g. 6 ist in F i g. 7 detailliert dargestellt und enthält drei NOR-Tore 64, 65, 66 mit zwei Eingängen, einen Widerstand Ri und einen Kondensator Cl. Die NOR-Tore 64 und 65 haben miteinander verbundene

2Ii Eingänge und sind folglich als einfache Inverter wirksam. Eine Anstiegsflanke ('0' -► T) einer Eingangswellenform zur Eingangsleitung a verursacht eine abfallende Flanke (T -» Ό') am oberen Eingang (wie in der Figur ersichtlich) des Tores 66 und das Tor 65

>; verursacht eine Anstiegsflanke (¹O'-* T) an der Ausgangsleitung c Die Spannung am Kondensator C1 ist im Anfang auf dem logischen Pegel T und folglich geht der Ausgang des Tores 66 nach T. Der Kondensator Cl fängt unmittelbar zu laden an und

in nach einer Periode, die von dem Wert des Kondensators C1 und des Widerstandes R 1 abhängig ist, erreicht die Spannung daran den Zustand logisch T. Der Ausgang des Tores 66 geht dadurch zu Ό'. Es wird also bei jedem Auftritt einer Anstiegsflanke der Eingangswellenform

s. an der Leitung a an der Leitung b ein Impuls verursacht wobei die Dauer dieses Impulses durch den Kapazitätswert des Kondensators Cl geregelt wird. In der Praxis wurde eine Impulsbreite von einigen Nanosekunden für den Abtastimpuls verwendet Dieser Impuls betreibt

4(i den Abtastschalter 16 (F i g. 6) zum Abtasten der vom Impulsformer 13 (an der Leitung j) erzeugten Wellenform.

Die an der Leitung c erscheinende Wellenform, die synchron zur Wellenform an der Leitung a ist wird der

4^r> zweiten Phasenvergleichsanordnung 61 als Eingangswellenform derselben zugeführt Der Ausgangsimpuls an der Leitung b wird vom Inverter 12 umgekehrt und der logischen Frequenzabtastschaltung 31 Ober die Leitung η zugeführt

so Fig.8 zeigt die kombinierte Schaltungsanordnung des Impulsformers 13 und des Pegeldetektors 36, welche Schaltungsanordnung eine durch die Anstiegsflanke getriggerte Verzögerungsflip-flopschaltung 67 mit einem Verzögerungseingang D, einem Takteingang C einem Rucksteueingang R und mit Erganzungsausgingen Q und 5 Das <?-Ausgangssignal wird über die Leitung / einem Eingang einer zweiten Phasenvergleichsanordnung 61 zugeführt, ebenso wie einem inverterverbundenen NOR-Tor 68 über die ParaUel schaltung eines Kondensators C6 und eines Widerstan des Ä 2 und die Leitung A. Der Ausgang des Tores 68 ist über einen Spannungsteiler mit den Widerstanden A3 und R4 mit »1« verbunden, wobei der Verbindungspunkt mit den Eingängen eines inverterverbundenen

NOR-Tores 69 verbunden ist Der Ausgang des Tores 69 ist mit dem Rucfcstenemgang R der Fflp-Flopschaltung 67 verbunden, wobei am ß-Emgang desselben ständig eine »1« vorhanden ist IKe Widerstände A3, A4 nod

das Tor 69 bilden den Pegeldetektor 36 aus F i g. 4. Es sei erwähnt, daß in der untenstehenden Beschreibung alle Eingänge der Elemente, die in den Figuren nicht verbunden dargestellt sind, beispielsweise der normale Stelleingang der Flip-Flopschaltung 67 in F i g. 8, auf »0« gehalten werden. Die Ausgangsleitungen h und j sind mit einem Kondensator Ci verbunden.

Wenn vorausgesetzt wird, daß der (^-Ausgang der Flip-Flopschaltung 67 in der Ausgangslage auf »0« steht, geht dieser Ausgang nach »1« (der Eingang von D) und zwar unmittelbar wenn eine Anstiegflanke (Ό' -»'Γ) des Eingangssignals an der Leitung e am Takteingang C erscheint. Diese »1«, die an der Leitung h am Eingang des Tores 68 erscheint, welches Tor als Inverter wirksam ist, steuert den Torausgang an der Leitung j nach »0« und zwar mit einer Geschwindigkeit, die von dem Wert des Kondensators C 2 abhängig ist Bisher war die Leitung j auf »1« und dadurch der Ausgang des Tores 69 auf »0«. Der Wert der Widerstände R 3 und R 4 ist in bezug auf den Schaltspannungspegel des Tores 69 derart bemessen, daß das Tor 69 zum Erhalten eines 1-Ausganges zum Rückstelleingang R der Flip-Flopschaltung 58 schaltet wenn die von dem Tor 68 und dem Kondensator C 2 erzeugte abfallende Flanke einen vorbestimmten Pegel erreicht hat. Auf diese Weise wird eine abfallende Flanke einer vorbestimmten Dauer erzeugt an der Ausgangsleitung j und zwar unmittelbar nach dem Auftritt der Anstiegsflanke des Eingangssignals an der Leitung e. Es ist diese abfallende Flanke, die von den Abtastimpulsen abgetastet wird, die bei jeder Anstiegsflanke des anderen Eingangssignals (an der Leitung a, F i g. 6 und 7) erzeugt werden und die Dauer dieser Flanke ist wesentlich größer als die der Abtastimpulse. Sobald die »1« vom Tor 69 am Rückstelleingang R der Flip-Flopschaltung 67 erscheint, wird diese zurückgestellt und verursacht am Q-Ausgang eine »0«, wodurch der Kondensator C2 sich entlädt bis ein Punkt erreicht wird, wo das Ausgangssignal des Tores 69 wieder nach »0« geht und den Rückstell-» 1«- Eingang zur Flip-Flopschaltung 67 entfernt Der ^Ausgang der Flip-Flopschaltung 67 an der Leitung g geht also nach »0« und die Q-Ausgänge an der Leitung / gehen nach »1« für die Dauer der erzeugten abfallenden Flanke und geben eine Information über die Flanken dauer zum zweiten Abtastimpulsgenerator 60, zur logischen Schaltung 31 und zu der zweiten Phasenvergleichsanordnung 61.

Der Ausgang an der Leitung j wird vom Schalter 16 abgetastet und dem Pufferverstärker 19 zugeführt, wie dies in bezug auf Fig.4 beschrieben wurde. Das Ausgangssignal des Verstärkers 19 ist wie in der Wellenform 17 nach Fig.3 dargestellt und wird dem Eingang eines Abtastschalters 63 zugeführt Dieser Schalter wird von einem zweiten Abtastimpulsgenerator (F i g. 6 und 9) geregelt, der zwei NOR-Tore 71,72, einen Widerstand R 5 und einen Kondensator C3 enthält Dieser Impulsgenerator ist auf dieselbe Art und Weise wie in F i g. 7 wirksam mit Ausnahme davon, daß in diesem Fall das Äquivalent des Inverters 64 aus Fi g. 7 nicht vorgesehen ist mit dem Ergebnis, daß ein Abtastimpuls erzeugt wird beim Empfang einer abfallenden Flanke der Wellenform k, d. b. am Ende der abfallenden Flanke. Der Abtastimpuls an der Leitung m regelt den Schalter 63. Die Größe des Abtastimpulses wird durch die für den Kondensator C3 und den Widerstand RS gewählten Werte geregelt Zusammenfassend UBt «dt sagen, daß emc erste Reihe von Abtastimpulsen, die mit den Anstiegsflanken der

Eingangswellenform an der Leitung a zusammenfallen, vom ersten Abtastimpulsgenerator 23 erzeugt wird (Fig.6 und 7) und daß eine zweite Reihe von Abtastimpulsen vom zweiten Abtastimpulsgenerator 60 (F i g. 6 und 9) am Ende der abfallenden Flanken erzeugt wird. Dieses weitere Abtasten der Wellenform 17 führt zu einer Verringerung des Wechselstromanteils (Welligkeit), da die Größe der zweiten Abtastimpulse wesentlich größer sein kann als die der ersten Abtastimpulse. Es kann folglich zum Aufladen des integrierenden Kondensators CS mehr Zeit verwendet werden mit dem Resultat, daß dieser Kondensator eine größere Kapazität haben kann als CA und daß die Welligkeit wesentlich verringert wird. In der Praxis kann der Welligkeitsanteil auf ein Minimum beschränkt werden, was nur durch das Schaltübersprechen des Schalters beschränkt wird. Das Signal am Kondensator CS wird dann über den Pufferverstärker 62 dem Schalter 41 zugeführt

Fig. 10 zeigt die Schaltungseinzelheiten der frequenzabtastenden logischen Schaltung 31 aus Fig.6 und enthält vier NOR-Tore 73 bis 76 und drei Flip-Flopschaltungen 77 bis 79 vom D-Typ. Durch den Inverter /2 (Fi g. 6) ist das Signal an der Leitung η »Ο«, und zwar während der »1 «-Abtastimpulse an der Leitung b. Wie in bezug auf F i g. 8 erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung /»1« und das Signal an der Leitung g »0« während der Abfallflankenperiode. Dadurch erscheint, wenn der Abtastimpuls während dieser Periode auftritt am Ausgang des Tores 73 synchron zum Abtastimpuls ein »!«-Impuls. Durch die Tatsache, daß am D-Eingang der Flip-Flopschaltung 85 ständig eine »1« vorhanden ist, werden die Flip-Flopschaltungen 77 und 78 gestellt (wenn sie sich nicht bereits an dem »Stell«-zustand befinden).

Das Signal an der Leitung k ist während der Abfallsflankenperiode »1« und dadurch ist das Tor 74 für diese Periode geschlossen. Abtastimpulse (»0« an der Leitung /iJL die während dieser Periode auftreten, werden dadurch vom Tor 74 gesperrt Wenn zu einer Zeit anders als während der Abfallflanke ein Abtastimpuls auftritt ist das Tor 74 geöffnet und die »1« an dem Ausgang stellt die Flip-Flopschaltung 77 und 78 zurück (wenn sie sich nicht bereits in dem Rückstellzustand befinden). Dadurch ist das Signal an der Leitung ρ eine »1« wenn während der Periode der abfallenden Flanke abgetastet wird und das Signal an der Leitung t ist während aller anderen Zeiten eine »1«. Die Tore 75 und 76 sind dadurch geschlossen wenn eine Abtastung auftritt während der Periode der abfallenden Flanke und die elektronischen Schalter 46 und 47 (Fig.6) können nicht wirksam werden. Der elektronische Schalter 41 wird während dieser Periode durch die »1« an der Leitung ρ betrieben und der Signalabtastwert am Ausgang des Pufferverstärkers 62 wird der Ausgangsklemme 48 zugeführt Andererseits, wenn zu jeder anderen Zeit als während der Periode der abfallenden Flanke Abtastimpulse auftreten, vermeidet die »0« an der Leitung ρ den Betrieb des Schalters 41 und ermöglicht den Schaltern 75 und 76 auf die Q- und ^Ausgangssignale der Ffip-Flopschaltung 79 wirksam zu werden. Der Betrieb der FBp-Flopschaltung 79 ist von dem Betrieb der zweiten Phasenvergleichsanordnung 61, die in Fig. 11 detailliert dargestellt ist, abhängig.

In Fi g. 11 enthält die dargestellte zweite Phasenvergleichsanordnung eine bekannte Vergleichsanordnung mit zwei Flip-Flopschaltungen ti, 82 und einem

NOR-Tor 83, dessen Ausgang mit den S(Stell)-Eingängen der beiden Flip-Flopschaltungen verbunden ist. Die (^-Ausgänge der Flip-Flopschaltungen 81, 82 sind mit Eingängen des Tores 83 verbunden. Der Takt(C>Eingang der Flip-Flopschaltung 81 ist über die Leitung /"mit einem Ausgang der Flip-Flopschaltung 67 in Fig.8 verbunden, der synchron mit der Anstiegsflanke der Signaleingangswellenform an der Leitung e ansteigt. Der Takteingang der Flip-Flopschaltung 82 ist über die Leitung c mit einem Ausgang des Abtastimpulsgenerators 23 (F i g. 7) verbunden, der synchron zur Anstiegsflanke der Eingangssignalwellenform an der Leitung a i.ach »1« ansteigt. Die Anordnung vergleicht also auf wirksame Weise die zwei Signaleingangswellenformen.

Wenn zunächst vorausgesetzt wird, daß die Anstiegsflanke der Wellenform an der Leitung /zu der auf der Leitung c (als der »phasenvorgerückte« Zustand bezeichnet) voreilt und daß die Flip-Flopschaltungen Ht, 82 sich im Stell-Zustand (Q=»\«) befinden, wird die Flip-Flopschaltung 81 durch die Anstiegsflanke auf der Leitung /'zurückgestellt (Q=O). Die Flip-Flopschaltung 82 wird dann durch die Anstiegsflanke auf der Leitung c rflckgestellL Sobald dies erfolgt, öffnen die zwei »0«-Eingänge zum Tor 83 dieses Tor und sein »!«-Ausgang bringt jede der Flip-Flopschaltungen 81, 82 in den Stellzustand wieder zurück (Q= »1«). Folglich erscheint an dem (^-Ausgang der Flip-Flopschaltung 81 ein »1«-Impuls mit einer Dauer (Impulsgröße) entsprechend der Periode zwischen den Anstiegsflanken der Wellenformen an den Leitungen /und cund es erscheint ein »!«-Impuls mit einer äußerst kurzen Dauer (die Schaltzeiten des Tores 83 und der Flip-Flopschaltung 82) am Q-Ausgang der Flip-Flopschaltung 82 synchron zur Vorderflanke der Wellenform, die an der Leitung c erscheint Dadurch ist die Größe des »!«-Impulses am (^Ausgang (Leitung s) der Flip-Fiopschaltung 81 zum Phasenunterschied zwischen den zwei Eingängen an den Leitungen /und c unmittelbar proportional. Wenn nun vorausgesetzt wird, daß die Vorderflanke der Signalwellenform an der Leitung /zu der an der Leitung c (die als »phasenverzögerter«-Zustand bezeichnet wird) nacheilt und daß die Flip-Flopschaltungen 81 und 82 sich im Stellzustand (Q=»\«) befinden, wird die Flip-Flopschaltung 82 rückgestellt unmittelbar gefolgt von der Flip-Flopschaltung 81, wonach auf die bereits obenstehend beschriebene Weise die beiden Flip-Flopschaltungen wieder vom Tor 83 gestellt werden. Also die Größe des »l«-lmpulses am φ-Ausgang (Leitung v) des Tores 82 ist zum Nacheilphasenunteschied zwischen den zwei Eingängen direkt proportional

Die φ-Ausgangssignale der Flip-Flopschaltungen 81 und 82 werden den D- und C-Eingängen der Flip-Flopschaltung 79 (Fig. 10) über die Leitungen s bzw. ν zugeführt. Den Betrieb der Flip-Flopschaltungen 81 und 82 (Fig. 11) zusammenfassend erscheint an der Leitung ν am Ende eines »1«-Impulses an der Leitung s ein kurzer »1 «-Impuls für den phasenvorgerückten Zustand und umgekehrt für den phasenverzögerten Zustand. Die Flip-Flopschaltung 79 ist also während des phasenvorgerückten Zustandes ständig gestellt (Q= »1«) und in dem phasenverzögerten Zustand ständig rückgestellt ^iQ= »0«). Die Q- und Q-Ausgangssignale der Flip-Flopschaltung 79 werden Eingängen von zwei NOR-Toren 75 und 76 zugeführt, wobei die anderen Eingänge dieser Tore aus dem (^-Ausgang (Leitung p)der Flip-Flopschaltung 78 gespeist werden. Wie obenstehend erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung ρ »1« wenn während der Abfallflankenperiode eine Abtastung stattfindet und »0« zu jeder anderen Zeit; die Tore 75 und 76 sind also geschlossen wenn während der Abfallflankenperiode eine Abtastung auftritt Dadurch können die Schalter 46 und 47 aus F i g. 7 während dieser Periode nicht wirksam sein. In dem phasenvorgerückten Zustand sind die Q- und QAusgänge der Flip-Flopschaltung 79 »1« bzw. »0« wenn zu anderen Zeiten als während der Abfallflanke eine Abtastung stattfindet mit dem Resultat daß das Signal an der Leitung r »1« ist und der Schalter 46 an der Klemme 48 (F i g. 5) eine »0« gibt Folglich wird für den phasenvorgerückten Zustand der Schalter 41 wirksam wenn während der Abfallflankenperiode eine Abtastung auftritt und zwar zum Herbeiführen des abgetasteten Ausgangssignals der Klemme 48 und wenn zu jeder anderen Zeit (d. h. wenn die Phasenvoreilung größer ist als die, die durch die Abfallflankenperiode dargestellt ist) eine Abtastung auftritt hält der Schalter 46 die Klemme 48 in dem Zustand »0«. Für den phasenverzögerten Zustand wird das Tor 75 geöffnet und der Schalter 47 ist wirksam, wenn eine Abtastung zu anderen Zeiten als während der Abfallflankenperiode auftritt Folgich erscheint an der Klemme 48 unter diesen Umständen eine »1« und die Ausgangskennlinie der in bezug auf die Fig.6 bis 11 beschriebenen Phasenvergleichsanordnung, ist wie in F i g. 5.

Das Ausgangssignal »1« an der Leitung £, Fig. 6 und 10, kann gegebenenfalls als Anzeigesignal benutzt werden und zwar dafür, daß die Vergleichsanordnung »nicht verriegelt« ist in einem Phasenverriegelungsschleifensystem; d. h„ daß während der Abfallflankenperiode keine Abtastung stattfindet

Die jeweiligen Tore, Verzögerungsflip-Flopschaltungen, Schalter und Verstärker aus Fig.7 bis 11, die in einer praktischen Ausführungsform verwendet werden, sind handelsübliche integrierte Schaltkreise.

Hierzu S Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen von ersten und zweiten binären Eingangssignalen mit einem Abtastschalter, der jeweils beim Auftreten einer bestimmten Flanke des ersten Eingangssignals für eine bestimmte Periode in den Betriebszustand gebracht wird, einem Impulsgenerator, der aus dem zweiten Eingangssignal ein synchron zum zweiten Eingangssignal auftretendes trapezförmiges Signal erzeugt, dessen Flanke je eine vorbestimmte Neigung aufweisen und die je eine größere Dauer haben als die Periode des Abtastschalters, und mit einem Abtasthaltekreis, der den vom Abtastschalter abgetasteten Wert des trapezförmigen Signais zwischen Abtastzeitpunkten speichert und ein dem abgetasteten Wert entsprechendes analogem Signal am Ausgang der Vergleichsanordnung liefert, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des Impulsformers ein Pegeldetektor (36) und an dessen Ausgang und an dem Eingang (11, 12) des ersten und des zweiten Eingangssignals eine logische Schaltung (31) angeschlossen ist, die außer beim Zusammentreffen der Dauer einer der Flanken des trapezförmigen Signals mit dem Betriebszustand des Abtasthaltekreises (20; CA) das analoge Signal (17) am Ausgang (48) der Phasenvergleichsanordnung durch jeweils eines von zwei, einen voneinander verschiedenen vorbestimmten konstanten Gleichstrompegel (57,58) aufweisenden Gleichstromsignalen abhängig davon ersetzt, ob der Phasenunterschied zwischen den beiden Eingangssignalen zunimmt bzw. abnimmt

2. Digitale Phasenvergleichsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Gleichstrompegel (57, 58) der zwei Gleichstromsignale mit je einem Grenzpegel des analogen Ausgangssignals zusammenfallen.

3. Digitale Phasenvergleichscnordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Abtasthaltekreis (20; CA) und dem Ausgang (48) der Vergleichsanordnung ein Pufferverstärker (19) geschaltet ist

4. Digitale Phasenvergleichsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Abtasthaltekreis (CA) und dem Ausgang (48) der Vergleichsanordnung ein zweiter Abtastschalter (63) und zwischen dem zweiten Abtastschalter (63) und dem Ausgang (48) ein zweiter Abtasthaltekreis (CS) vorgesehen ist.