DE2646147A1

DE2646147A1 - Digitale phasenvergleichsanordnung

Info

Publication number: DE2646147A1
Application number: DE19762646147
Authority: DE
Inventors: Michael Alexander Graham Clark; Michael James Underhill
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1975-10-14
Filing date: 1976-10-13
Publication date: 1977-04-28
Also published as: CH607796A5; GB1477584A; CA1069592A; US4068181A; JPS52145077A; DE2646147B2; AU1865076A; DE2646147C3; AU499125B2; FR2328200A1; SE7611384L; FR2328200B1; JPS5810018B2; SE411595B

Description

PHB. 32523.

- ·^; ■-■■■. 7. 10.1976.

·. ■ bl.V. Philips' GloeilarnpenfobriefceB

Akte No.;

-3-

Digitale PhasenvergleichsanOrdnung

Die Erfindung bezieht sich auf eine digitale Phasenvergleichsanordnung.

Phasenvergleichsanordnungen v/erden in vielen

Systemen verwendet, z.B. in Systemen wo eine Andeutung des Phasenunterschiedes (voreilend oder nacheilend) zwischen zwei Eingangssignalfrequenzen erforderlich ist; oder in Frequenzmessystemen mit hohem Genauigkeitsgrad und in Phasenverriegelungsschleifen.

Ausser dem Ausgangssignal einer solchen Phasenvergleichsanordnung treten am Ausgang auch unerwünschte Signale^der Eingangsfrequenzen auf. Diese manchmal als Rauschsignale bezeichneten Anteile der Eingangssignale .

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sind weit möglichst zu verringern,beispielsweise durch Anwendung von Filtern. Die Effekte derartiger Geräuschsignale werden nun in bezug auf eine spezielle Anwendung einer digitalen Phasenvergleichsanordnung beschrieben, nämlich in einer Phasenverriegelungsschleife, die in einer Frequenzsyntheseanordnung verwendet wird.

Fig. 1 der Zeichnung zeigt eine Ausführungsform einer bekannten Frequenzsyntheseanordnung, mit einer einfachen Phasenverriegelungsschleife, wobei die Ausgangsfrequenz M-mal einer Bezugsfrequenz Fr ist, die von einer Bezugsquelle 1, z.B. von einem kristallgesteuerten Oszillator, hergeleitet wird. Das Ausgangssignal der.Quelle 1 wird einem Eingang einer Phasenvergleichsanordnung 2 zugeführt und das Ausgangs— signal eines a£ M-Frequenzteilers 3 wird dem anderen Eingang der Phasenverglexchsanordnung zugeführt. Das Ausgangssignal der Phasenverglexchsanordnung 2 wird einer Schleifenverstärker- und Filteranordnung 4 zugeführt, deren Ausgangssignal die Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators 5 steuert. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators bildet das Ausgangssignal der Syntheseanordnung und wird ebenfalls dem Eingang des Teilers 3 zugeführt. Venn das Rauschsignal N am Ausgang des Verstärkers über einen gestrichelt dargestellten Addierer 6 in das System eingeführt wird, wird das Phasenrauschsignal &tf am .Ausgang der Syntheseanordnung für Frequenzen unterhalb des Schleifenabschneidewertes annähernd gegeben durch

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A fi = N χ. Μ/Κ/

wobei Κ/ die Verstärkung der Vergleichsanordnung in Volt/Periode ist. In manchen Anwendungsbereichen ist die Bezugsfrequenz Fr von der Grössenordnung von 10 kHz und die Ausgangsfrequenz liegt im Bereich von 10 bis 100 MHz. Der Teilungsfaktor ist daher sehr gross und der Phasenrauschwert ist sehr hoch. Eine typische Phasenvergleichsanordnung hat eine niedrige Verstärkung, beispielsweise 5 Volt/periode, und der sich ergebende Rauschwert wird verursacht durch die relativ stark naheliegenden Rauschseitehbänder. Zur Verringerung dieses Problems wurde bisher vorzugsweise eine Schleife mit einer sehr engen Bandbreite benutzt· und verliess man sich auf den spannurigsgesteuerten Oszillator zum Herbeiführen der erforderlichen spektralen Reinheit oder es wurden zur Verringerung des Teilungsfaktors M Mehrfachschleifensysteme benutzt.. Diese sind aber kompliziert und in manchen Fällen erfordern sie mehrere Bezugsoszillatoren. Ein Beispiel einer Frequenzsyntheseanordnung mit einer Mehrfachschleife ist gegeben in "Frequency synthesiser RYjh6 for HF-recievers and transmitters", P. Bikker, Philips Telecommunication Review Heft 30 Nr. 3, August 1972 und ein Beispiel einer Syntheseanordnung mit mehreren Oszillatoren ist gegeben in RCA digital Integrated Circuits Application Note ICAN-6716 Seite 610.

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Eine Phasenverriegelungsschleife ist bekannt, beispielsweise aus der englischen Patentschrift 97^ 053» wobei die Phasenvergleichsanordnung die Parallelschaltung einer Vergleichsanordnung mit einem engen Bereich und einer hohen Verstärkung und einer Vergleichsanordnung mit einem grossen Bereich und einer niedrigen Verstärkung enthält. Venn die zwei Eingangssignale zur Phasenvergleichsanordnung einen geringen Phasenunterschied aufweisen, beispielsweise im engen Bereich, hat die Phasenvergleichsanordnung eine hohe Verstärkung K/> und folglich ist der Rauschwert Δfi. dieser Vergleichsanordnung niedrig. Dies ist die normale Betriebsart, da die Phasenverriegelungsschleife die Phase des Oszillators auf der Phase der Bezugsfrequenz verriegelt. Venn der Phasenunterschied grosser ist als der enge Phasen— bereich, beispielsweise beim Einfangen, dann schafft die Vergleichsanordnung mit dem grossen Bereich und der niedrigen Verstärkung den grössten Teil des Ausgangssignals. Es sei jedoch erwähnt, dass unabhängig von der Tatsache, welche Vergleichsanordnung das Phasendifferenzsignal liefert, die beiden Vergleichsanordnungen im gemeinsamen Ausgangssignal einen Rauschwert herbeiführen. Aus diesem Grunde wird der inhärente Vorteil eines hohen Signal-Rauschverhältnisses in einer Vergleichsanordnung mit einer grossen Verstärkung und einem engen Bereich durch den

Rauschwert, der von der VergleichsanOrdnung mit der

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niedrigen Verstärkung und dem grossen Bereich, verursacht wird, weitgehend rückgängig gemacht.

Andere Vergleichsanordnungen mit einem grossen Bereich sind bekannt, die eine Phasenvergleichsanordnung mit einem engen Bereich (meistens 36O⁰) aufweisen sowie einen gesonderten Frequenzdiskriminator um einen grossen Regelbereich zu erhalten. Es sind dabei zwei gesonderte Ausgänge vorgesehen und zwar derjenige der Phasenvergleichsanordnung, der meistens als Feinregelausgang bezeichnet wird, und derjenige des Frequenzdiskriminators, der als Grobregelausgang bezeichnet wird. Die Tatsache, dass zwei Ausgänge vorgesehen sind, hat viele Nachteile. Erstens ist die Anordnung, die durch die zwei an diesen Ausgängen auftretenden Signale geregelt wird, beispielsweise ein spannungsgesteuerter Oszillator, verwickelt weil sie zwei zwei gesonderte Eingangskreise braucht. Zweitens sind Massnähmen notwendig, um zu vermeiden, dass das Regelsignal dem Effekt des anderen entgegenwirkt. Drittens weist meistens jedes der Ausgangssignale einen Rauschanteil auf.

Es wurde bereits eine Frequenzsyntheseanordnung in Form einer Phasenverriegelungsschleife bekannt (britische Patentschrift Nr. 1 388 071) bei der zur Vermeidung davon, dass das eine Regelsignal dem Effekt des anderen entgegenwirkt, ein Schaltsystem vorgesehen ist, das gewährleistet,

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dass jeweils nur eines der zwei Ausgangssignale der Fein/-Grobvergleichsanordnung sich mit der Zeit ändern kann. Während die Grobregelung wirksam ist, wird die Feinregelungsphasenvergleichsanordnung (36O⁰) in ihrer Zentrallage (18O°) durch Zuführung von Ergänzungssignalen zu den zwei Eingängen verriegelt. Die 360°-Phasenvergleichsanordnung liefert dennoch Rauschanteile zum Ausgangssignal; insbesondere wenn keine Vergleichsanordnung mit hoher Verstärkung verwendet wird,

Eine andere bekannte Vergleichsanordnung von dem Typ mit zwei Ausgängen, d.h. bei der gesonderte Phasen- und Frequenzvergleichsanordnungen verwendet werden, ist in der britischen Patentschrift Nr. 1· 155 502 beschrieben worden. Diese Vergleichsanordnung verwendet wieder ein gesondertes Schaltsystem, durch das das Ausgangssignal einer Vergleichsanordnung mit einem engen Bereich (36O⁰) aus einem Punkt in der Mitte des Bereiches gehalten wird, während der Frequenzdiskriminator mit einem grösseren Bereich wirksam ist. Dies bietet den Vorteil, dass unter diesen Umständen das Ausgangssignal der Phasenvergleichsanordnung nahezu rauschfrei ist aber dennoch die Nachteile von gesonderten Ausgängen aufweist, und da das Ausgangssignal der Grobregelung treppenförmig, d.h. ein mit der'Eingangsfrequenz der Frequenzvergleichsanordnung gestuftes Signal ist, ist diese Frequenz in diesem Ausgangssignal vorhanden.

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Aufgabe der Erfindung ist es nun, die obengenannten Nachteile dadurch zu verringern, dass, eine Phasenvergleichsanordnung mit einem grossen Bereich geschaffen wird, die eine einzige Ausgangsklemme hat und einen sehr geringen Rauschwert aufweist.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch erhalten, dass die digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen von ersten und zweiten binären Eingangssignalen einen Abtastschalter aufweist, der jeweils beim Auftritt einer bestimmten Flanke des ersten Eingangssignals für eine bestimmte Periode in den Betriebszustand gebracht wird, einen Impulsformer, dem das zweite Eingangssignal zugeführt wird, zum Erzeugen eines synchron zum zweiten Eingangssignal auftretenden trapezförmigen Signals, dessen Flanken je eine vorbestimmte Neigung aufweisen, die jeweils weniger als 18O° des trapezförmigen Signals beaufschlagen und die je eine grössere Dauer haben als die der genannten bestimmten Periode, dass der Abtastschalter den Wert des trapezförmigen Signals in jedem Betriebszustand des Schalters abtastet und ein Abtasthaltekreis vorgesehen ist, der den abgetasteten Wert zwischen Abtastzeitpunkten speichert und ein dem abgetasteten Wert entsprechendes

analoges Signal am Ausgang der Vergleichsanordnung liefert, und dass die Vergleichsanordnung weiter einen Detektor enthält,

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der in dem Falle, wo der Abtastschalter anders als innerhalb der Dauer einer der Flanken des trapezförmigen Signals in den Betriebszustand gebracht wird; das analoge Signal am Ausgang der Vergleichsanordnung ersetzt durch jeweils eines von zwei gegenüber einander einen verschiedenen vorbestimmten konstanten Gleichstrompegel aufweisenden Signalen und zwar abhängig davon, ob der Phasenunterschied zwischen den zwei EingangsSignalen zunimmt bzw. abnimmt.

Die Vorteile der erfindungsgemässen Vergleichsanordnung sind folgende: erstens weist die Vergleichsanordnung nur einen Ausgang auf und wird eine Vereinfachung des zu regelnden Gerätes, beispielsweise einen Oszillator dadurch herbeigeführt, dass nur ein einziger Regeleingang erforderlich ist. Zweitens kann dadurch, dass die Flanken des trapezförmigen Signals je weniger als 18O° beaufschlagen, die Verstärkung der Vergleichsanordnung über den von einer Flanke gegebenen engen Bereich wesentlich vergrössert werden; hierdurch entsteht ein grosser Störabstand und folglich ein geringer Rauschausgangswert. Drittens wird beim Ueberschreiten bzw. Unterschreiten dieses engen Bereiches das Ausgangssignal auf einer ersten Seite nach einem ersten konstanten Ausgangspegel geschaltet und auf der anderen Seite auf einem davon abweichenden konstanten Ausgangspegel. Hierdurch wird von der Vergleichsanordnung

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kein Rauschsignal erzeugt wenn der Phasenfehler zwischen den zwei Eingangssignalen den engen Bereich in den beiden Richtungen über- bzw. unterschreitet. Viertens sind die zwei verschiedenen konstanten Ausgangspegel eine eindeutige Angabe ob der Phasenunterschied zwischen den zwei Eingangssignalen zu- bzw. abnimmt.

Die genannte bestimmte Flanke jedes Eingangssignals ist vorzugsweise die Vorderflanke desselben. In manchen Anwendungsgebieten hat die Impulsbreite der eintreffenden Impulse die Neigung, einigermassen zu ändern, während die Vorderflanken meistens zu genau bestimmten Intervallen zurückkehren. Also die Verwendung der Hinterflanken derartiger Impulse könnte zu Zittererscheinungen führen, während die Verwendung der Vorderflanken die Möglichkeit derartiger Zittererscheinungen verringert.

Vorzugsweise sind die Ausgangspegel der zwei Gleichstromsignale den Grenzpegeln des Ausgangssignalbereiches der Vergleichsanordnung gleich, und ist der Abtastschalter in der Periode der Vorderflanke wirksam. Dadurch ist die Ausgangskennlinie der Phasenvergleichsanordnung über den ganzen Bereich kontinuierlich,

Ausführungsformen der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

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Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Teiles einer Phasenvergleichsanordnung nach, der Erfindung,

Fig. 3 Wellenformen, die im Betrieb der Vergleichsanordnung nach Fig. 2 auftreten,

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der Phasenverglexchsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 5 die Phase-Spannungskennlinie der Ausführungsform nach Fig. 4,

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Phasenverglexchsanordnung,

Fig. 7 bis 11 Schaltungsanordrmngen der Blöcke aus Fig. 6.

In Fig. 2 ist ein Eingang 11 für das erste der zwei Binärsignale, die in bezug auf die Phase miteinander verglichen werden müssen, mit dem Eingang 12 eines Impulsformers 13. verbunden, der einen Ausgang 14 hat, der mit dem Eingang 15 eines Abtastschalters 16 verbunden ist. Der Ausgang 17 des Schalters 16 ist mit dem Eingang 18 eines Pufferverstärkers 19 mit einheitlicher Verstärkung verbunden und ebenfalls mit einem Speicherkondensator Ein Eingang 21, für das zweite der zwei binären Signale, ist mit dem Eingang 22 eines Abtastimpulsgenerators 23 verbunden, dessen Ausgang 24 mit dem Steuereingang 25 des Schalters 16 verbunden ist." Dez- Ausgang 26 des Verstärkers bildet den Ausgang der Vergleichsanordnung.

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Nunmehr wird die Wirkungsweise der in Fig. 2 dargestellten Vergleichsanordnung in bezug auf typische ¥ellenformen, die darin auftreten können und in Fig. 3 dargestellt sind, näher beschrieben. Jede Wellenform ist mit dem Bezugszeichen derjenigen Stelle der Schaltungsanordnung in Fig. 2. bezeichnet, an der sie erscheint. Das Eingangsspannungssignal für die Vergleichsanordnung ist wie bei 11 und 12 in Fig. 3 dargestellt, nachdem es gegebenenfalls geformt worden ist. Der Impulsformer 13 liefert die Wellenform ~\h synchron zu wenigstens der ansteigenden Flanke der Wellenform 11. Der Impulsgenerator 23 erzeugt die in der Wellenform 2h dargestellten Impulse, wobei die Vorderflanke jedes Impulses synchron zur Anstiegflanke der entsprechenden Wellenform 12 ist. Jeder Impuls hat eine bestimmte Dauer (beispielsweise 20 ns) weniger als die Dauer (beispielsweise 100 ns) der Anstiegsflanke der Wellenform 14, welche Flanke vorzugsweise eine konstante Neigung hat.

Wenn die zwei Eingangssignale dieselbe Frequenz haben, während der Zeit, wo das Phasenverhältnis derart ist, dass die Impulse in der Impulsfolge 24 während der entsprechenden Anstiegsflanken der trapezförmigen Wellenform 14 auftreten, ist die Durchschnittsspannung am Haltekondensator 20 proportional' zur Spannung der Anstiegsflanke zum Abtastzeitpunkt. Da der Pufferverstärker 19 eine begrenzte Eingangsimpedanz hat und der Kondensator einigermassen leckt, wird diese Spannung zwischen

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Abtastwerten verringern. Ausserdem hat der Abtastschalter einen parasitären Reihenwiderstand (in Fig. 2 nicht dargestellt) und der Impulsformer 13 hat eine begrenzte Ausgangsimpedanz; dadurch wird der Kondensator zum Aufladen eine gewisse Zeit brauchen. Die Wellenform 17 zeigt diesen Vorgang.

Die Verstärkung der Phasenvergleichsanordnung unter diesen Umständen ist der Steilheit .der Neigung der Anstiegsflanke der trapezförmigen Wellenform proportional und kann deswegen sehr gross gemacht werden. Aus diesem Grunde wird, obschon die in der Wellenform 17 dargestellte Welligkeit als Rauschanteil betrachtet werden kann, die höhere Verstärkung der Vergleichsanordnung nach der Erfindung dazu führen, dass diese Welligkeit das Ausgangssignal
eines geregelten Oszillators moduliert, beispielsweise zu einem geringeren Ausmass als durch die obenstehende Gleichung angegeben wird.

Wenn die Wiederholungsgeschwindigkeit der Eingangssignale 10 kHz beträgt und jedes Signal eine Spitze-Zu-Spitzenamplitude von 10 Volt hat und eine Anstiegszeit
der trapezförmigen Wellenform von 100 ns beträgt die
Verstärkung der Vergleichsanordnung beim Abtasten einer Anstiegsflanke 10 Volt/Periode. Bei derselben Wiederholungsgeschwindigkeit und derselben Spitze-Zu-Spitzenamplitude beträgt die Verstärkung einer herkömmlichen
Phasenvergleichsanordnung, die über einen 36O°-Phasen-

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differenzbereich lineal" arbeitet, 10 Volt/Periode. In diesem Beispiel ist eine Vergrösserung in der Verstärkung von lOOOmal erreicht worden.

Die bisher .in bezug auf die Fig. 2 und 3 beschriebene Vergleichsanordnung ist nicht empfindlich für grosse Frequenzunterschiede zwischen den zwei Eingangssignalen. In den meisten praktischen Phasenverriegelungsschleifen wird es notwendig sein, dass die Schaltungsanordnung frequenzempfindlich gemacht wird, damit eine Phasenverriegelung erhalten wird. Eine blockschematische Darstellung einer Ausführungsform, die diese Möglichkeit schafft, ist in Fig. 4 dargestellt, in der Stellen und Blöcke, die denen aus Fig. 2 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben worden sind.

In Fig. 4 hat eine logische Frequenzabtastschaltung 31 zwei Eingänge 32, 33» mit denen die Eingänge 11 und 21 einer Vergleichsanordnung verbunden sind und einen dritten Eingang 34, mit dem der Ausgang 35 eines Pegeldetektors 36 verbunden ist. Der Eingang 37 des Detektors 36 ist mit dem Ausgang 14 des Impulsformers 13 verbunden. Ein Ausgang 38 der logischen Schaltung 31 ist mit dem Regeleingang 39 eines elektronischen Schalters 41 verbunden. Weitere Ausgänge 42, 43 der logischen Schaltung 31 sind mit den Regeleingängen kk bzw. 45 zwei weiterer elektronischer Schalter 46 bzw. 47 verbunden. Der Ausgang 26 des Pufferverstärkers I9 ist mit dem Ausgang 48 der

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Vergleichsanordnuiig verbunden und zwar über den Eingang 51 und den Ausgang 5^ des Schalters 41. Die Ausgänge 53 und der Schalter 46, 47 sind beide mit dem Ausgang 38 der Ver gleichsanordnung verbunden und die Eingänge 55, 56 dieser Schalter sind mit den Klemmen 57 bzw. 58 verbunden. In dem gegebenen Ausführungsbeispiel ist die Klemme 57 an ein negatives Potential V- (beispielsweise den logischen "0"-Pegel bezeichnend) und die Klemme 58 an ein positives Potential V+ (beispielsweise den logischen "1"-Pegel bezeichnend) gelegt worden.

Die Wirkungsweise der Blöcke 13, 16, I9, 20 und in Fig. 4 entspricht der in bezug auf Fig. 2 beschriebenen Wirkungsweise. Der Pegeldetektor 36 detelctiert, wenn die Spannung am Ausgang 14 des Impulsformers I3 den Maximalpegel erreicht und liefert ein Ausgangssignal am Ausgang zum Eingang-3^ der logischen Schaltung 31· Dieses Signal schafft .zusammen mit den Eingangssignalen an den Eingängen. und 44 ausreichende Information für die logische Schaltung zum Detektieren des Zustandes, den die Vorderflanke der Wellenform am Eingang.21 während der Anstiegszeit der trapezförmigen Wellenform am/Ausgang der Impulsformers 13 erreicht. Andererseits könnte der Ausgang 24 des Impulsgenerators 23 mit dem Eingang 33 der logischen Schaltung 31 verbunden werden und zwar zum Angeben des Zeitpunktes, wo die. \forder*flanke der Wellenform am Eingang 21 auftritt.

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Beim Detektieren des obenstehenden Zustandes liefert die logische Schaltung 3I ein Signal am Ausgang 38 zum Betreiben des elektronischen Schalters 41 und dadurch zum Verbinden des Ausganges 2.6 des Pufferverstärkers 19 mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung. Venn also die zwei Eingangssignale dieselbe Frequenz haben und eine derartige Phasenbeziehung, dass der Abtastimpuls während der Anstiegszeit der trapezförmigen Wellenform auftritt, wird der Schalter 41 geschlossen und die Schaltungsanordnung ist auf die in bezug auf Fig. 2 beschriebene Art und Weise wirksam.

Die logische Schaltung 31 enthält ebenfalls einen Frequenzdifferenzdetektor, der ein Signal an den Ausgängen 42 oder 43 liefert und zwar entsprechend der Tatsache, ob die Frequenz eines Signals am Eingang 11 kleiner oder grosser ist als die Frequenz des Signals am Eingang 21. Wenn also die Wiederholungsgeschwindigkeiten der Wellenformen an den Eingängen 11 und 12 f_ "bzw. f_~ sind, betreibt die logische Schaltung 3I den Schalter 46 wenn Jf-.' y ΐ_2 ^{ist und den} Schalter 47, wenn f^ y f. ist. Nur einer der Schalter 41, 46 und 47 kann zu einem bestimmten Augenblick betrieben werden.

Wie obenstehend erwähnt, ist die Verstärkung der Vergleichsanordnung eine direkte Funktion der Steilheit der Neigung der trapezförmigen Wellenform. Wenn die betreffende Neigung 18O° der' zu vergleichenden Wellenform überschreitet, wird nur die doppelte Verstärkung im Vergleich

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zu der herkömmlichen 36o°-linearen Vergleichsanordnung erreicht. Zum Erzielen einer brauchbaren Vergrösserung der Verstärkung beaufschlagt die Vorderflanke der Phasenvergleichsanordnung nach der· Erfindung weniger als 18O° der zu vergleichenden Wellenform.

Wenn, beim Einschalten einer Phasenverriegelungsschleife die bisher beschriebene Phasenvergleichsanordnung verwendet wird, die Abtastimpulse anders als während der Anstiegsflanke der trapezförmigen Wellenform auftreten, lässt der "1"_T oder "0"-Ausgang an der Klemme k8 den spannungsgesteuerten Oszillator in der Phasenverriegelungsschleife seine Fre.quenz in der geeigneten Richtung ändern. Wenn die Ausgangsumstände derart sind, dass keiner der Schalter unmittelbar wirksam wird, gewährleistet die !Instabilität der Oszillatorfrequenz in der Praxis, dass einer der Schalter innerhalb einiger Perioden der Eingangs— wellenform in den Betriebszustand gebracht wird und die Phasenverriegelungsschieife wird dann in den verriegelten Zustand gesteuert.

Wenn die Ladung des Kondensators 20 in Fig. k

zwischen V+ und V- ändern kann, ist die Spannung/Phasenkennlinie der Vergleichsanordnung wie in Pig. 5 dargestellt, wobei die Ordinate der Phasenunterschied /o~^1 zwischen den zwei Eingangswellenformen ist. Wie aus dieser Figur hervorgeht, ist die Ausgangsspannung entweder V+ oder V- oder

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auf lineare Weise zwischen denselben veränderlich, wobei der Phasenunterschied derart ist, dass die Abtästimpulse während der Anstiegsflanke der trapezförmigen Wellenform auftreten.

Es dürfte einleuchten, dass die abfallende Flanke der trapezförmigen Wellenform 14 (Fig. 3) statt der Anstiegsflanke in der vorhergehenden Ausführungsform verwendet werden könnte.

Fig. 6 ist eine blockschematische Darstellung einer Ausführungsform einer digitalen Phasenvergleichsanordnung nach der Erfindung, die zum Abtasten eine abfallende Neigung verwendet und die Fig. 7 bis 11 sind Schaltbilder der in Fig. 6 dargestellten Schaltblöcke. In jeder der Fig. 6 bis 11 werden Kleinbuchstaben zur Bezeichnung der Verbindungsleitungen zwischen Schaltungselementen verwendet. Teile aus Fig. 6, die denen aus Fig. h entsprechen, sind in den.beiden Figuren mit denselben Bezugszeichen angegeben. Es ist ersichtlich, dass Fig. 6 im allgemeinen der Fig. 4 entspricht, wobei die' zusätzlichen wichtigen Teile ein zweiter Abtastimpulsgenerator 60, eine zweite Phasenvergleichsanordnung 61 , ein zusätzlicher Pufferverstärker 62 und ein zusätzlicher Schalter 63 sind. Durch die Tatsache, dass die Vergleichsanordnung weitgehend aus genormten integrierten Schaltblöcken zusammengestellt werden kann, wie dies nachstehend noch beschrieben wird, kann die ganze Schaltungsanordnung

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mit Ausnahme der Kondensatoren C1 bis C 5 und einiger Widerstände in monolithischer Form integriert werden, was durch eine gestrichelte Linie angegeben worden ist. Der Kondensator Ck entspricht dem Kondensator 20 in Fig.

Die Wirkungsweise der Vergleichsanordnung wird nun in bezug auf die Fig. 6 bis 11 beschrieben. Die miteinander zu vergleichenden Eingangssignale werden über die Leitungen a. und £ der Vergleichsanordnung zugeführt. Der Abtastimpulsgenerator 23.aus Fig. 6 ist in Fig. detailliert dargestellt und enthält drei NOR-Tore 64, 65, mit zwei Eingängen, einen Widerstand R1 und einen Kondensator C1. Die N(XR-Tore 6k und 65 haben miteinander verbundene Eingänge und sind folglich als einfache Inverter wirksam-

Eine Anstiegsflanke (¹O¹ £.' 1 ' ) einer Eingangswellenform

zur Eingangsleitung a. verursacht eine abfallende Flanke

(M¹ ^,¹O¹) am oberen Eingang (wie in der Figur ersichtlich)

des Tores 66 und das Tor 65 verursacht eine Anstiegsflanke (¹O¹ —-^ '1 ') an der Ausgangsleitung £. Die Spannung am Kondensator C1 ist im Anfang auf dem logischen Pegel ¹I· und folglich geht der Ausgang des Tores 66 nach '1'. Der Kondensator C1 fängt unmittelbar zu laden an und nach einer Periode, die von dem Wert des Kondensators CI und des Widerstandes R1 abhängig ist, erreicht die Spannung daran den Zustand logisch M¹. Der Ausgang des Torbs 66 geht dadurch zu ¹O¹. Es wird also bei jedem

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Auftritt einer Anstiegsflanke der Eingangswellenform an der Leitung a. an der Leitung b_ ein Impuls verursacht, wobei die Dauer dieses Impulses durch, den Kapazitätswert des Kondensators C1 geregelt wird. In der Praxis wurde eine Impulsbreite von einigen Nanosekunden für den Abtastimpuls verwendet. Dieser Impuls betreibt den Abtastschalter 16 (Fig. 6) zum Abtasten der vom Impulsformer (an der Leitung j^) erzeugten Wellenform.

', Die an der Leitung £ erscheinende Wellenform, die synchron zur Wellenform an der Leitung a ist, wird der zweiten Phasenvergleichsanordnung 61 als Eingangswellenform derselben zugeführt. Der Ausgangsimpuls an der Leitung b_ wird vom Inverter 12 umgekehrt und der logischen Frequenzabtastschaltung 31 über die Leitung ri zugeführt.

Fig. 8 zeigt die kombinierte Schaltungs-

anordnung des Impulsformers I3 und des Pegeldetektors 36, we^lche Schaltungsanordnung eine durch die Anstiegsflanke getriggerte Verzögerungsflip-flopschaltung 67 mit- einem Verzögerungseingang D, einem Takteingang C, einem Rückstelleingang R und mit Ergänzungsausgängen Q und Q . Das Q-Atisgangssignal wird über die Leitung f einem Eingang einer zweiten Phasenvergleichsanordnung 6λ zugeführt, ebenso wie einem inverterverbundenen NOR-Tor 68 über die Parallelschaltung eines Kondensators Co und eines

^r
Widerstandes R2 und die Leitung h. Der Ausgang des Tores

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ist über einen Spannungsteiler mit den Widerständen R3 und R4 mit "1" verbunden, wobei der Verbindungspunkt mit den Eingängen eines inverterverbundenen NOR-Tores 69 verbunden ist. Der Ausgang des Tores 69 ist mit dem Rückstelleingang R der Flip-Flopsclialtung 67 verbunden, wobei am D-Eingang desselben ständig eine "1" vorhanden ist. Die Widerstände R3, Rk und das Tor 69 bilden den Pegeldetektor 36 aus Fig. h. Es sei erwähnt, dass in der untenstehenden Beschreibung alle Eingänge der Elemente, die in den Figuren nicht verbunden dargestellt sind, beispielsweise der normale Stelleingang der Flip-Flopschaltung 67 in Fig. 8, auf "0" gehalten werden. Die Ausgangsleitungen h und j sind mit einem Kondensator C2 verbunden.

Wenn vorausgesetzt wird, dass der Q-Ausgang der Flip-Flopschaltung 67 in der Ausgangslage auf "0" steht, geht dieser Ausgang nach "1" (der Eingang von D) und zwar unmittelbar.wenn eine Anstiegflanke ( ¹O¹-^. ¹I ') des Eingangssignals an der Leitung je am Takteingang C erscheint. Diese "1", die an der Leitung h am Eingang des Tores 68 erscheint, welches Tor als Inverter wirksam ist, steuert den Torausgang an der Leitung _j nach "O" und zwar mit einer Geschwindigkeit, die von dem Wert des Kondensators C 2 · abhängig ist. Bisher war die Leitung J^ auf "1" und dadurch der Ausgang des Tores 69 auf "0". Der Wert der Widerstände R3 und Rk ist in bezug auf den Schaltspannungs-

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pegel des Tores 69 derart bemessen, dass das Tor 69 zum Erhalten eines 1-Ausganges zum Ruckstelleingang R der Flip-Flopschaltung 58 schaltet wenn die von dem Tor 68 und dem Kondensator C2 erzeugte abfallende Flanke einen vorbestimmten Pegel erreicht hat. Auf diese Weise -wird eine abfallende Flanke einer vorbestimmten Dauer erzeugt an der Ausgangsleitung j_ und zwar unmittelbar nach dem Auftritt der Anstiegsflanke des Eingangssignals an der Leitung e_. Es ist diese abfallende Flanke, die von den Abtastimpulsen abgetastet wird, die bei jeder Anstiegsflanke des anderen Eingangssignals (an der Leitung a, Fig. 6 und 7) erzeugt werden und die Dauer dieser Flanke ist wesentlich grosser als die der Abtastimpulse. Sobald die "1" vom Tor 69.am Rückstelleingang R der Flip-Flopschaltung 67 erscheint, wird diese zurückgestellt und verursacht am Q-Ausgang eine "0", wodurch der Kondensator C2

sich entlädt bis ein Punkt erreicht wird, wo das Ausgangssignal des Tores 69 wieder nach "0" geht und den Rückstell-"1"-Eingang zur Flip-Flopschaltung 67 entfernt. Der Q-Ausgang der Flip-Flopschaltung 67 an der Leitung £ geht also nach "O" und die Q-Ausgänge an der Leitung f_ gehen nach "1" für die Dauer der erzeugten abfallenden Flanke und geben eine Information über die Flankendauer zum zweiten Abtastimpulsgenerator 60, zur logischen Schaltung 3I und zu der zweiten Kiasenvergleichsanordming 61,

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Der Ausgang an der Leitung j_ wird vom Schalter abgetastet und dem Pufferverstärker 19 zugeführt, wie dies in bezug auf Fig. k beschrieben wurde. Das Ausgangssignal des Verstärkers 19 ist wie in der Wellenform 17 nach Fig. dargestellt und wird dem Eingang eines Abtastschalters zugeführt. Dieser Schalter wird von einem zweiten Abtastimpulsgenerator (Fig. 6 und 9) geregelt, der zwei NOR-Tore 72, einen Widerstand R5 und· einen Kondensator C3 enthält. Dieser Impulsgenerator ist auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 7 wirksam mit Ausnahme davon, dass in diesem Fall das Aequivalent des. Inverters 6k aus Fig. 7 nicht vorgesehen ist mit dem Ergebnis, dass ein Abtastimpuls erzeugt wird beim Empfang einer abfallenden Flanke der Wellenform k, d.h. am Ende der abfallenden Flanke. Der Abtastimpuls an der Leitung m regelt den Schalter 63. Die Grosse des Abtastimpulses wird durch die für den Kondensator C3 und den Widerstand R5 gewählten Werte geregelt Zusammenfassend lässt sich sagen, dass eine erste Reihe von Abtastimpulsen, die mit den Anstiegsflanken der Eingangswellenform an der Leitung a. zusammenfallen, vom ersten Abtastimpulsgenerator 23 erzeugt wird (Fig. 6 und 7) und dass eine zweite Reihe von Abtastimpulsen vom zweiten Abtastimpulsgenrator 00 (Fig. 6 und 9) am Ende der abfallenden Flanken erzeugt wird. Dieses weitere Abtasten der Wellenform I7 führt zu einer Verringerung des Wechselstromanteils (Welligkeit), da die Grosse der

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zweiten Abtastimpulse wesentlich, grosser sein kann als die der ersten Abtastimpulse. Es kann folglich zum Aufladen des integrierenden Kondensators C5 mehr Zeit verwendet werden mit dem Resultat, dass dieser Kondensator eine grössere Kapazität haben kann als C4 und dass die Welligkeit wesentlich verringert wird. In der Praxis kann der Welligkeitsanteil auf ein Minimum beschränkt werden, was nur durch das Schaltübersprechen des Schalters beschränkt wird. Das Signal am Kondensator C 5 wird dann über den Pufferverstärker 62 dem Schalter 41 zugeführt. ·

Fig. 10 zeigt die Schaltungseinzelheiten der frequenzabtastenden logischen Schaltung 31 aus Fig. 6 und enthält vier NOR-Tore 73 bis 76 und drei Flip-Flopschaltungen 77 bis 79 vom D-Typ. Durch den Inverter 12 (Fig. 6) ist das Signal an der Leitung 11 "0", und zwar während der "1"-Abtastimpulse an der Leitung b. Wie in bezug auf Fig. erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung f_ "1" und das Signal an der Leitung g. "0" während der Abfallflankeh- ' periode. Dadurch erscheint, wenn der Abtastimpuls während dieser Periode auftritt, am Ausgang des Tores 73 synchron zum Abtastimpuls ein "1"-Impuls. Durch die Tatsache, dass am D-Eingang der Flip-Flopschaltung 85 ständig eine "1" vorhanden ist, werden die Flip-Flopschaltungen 77 und 78 gestellt (wenn sie sich nicht bereits an dem "Stell"-zustand*befinden).

_ ψ.

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Das Signal an der Leitung k ist während der Abfallsflankenperiode " 1" und dadurch, ist das Tor Th für diese Periode geschlossen. Abtastinipulse ("0" an der Leitung η) , die während dieser Periode auftreten, werden dadurch vom Tor Jk gesperrt. Wenn zu einer Zeit anders als während der Abfallflanke ein Abtastimpuls auftritt, ist das Tor 7k geöffnet und die "1" an dem Ausgang stellt die Flip-Flopschaltung und 78 zurück (wenn sie sich nicht bereits in den Ruckstell« zustand befinden) . Dadurch ist das Signal an der Leitung p_ eine "1" wenn während der Periode der abfallenden" Flanke abgetastet wird und das Signal an der Leitung t_ ist während aller anderen Zeiten eine "1". Die Tore 75 und 76 sind dadurch geschlossen wenn eine Abtastung auftritt während der Periode der abfallenden Flanke und die elektronischen Schalter 46 und 47 (Fig. 6) können nicht wirksam werden. Der elektronische Schalter 4l wird während dieser Periode durch die "1" an der Leitung jd betrieben und der Signalabtastwert am Ausgang des Pufferverstärkers 62 wird der Ausgangsklemme 48 zugeführt. Andererseits, wenn zu jeder anderen Zeit als während der Periode der abfallenden Flanke Abtastimpulse auftreten, vermeidet die ¹¹O" an der Leitung p_ den Betrieb des Schalters 41 und ermöglicht den Schaltern 75 und 76 auf die Q- und Q-Ausgangssignale der Flip-Flopschal tung 79 wirksam zu werden. Der Betrieb der Flip-Flopsclialtung 79 ist von dem Betrieb der zweiten Phasenvergleichs-

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anordnung 61, die in .Fig. 11 detailliert dargeßtellt ist, ■ abhängig.

In Fig. 11'. enthält-die dargestellte zweite

Phasenvergleichsanordnung eine bekannte Vergleichsanordnung mit zwei Flip-Flopschaltungen 81, 82 und einem NOR-Tor 83, dessen Ausgang mit den S (Stell)-Eingängen der beiden Flip-Flopschaltungen verbunden ist. Die Q-Ausgänge der Flip-Flopschaltungen 81, 82 sind mit Eingängen des Tores verbunden. Der Takt(c)-Eingang der Flip-Flopschaltung 81 ist über die Leitung ^f mit einem Ausgang der Flip-Flopschaltung 67 in Fig. 8 verbunden, der synchron mit der Anstiegsflanke der Signaleingangswellenform an der Leitung ja ansteigt. Der Takteingang der Flip-Flopschaltung 82 ist über die Leitung £ mit einem Ausgang des Abtastimpulsgenerators 23 (Fig. 7) verbunden, der synchron zur Anstiegsflanke der Eingangssignalwellenform an der Leitung a nach "1" ansteigt. Die Anordnung vergleicht also auf wirksame Weise die zwei Signaleingangswellenformen.

Wenn zunächst vorausgesetzt wird, dass die Anstiegsflanke der Wellenform an der Leitung f_ zu der auf der Leitung je (als der"phasenvorgerückte" Zustand bezeichnet) voreilt und dass die Flip-Flopschaltungen 81, sich im Stell-Zustand (Q = "1") befinden, wird die Flip-Flopschaltung 81 durch die Anstiegsflanke auf der Leitung f_

zurückgestellt (θ. = θ). Die Flip-FLopschaltung 82 wird dann

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durch, die Anstiegsflanke auf der Leitung £ rückgestellt. Sobald dies erfolgt, öffnen die zwei "0"-Eingänge zum Tor 83 dieses Tor und sein "1"-Ausgang bringt jede der Flip-Flopschaltungen 81, 82 in den Stellzustand wieder zurück (Q = "1").Folglich erscheint an dem Q-Ausgang der Flip-Flopschaltung 81 ein "1"-Impuls mit einer Dauer (impulsgrösse) entsprechend der Periode zwischen den Anstiegsflanken der Wellenformen an den Leitungen _f und £ und es erscheint ein "!"-Impuls mit einer äusserst kurzen Dauer (die Schaltzeiten des Tores 83 und der Flip-Flopschaltung 82) am' Q-Ausgang der .Flip-Flopschaltung 82 synchron zur Vorderflanke der Wellenform, die an der Leitung £ erscheint. Dadurch ist die Grosse des "1"-Impulses am Q-Ausgang (Leitung js) der' Flip-Flopschaltung 81 zum Phasenunterschied zwischen den zwei Eingängen an den Leitungen f_ und £ unmittelbar proportional. Wenn nun vorausgesetzt wird, dass die Vorderflanke der Signalwellenform an der Leitung jF zu der an der Leitung c. (die als "phasenverzögerter"-Zustand bezeichnet wird) nacheilt und dass die Flip-Flopschaltungen 81 und 82 sich im Stellzustand (Q = "1") befinden, wird die Flip-Flopschaltung rückgestellt unmittelbar gefolgt von der Flip-Flopschaltung 81, wonach auf die bereits obenstehend beschriebene Weise

die beiden Flip-Flopschaltungen wieder vom Tor 83 gestellt i

werden* Also die Grosse des "1"-Impulses am Q-Ausgang

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(Leitung ν) des Tores 82 ist zum Nach.eilphasenuntersch.ied zwischen den zwei Eingängen direkt proportional.

Die Q-Ausgangssignale der FlIp-Flopschaltungen 81 und 82 werden den D- und C-Eingängen der Flip-Flopschaltung (Fig. 10) über die Leitungen _s_ bzw. ν zugeführt. Den Betrieb der Flip-Flops'chältungen 81 und 82 (Fig. 11) zusammenfassend erscheint an der Leitung ν am Ende eines "1"-Impulses "an der Leitung ^ ein kurzer "1"-Impuls für den phasenvorgerückten Zustand und umgekehrt für den phasenverzögerten Zustand. Die Flip-Flopschaltung 79 ist also während des phasenvorgerückten Zustandes ständig gestellt (Q =_; "1") und in dem phasenverzögerten Zustand ständig rückgestellt (Q = "0"). Die Q- und Q-Ausgangssignale der Flip-Flopschaltung 79 werden Eingängen von zwei NOR-Toren 75 und 76 zugeführt, wobei die anderen Eingänge dieser Tore aus dem Q-Ausgang (Leitung p_) der Flip-Flopschaltung 78 gespeist werden. Wie obenstehend erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung p_ "1" wenn während der Abfallflankenperiode eine Abtastung stattfindet und "O" zu jeder anderen Zeit; die Tore 75 ^un<ä 76 sind also geschlossen wenn während der Abfallflankenperiode eine Abtastung auftritt. Dadurch können die Schalter 46 und ^7 aus Fig. 7 während dieser Periode nicht wirksam sein. In dem phasenvorgerückten Zustand sind die Q- und Q-Ausgänge der Flip-Flopschaltung 79 "1" bzw· "O" wenn zu anderen. Zeiten als während der Abfallflanke· eine Abtastung

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stattfindet mit dem Resultat, dass das Signal an der Leitung r "1" ist, und der Schalter 46 an der Klemme 48 (Fig. 6) eine "O" gibt. Folglich, wird für den phasenvorgerückten Zustand der Schalter 41 wirksam wenn während der* Abfallflankenperiode eine Abtastung auftx^itt und zwar zum Herbeiführen des abgetasteten Ausgangssignals der Klemme und wenn zu jeder anderen Zeit (d.h. wenn die Phasenvoreilung grosser ist als die, die durch die Abfallflankenperiode dargestellt ist) eine Abtastung auftritt, hält der Schalter die Klemme 48 in dem Zustand "0". Für den phasenverzögerten Zustand wird das Tor 75 geöffnet und der Schalter 47 ist wirksam, wenn eine Abtastung zu anderen Zeiten als während der Abfallflankenperiode auftritt. Folglich erscheint an der Klemme 48 unter-diesen Umständen eine "1" und die Ausgangskennlinie dex- in bezug auf die Fig. 6 bis 11 beschriebenen Phasenvergleichsanordnurig, ist wie in Fig. 5· Das Ausgangssignal "1" an der Leitung _t,

Fig. 6 und 10, kann gegebenenfalls als Anzeigesignal

r benutzt werden und zwar dafür, dass die Vergleichsanordnung.

"nicht verriegelt" ist in einem Phasenverriegelungsschleifensystemj d.h., dass während der Abfallflankenperiode keine-Abtastung stattfindet.-

Die jeweiligen Tore, Verzögerungsflip-Flopscli^altungen, Schalter und Verstärker aus Fig. 7 bis 11, die in einer praktischen Ausführungsform verwendet wurden,

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■waren handelsübliche·integrierte Schaltungsblöcke und zwar wie folgt:

Vierer-NOR-Tor, Motorola Typ MC14OO1 6k, 65, 66, 68, 69, 71, 72, 73, 74, 75, 76, 83, 11, 12;

Doppel-Flip-Flopschaltung vom D-Typ,

Motorola, Typ MC14O13.
67, 77, 78, 79, 81, 82;

Vierer-Analogschalter, Motorola, Typ MC14O16 16, in, h6, 47, 63;

Operationsverstärker, RCA, Typ CA3130.

Die jeweiligen Widerstands- und Kapazitätswerte waren wie folgt:

R1 - 1 kOhm . C1 100 pF

R2 - 4.7 kOhm C2 - 100 pF

R3 - 4.7 kOhm ' C3 - 470 pF R4 - 10 kOhm Ck - 22 pF

R5 - 3.3 kOhm C5 - 820 pF

C6 - 120 pF

Obschoh- eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben wurde, in der die Vergleichsanordnung durch die Vorderflanken der jeweiligen Eingangssignalwellenformen wirksam wurde, bezieht sich die Erfindung ebenfalls auf eine Vergleichsanordnung, die auf die Rückflanken der Eingangs-, weilenformen wirksam wird. In diesem Fall müssten die

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zwei ¥ellenformen dasselbe "1"-zu—"O"-Verhältnis aufweisen; sonst könnten Phasenfehler eingeführt werden. Selbstverständlich können die dargestellten Ausführungsformen auch auf eine für den Fachmann bekannte Weise geändert werden, wodurch sie durch die abfallenden Flanken statt der Anstiegsflanken der Eingangswellenformen wirksam werden und wodurch andere Formen von Toren und Flip-Flopschaltungeii als in den Fig. 7 bis 11 dargestellt, verwendet werden können.

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ORIGINAL INSPECTED

Claims

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PATENTANSPRÜCHE

1 ./ Digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen von ersten und zweiten binären Eingangssignalen, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Abtastschalter aufweist, der jeweils beim. Auftritt einer bestimmten Flanke des ersten Eingangssignals für eine bestimmte Periode in den Betriebszustand gebracht wird, einen Impulsformer dem das zweite Eingangssignal zugeführt wird, zum Erzeugen eines synchron zum zweiten Eingangssignal auftretenden trapezförmigen Signals, dessen Flanken je eine vorbestimmte Neigung aufweisen, die jeweils weniger als 18O° des trapezförmigen Signals beaufschlagen und die je eine grössere Dauer haben als die der genannten bestimmten Periode, dass der Abtastschalter den Wert des trapezförmigen Signals in jedem Betriebszustand des Schalters abtastet und ein Abtasthaltekreis vorgesehen ist, der den abgetasteten Wert zwischen Abtastzeitpunkten speichert und ein dem abgetasteten Wert entsprechendes.analoges Signal am Ausgang der Vergleichsanordnung liefert, und dass die Vergleichsanordnung weiter einen Detektor enthalt, der in dem Falle, wo der Abtastschalter anders als innerhalb der Dauer einer der Flanken des trapezförmigen Signals in den Betriebszustand gebracht wird, das analoge Signal am Ausgang der Ver- ^ gleichsanordnung ersetzt durch jeweils eines von zwei

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ORIGINAL INSPECTED

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gegenübereinander einen verschiedenen vorbestimmten konstanten Gleichstrompegel aufweisenden Signalen und zwar abhängig davon, ob der Phasenunterschied zwischen den beiden Eingangssignalen zunimmt bzw. abnimmt.
2. Digitale Phasenvergleichsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte gegebene Flanke jeses Signals die Vorderflanke desselben ist.
3. Digitale Phasenvergleichsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangspegel der zwei Gleichstromsignale mit je einem Grenzpegel des analogen Ausgangssignals zusammenfallen.
h. Digitale Phasenvergleichsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem genannten Abtasthaltekreis und dem Ausgang der Vergleichsanordnung ein Pufferverstärker geschaltet ist.
5. Digitale Phasenvergleichsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Abtasthaltekreis und dem Ausgang der Vergleichsanordnung ein zweiter Abtastschalter und zwischen dem zweiten Abtastschalter und dem genannten Ausgang ein zweiter Abtasthaltekreis vorgesehen ist.

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