CH622391A5

CH622391A5 -

Info

Publication number: CH622391A5
Application number: CH64478A
Authority: CH
Inventors: Michael Alexander Graham Clark; Michael James Underhill
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1977-01-24
Filing date: 1978-01-20
Publication date: 1981-03-31
Also published as: DE2802626A1; AU509618B2; NL174789C; JPS5751906B2; CA1110715A; NL7800705A; AU3257778A; IT7819505A0; BE863211A; FR2378304A1; DE2802626C2; GB1519933A; BR7800380A; US4184122A; FR2378304B1; DK30678A; IT1092851B; JPS5393880A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen erster und zweiter binärer Eingangssignale.

Derartige Phasenvergleichsanordnungen werden in vielen Systemen verwendet, in denen ein Signal, das für den Phasenunterschied (abnehmend oder zunehmend) zwischen zwei Eingangssignalen kennzeichnend ist, erforderlich ist, beispielsweise in Frequenzmesssystemen grosser Genauigkeit und in phasenverriegelten Schleifen (PLL). Phasenverriegelte Schleifen werden beispielsweise dazu verwendet, die Frequenz eines Oszillators auf einer Eingangsfrequenz bzw. einem Vielfachen oder einem Untervielfachen derselben zu verriegeln. Eine Frequenzsyntheseanordnung ist ein Beispiel einer derartigen Verwendung.

Eines der Hauptprobleme bei Systemen, die digitale Phasenvergleichsanordnungen benutzen, ist das Lecken der Vergleichsanordnung, welche Erscheinung oft als von dieser Anordnung erzeugtes Rauschsignal betrachtet werden kann. Dieses Rauschsignal enthält im wesentlichen Komponenten der Eingangssignalfrequenz, die nebst dem gewünschten Signal am Ausgang der Anordnung erscheinen. Deswegen werden Filter, die oft sehr kompliziert sind, dazu verwendet, dieses Lek-ken zu verringern. Es folgt nun eine Beschreibung der Effekte eines derartigen Rauschsignals in bezug auf eine spezielle bekannte Verwendung eines digitalen Phasenvergleichers, und zwar in einer phasenverriegelten Schleife, die in einer Frequenzsyntheseanordnung benutzt wird.

Fig. 1 der Zeichnung zeigt eine bekannte Frequenzsynthese-Anordnung mit einer einfachen phasenverriegelten Schleife, in der die Ausgangsfrequenz M-mal einer Bezugsfrequenz Fr ist, die einer Bezugsquelle 1, wie einem kristallgesteuerten Oszillator, entnommen wird. Das Ausgangssignal der Quelle 1 wird einem Eingang des Phasenvergleichers 2 zugeführt und das Ausgangssignal eines ^ M Frequenzteilers 3 wird dem anderen Eingang des Phasenvergleichers 2 zugeführt. Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 2 wird einer Schleifen-verstärker-und-Filtereinheit 4 zugeführt, deren Ausgangssignal die Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 5 steuert. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 5 bildet das Ausgangssignal der Synthese-Anordnung und wird auch dem Eingang des Frequenzteilers 3 zugeführt. Wenn vorausgesetzt wird, dass das Rauschsignal N des Verstärkers und des Phasenvergleichers in das System über eine gestrichelt dargestellte Addieranordnung 6 eingeführt wird, wird das Phasenrauschen A0 am Ausgang der Synthese-Anordnung für Frequenzen unterhalb des Grenzpunktes der Schleife annähernd durch die folgende Formel gegeben:

A0 = N x M/K0

wobei K0 die Verstärkung der Vergleichsanordnung in Volt pro Periode ist. In vielen Anwendungsbereichen ist die Bezugsfrequenz in der Grössenordnung von 10 kHz und die Ausgangsfrequenz einige zehn bzw. einige hundert MHz. Auf diese Weise ist M im allgemeinen sehr gross und das Phasenrauschen sehr hoch. Eine typische Phasenvergleichsanordnung hat eine geringe Verstärkung, beispielsweise 5 V/Periode und das sich daraus ergebende Rauschen verursacht vorwiegend nahelie2

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gende Rauschseitenbänder.

Dieses Rauschen, das am Ausgang der Verstärker-und-Fil-tereinheit 4 erscheint, verursacht eine geringe Abweichung der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 5. Um dieses Problem zu lösen, wurde bisher eine Schleife verwendet mit einer sehr schmalen Bandbreite, und man verliess sich auf den spannungsgesteuerten Oszillator um die erforderliche spektrale Reinheit zu erreichen oder es wurde eine mehrfache Schleife gewählt als Lösung dazu, M zu verringern. Mehrfache Schleifensysteme sind jedoch kompliziert und erfordern in einigen Fällen die Verwendung mehrerer Bezugsoszillatoren. Ein Beispiel einer Frequenzsyntheseanordnung mit einer mehrfachen Schleife ist in «Frequency synthesiser RY 746 for HF receivers and transmitters» von P. Bikker, Philips Télécommunication Review, Heft 30, Nr. 3, August 1972, beschrieben worden, und ein Beispiel einer Synthese-Anordnung mit mehreren Oszillatoren ist in RCA Digital Integrated Circuits Application Note ICAN-6716, Seite 610, beschrieben worden.

Aus der britischen Patentschrift Nr. 947 053 ist beispielsweise eine phasenverriegelte Schleife bekannt, in der die Phasenvergleichsanordnung einen Phasenvergleicher mit einem schmalen Bereich (etwa 5°) und einer hohen Verstärkung und parallel dazu einen Frequenzvergleicher mit einem breiten Bereich und einer geringen Verstärkung enthält. Wenn die zwei Eingangssignale einen geringen Phasenunterschied aufweisen, der in dem schmalen Phasenbereich liegt, hat die Phasenvergleichsanordnung eine grosse Verstärkung K0; daher ist das Rauschen A0 dieser Vergleichsanordnung niedrig. Dies ist der normale Betriebsumstand, da die phasenverriegelte Schleife die Phase des Oszillators auf der Phase der Bezugsfrequenz verriegelt. Wenn der Phasenunterschied grösser ist als der schmale Phasenbereich, beispielsweise während der Einstellung, schafft der Frequenzvergleicher mit dem grossen Bereich und der niedrigen Verstärkung den wesentlichsten Teil des Ausgangssignals. Es sei darauf hingewiesen, dass ungeachtet der Tatsache, welcher Vergleicher das Phasendifferenz-signal verschafft, die beiden Vergleicher das Rauschen in dem gemeinsamen Ausgangssignal erzeugen. Auf diese Weise wird der inherente Vorteil eines hohen Signal-Rauschverhältnisses in dem Vergleicher mit der grossen Verstärkung und dem schmalen Bereich durch das Rauschen, das von dem Vergleicher mit der niedrigen Verstärkung und dem grossen Bereich erzeugt wird, zum grössten Teil rückgängig gemacht.

Weiter sind andere Vergleichsanordnungen mit einem grossen Bereich bekannt, die einen Phasenvergleicher mit einem schmalen Bereich (meistens 360°) und einen einzelnen Frequenzdiskriminator enthalten, um einen grossen Bereich zu erhalten. Zwei einzelne Ausgangssignale werden geliefert, wobei dasjenige des Phasenvergleichers im allgemeinen als das Feinregelausgangssignal bezeichnet wird und dasjenige des Frequenzdiskriminators als Grobregelausgangssignal. Das Anordnen von zwei Ausgängen weist mehrere Nachteile auf. An erster Stelle wird die Apparatur, die von den zwei Ausgangssignalen gesteuert wird, beispielsweise ein spannungsgesteuerter Oszillator, infolge der Tatsache, dass zwei einzelne Eingangskreise notwendig sind, kompliziert. Ein gleichmässi-ger Übergang des spannungsgesteuerten Oszillators vom einen Kreis zum anderen bereitet sehr grosse Schwierigkeiten. Zweitens sind Massnahmen notwendig, um zu vermeiden, dass das eine Regelsignal dem Effekt des anderen entgegenwirkt. Drittens wird in jedem Ausgangssignal ein Rauschsignal erzeugt.

Den ersten Nachteil gibt es mehr oder weniger in allen Pha-senvergleichern von dem zusammengestellten Typ - d. h. Vergleicher, die einen zentralen Bereich haben, in dem die Charakteristik (die Änderung des Eingangsphasenunterschiedes A(02—0i) geteilt durch die entsprechende Änderung ÀV der Ausgangsspannung) linear ist und weiter zwei flankierende Bereiche haben, in denen die Charakteristik nicht linear ist. Die

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schroffen Übergänge in der Charakteristik bei den Verbindungspunkten der zentralen und der flankierenden Bereiche verursachen mehrere Nachteile, von denen die wichtigsten sind, dass Unstabilität bei diesen Verbindungspunkten entstehen kann und dass der spannungsgesteuerte Oszillator unter bestimmten Umständen durchschiessen kann. Bisher wurden diese Nachteile nur auf Kosten der Erhöhung der Einstellzeit der phasenverriegelten Schleife überwunden. Auf diese Weise sind bestehende Entwürfe ein Kompromiss zwischen entgegengesetzten Anforderungen, wie es sich aus der nachfolgenden Beschreibung an Hand der Fig. 2 und 3 zeigen wird.

Wenn der Phasenvergleicher nach Fig. 1 eine zentrale lineare Charakteristik mit einem schmalen Bereich und einer hohen Verstärkung und folglich eine steile Neigung hat, damit das Lecken vermieden wird, welche Charakteristik durch Charakteristiken mit einem grossen Bereich und einer niedrigen Verstärkung flankiert werden und folglich eine allmählichere bis Null abnehmende Neigung aufweist, so werden, wenn der Phasenunterschied (0i-0z) - meistens als Phasenfehler bezeichnet - so klein ist, dass der Phasenvergleicher im steilen Teil der Neigung wirksam ist, die dynamischen Eigenschaften der phasenverriegelten Schleifen auf normale Weise bestimmt werden, und die Verriegelungszeit kann in einem gut entworfenen Kreis kurz sein. Wenn der Phasenfehler jedoch gross genug ist, um den Phasenvergleicher in den flankierenden Neigungen arbeiten zu lassen, wird ein linearer Betrieb nicht erreicht. Bei einer allmählichen, bis Null abnehmenden Neigung ist das Schleifenfilter als Integrator mit einer relativ kleinen (praktisch festen) Steuerspannung am Eingang wirksam. Auf diese Weise ändert die Ausgangsspannung des Filters und folglich des spannungsgesteuerten Oszillators nur relativ langsam in der geeigneten Richtung zum Minimalisieren des Phasenfehlers. Die obere Kurve a in Fig. 2 und 3 zeigt einen Phasensprung, der durch Änderung des Teilerverhältnisses M im Frequenzteiler 3 nach Fig. 1 verursacht wird und die untere Kurve b zeigt, jeweils in demselben horizontalen Zeitmassstab die sich daraus ergebende Änderung in der Steuerspannung, die dem spannungsgesteuerten Oszillator 5 zugeführt wird.

Fig. 2 zeigt einen kleinen Frequenzsprung einer verriegelten Frequenz (Phase) Ml zu einer neuen Frequenz (Phase) M2 und die entsprechende geringfügige Änderung von VI zu V2 in der Steuerspannung, die dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird. Der Übergang von VI zu V2 ist in diesem Fall ziemlich schnell, da vorausgesetzt wird, dass der Sprung innerhalb des schmalen, steilen Neigungsbereiches des Phasenvergleichers liegt.

Fig. 3 zeigt eine grosse Frequenz (Phasen-)Änderung von Ml nach M3 und die entsprechende relativ langsame Änderung (ausgezogene Linie) in der Regelspannung von VI nach V3. In diesem Fall wird vorausgesetzt, dass die Frequenzänderung derart ist, dass der Phasenvergleicher in einem der flankierenden Teile der Charakteristik wirkt, der eine Neigung entsprechend Null hat.

Damit eine schnelle Stossantwort, wie in Fig. 2 dargestellt, über den ganzen grossen Bereich der Syntheseanordnung beibehalten wird, wäre es theoretisch notwendig, die steile Neigung der Charakteristik in den beiden Richtungen zu verlängern um den ganzen Bereich linear zu machen. Im Falle einer sehr hohen Verstärkung (Neigung) würde der erforderliche Spannungsbereich jedoch in der Nähe von einem Kilovolt oder mehr liegen, was in der Praxis für die verfügbaren spannungsgesteuerten Oszillatoren nicht üblich ist.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine digitale Phasenvergleichsanordnung zu schaffen, die alle den obengenannten bekannten Anordnungen anhaftenden Nachteile in wesentlichem Masse ausschaltet.

Dies wird erfindungsgemäss in einer digitalen Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen erster und

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zweiter binärer Ausgangssignale durch die im Patentanspruch 1 angeführten Merkmale erreicht.

Nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung besteht die digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen erster und zweiter binärer Eingangssignale, die mit ersten und zweiten Eingangsklemmen für die ersten bzw. zweiten Eingangssignale versehen ist, darin, dass sie mit einem ersten Phasenvergleicher versehen ist, dessen Eingänge an die genannten Eingangsklemmen angeschlossen sind und dessen Ausgangs-spannung-Eingangsphasendifferenzcharakteristik zwischen ersten und zweiten Ausgangsspannungspegeln in einem ersten Eingangsphasendifferenzbereich von weniger als 180° praktisch linear ist, ferner mit einem ersten Kreis zum Verbinden des Ausgangs des ersten Phasenvergleichers mit einer ersten Zwischenklemme, falls der Eingangsphasenunterschied innerhalb des genannten ersten Bereiches liegt, und mit einem zweiten Kreis zum Verbinden eines ersten oder eines zweiten konstanten Spannungspegels mit der ersten Zwischenklemme, falls der Eingangsphasenunterschied ausserhalb des genannten ersten Bereiches liegt in der einen bzw. der anderen Richtung, wobei die zwei Spannungspegel und das Ausgangssignal des ersten Phasenvergleichers zusammen eine kontinuierliche Charakteristik bilden, welche Anordnung weiter mit einem zweiten Phasenvergleicher versehen ist, dessen Eingänge an die genannten Eingangsklemmen angeschlossen sind und dessen Ausgangsspannung-Eingangsphasendifferenzcharakteri-stik über einen zweiten Eingangsphasendifferenzbereich, der wesentlich grösser ist als der des ersten Phasenvergleichers, praktisch linear ist, mit einem dritten Kreis zum Verbinden des Ausganges des zweiten Phasenvergleichers mit einer zweiten Zwischenklemme falls der Eingangsphasenunterschied ausserhalb des genannten ersten Bereiches liegt und mit einem Summierkreis zum Kombinieren von Signalen an den genannten ersten und zweiten Zwischenklemmen in einem derartigen Verhältnis, dass die kombinierte Ausgangscharakteristik über den genannten zweiten Phasendifferenzbereich praktisch linear ist.

Eine erfindungsgemässe Phasenvergleichsanordnung kombiniert auf diese Weise im wesentlichen drei einzelne Charakteristiken, und zwar eine erste Charakteristik mit einem schmalen Bereich und einer grossen Verstärkung, die nur wirksam ist, um das Ausgangssignal zu erzeugen, wenn der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen innerhalb des schmalen Bereiches liegt, eine zweite Charakteristik mit konstanter Verstärkung, die aus zwei Teilen zusammengestellt ist, die die Grenzspannungen der ersten Charakteristik konstant halten, wenn der Phasenunterschied sich bis ausserhalb des schmalen Bereiches der beiden Richtungen erstreckt - wobei diese zwei Charakteristiken eine einzige kontinuierliche Charakteristik bilden, und eine dritte Charakteristik, die sich über einen wesentlich breiteren Phasendifferenzbereich linear erstreckt. Die dritte Charakteristik wird mit der zweiten Charakteristik proportional kombiniert, um eine kombinierte Charakteristik zu schaffen, die über den genannten breiteren Bereich praktisch linear ist.

Eine Phasenvergleichsanordnung nach der Erfindung weist die Hauptvorteile auf, dass sie tatsächlich ein sehr geringes Lecken aufweist, wenn die Phasen der zwei Eingangssignale dicht beisammen liegen, und dass bei Verwendung in rückgekoppelten Regelschleifen, wie phasenverriegelten Schleifen, eine schnelle Verriegelung erreicht werden kann, sogar wenn die Anordnung nur einen Ausgang hat Dies vereinfacht das Entwerfen zugehörender Apparatur wesentlich.

Der Summierkreis zum Kombinieren der Ausgangssignale wird vorzugsweise durch einen Operationsverstärker mit einem Rückkopplungskreis gebildet. Dadurch kann der Summierkreis äusserst einfach sein (ein einziger Widerstand für jedes der zwei Signale, die kombiniert werden müssen, wobei das Verhältnis der Widerstandswerte dieser Widerstände die kombinierten Proportionen bestimmt). Wenn der Rückkopplungskreis eine Reaktanz enthält, wird weiter ein aktives Filter erhalten, das nicht nur als Integrator für das Ausgangssignal des zweiten Phasenvergleichers dient, sondern auch die Notwendigkeit eines einzelnen Schleifenfilters in phasenverriegelten Schleifen, die die Anordnung nach der Erfindung als Phasenvergleicher verwenden, ausschaltet, oder mindestens die Konstruktion des Schleifenfilters wesentlich vereinfacht.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 4 ein Blockschaltbild des ersten Phasenvergleichers einer Anordnung nach der Erfindung, der die Grundprinzipien derselben zeigt,

Fig. 5 typische Signalformen, die in dem Phasenvergleicher nach Fig. 4 auftreten,

Fig. 6 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemässen Anordnung,

Fig. 7 die Phasen-Spannungscharakteristik des Ausführungsbeispiels nach Fig. 6,

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer erfindungsgemässen Anordnung,

Fig. 9 bis 14 detaillierte Schaltpläne der Blöcke nach Fig. 8, Fig. 15 eine Darstellung der Art und Weise, wie die jeweiligen Phasen-Spannungskennlinien kombiniert werden, um eine lineare Ausgangscharakteristik zu erhalten.

In Fig. 4 ist ein Eingang 11 für das erste der beiden binären Signale, die in Phase verglichen werden müssen, mit einem Eingang 12 eines Trapezsignalformgenerators 13 verbunden, von dem ein Ausgang 14 mit einem Eingang 15 eines Abtastschalters 16 verbunden ist. Ein Ausgang 17 des Schalters 16 ist mit einem Eingang 18 eines Trennverstärkers 19 mit einem Verstärkungsfaktor 1 und mit einem Speicherkondensator 20 verbunden. Ein Eingang 21 für das zweite der beiden binären Signale ist mit einem Eingang 22 eines Abtastimpulsgenerators 23 verbunden, von dem ein Ausgang 24 mit einem Steuereingang 25 des Schalters 16 verbunden ist. Ein Ausgang 26 des Verstärkers 18 bildet den Ausgang des Vergleichers.

Die Wirkungsweise des Vergleichers nach Fig. 4 wird nun an Hand typischer Signalformen, die darin auftreten können und in Fig. 5 dargestellt sind, näher beschrieben. Jede Signalform hat das Bezugszeichen des Punktes in dem Kreis in Fig. 4, wo diese Signalform erscheint. Die Eingangsspannungen des Vergleichers werden die typische Form aufweisen, wie sie in Fig. 5 bei 11 und 21 dargestellt ist und nötigenfalls wird dazu Impulsbildung angewandt Der Generator 13 erzeugt die Signalform 14 synchron zu mindestens der Vorderflanke der entsprechenden Signalform 11. Der Impulsgenerator 23 erzeugt Impulse entsprechend der Signalform 24, wobei die Vorderflanke jedes Impulses zu der Anstiegsflanke der entsprechenden Signalform 21 synchron ist Jeder Impuls hat eine gewisse Dauer (beispielsweise 20 ns), die kleiner ist als die Dauer (beispielsweise 100 ns) der Anstiegsflanke der Signalform 14, welche Flanke eine konstante Neigung hat.

Wenn die zwei Eingangssignale dieselbe Frequenz haben während der Zeit, in der die Phasenbeziehung derart ist, dass die Impulse der Impulsreihe 24 während der entsprechenden Vorderflanke der Trapezsignalform 14 auftreten, wird die mittlere Spannung am Haltekondensator 20 der Spannung der Anstiegsflanke zum Abtastzeitpunkt proportional sein. Da der Trennverstärker 19 eine endliche Eingangsimpedanz hat und der Kondensator 20 einigermassen leckt, wird diese Spannung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten abnehmen. Ausserdem hat der Abtastschalter 16 einen Störungsreihenwiderstand (in Fig. 4 nicht dargestellt), und der Trapezsignalformgenerator 13 hat eine endliche Ausgangsimpedanz; dadurch wird der Kondensator 20 einige Zeit zum Aufladen brauchen. Die Signalform 17 zeigt diese Kennzeichen.

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Die Verstärkung des Phasenvergleichers ist unter diesen Umständen der Steilheit der Neigung der Anstiegsflanke der Trapezsignalform proportional und kann daher sehr hoch gemacht werden. Obschon die in der Signalform 17 dargestellte Welligkeit als Rauschanteil betrachtet werden kann,

wird die grössere Verstärkung des Vergleichers dazu führen, dass diese Welligkeit beispielsweise einen Träger in geringerem Masse moduliert wird, als durch die obenstehende Beziehung angegeben ist.

Wenn die Wiederholungsfrequenz der Eingangssignale 10 kHz beträgt, jedes Signal eine Spitze-Spitze-Amplitude von 10 V und die Trapezsignalform eine Anstiegszeit von 100 ns hat, d. h. dass der Vergleicher einen Phasendifferenzbereich von weniger als 1° hat, ist die Verstärkung des Vergleichers beim Abtasten während einer ansteigenden Flanke 104 V/Periode. Bei derselben Wiederholungsfrequenz und Spitze-Spitze-Amplitude ist die Verstärkung eines herkömmlichen Phasenvergleichers, der über einen 360°-Phasendifferenzbe-reich wirksam ist, 10 V/Periode. In diesem Beispiel ist eine tausendfache Erhöhung der Verstärkung erreicht worden.

Der an Hand der Fig. 4 und 5 beschriebene Vergleicher ist für Frequenzunterschiede zwischen den zwei Eingangssignalen unempfindlich. In den meisten in der Praxis auftretenden phasenverriegelten Schleifen wird es notwendig sein, die Schaltungsanordnung frequenzempfindlich zu machen, um Phasenverriegelung zu erreichen. Ein Blockschaltbild des Ausführungsbeispiels das diese Möglichkeit schafft, ist in Fig. 6 dargestellt, worin Punkte und Blöcke, die denen aus Fig. 4 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben sind.

In Fig. 6 hat eine logische Phasen- und Frequenzabtastschaltung 31 zwei Eingänge 32,33, mit denen die Eingänge 11 bzw. 21 der Vergleichsanordnung verbunden sind und einen dritten Eingang 34, mit dem ein Ausgang 35 eines Pegeldetektors 36 verbunden ist. Ein Eingang 37 des Detektors 36 ist mit einem Ausgang 14 des Trapezsignalgenerators 13 verbunden. Ein Ausgang 38 der logischen Schaltung 31 ist mit einem Steuereingang 39 eines elektronischen Schalters 41 verbunden. Weitere Ausgänge 42,43 der logischen Schaltung 31 sind mit den Steuereingängen 44,45 zweier weiterer elektronischer Schalter 46 bzw. 47 verbunden. Der Ausgang 26 des Trennverstärkers 19 ist mit einem Ausgang 48 der Vergleichsanordnung über den Eingang 51 und den Ausgang 52 des Schalters 41 verbunden. Die Ausgänge 53 und 54 der Schalter 46,47 sind mit je einem Ausgang 48 der Vergleichsanordnung und die Eingänge 55,56 dieser Schalter sind mit den Klemmen 57 bzw. 58 verbunden. In dem gegebenen Beispiel ist die Klemme 57 an ein negatives Potential V- angeschlossen (das beispielsweise einen logischen «0»-Pegel darstellt) und die Klemme 58 ist an ein positives Potential V+ angeschlossen (das beispielsweise einen logischen «1» Pegel darstellt).

Die Wirkungsweise der Blöcke 13,16,19,20 und 23 in Fig. 6 ist dieselbe wie die, die an Hand der Fig. 4 beschrieben wurde. Der Pegeldetektor 36 detektiert, wann die Spannung am Ausgang 14 des Trapezsignalgenerators 13 den höchsten Pegel erreicht, und liefert ein Ausgangssignal an seinem Ausgang 35 zum Eingang 34 der logischen Schaltung 31. Dieses Signal schafft zusammen mit den Eingangssignalformen an den Eingängen 32 und 33 ausreichende Information für die logische Schaltung, um den Zustand zu detektieren, dass die Vorderflanke der Signalform am Eingang 21 während der Anstiegszeit der Trapezsignalform am Ausgang 14 des Generators 13 auftritt. Selbstverständlich könnte der Ausgang 24 des Impulsgenerators 23 auch mit dem Eingang 33 der logischen Schaltung 31 verbunden werden, um den Zeitpunkt anzugeben, wann die Vorderflanke der Signalform am Eingang 21 auftritt. Wenn der obengenannte Zustand detektiert wird, gibt die logische Schaltung 31 ein Signal am Ausgang 38, um den elektronischen Schalter 41 zu steuern und dadurch den Ausgang 26 des Trenn-

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Verstärkers 19 mit dem Ausgang 48 der Vergleichsanordnung zu verbinden. Wenn also die zwei Eingangssignalformen dieselbe Frequenz aufweisen und eine derartige Phasenbeziehung haben, dass der Abtastimpuls während der Anstiegszeit der Trapezsignalform auftritt, wird der Schalter 41 geschlossen, und die Schaltungsanordnung funktioniert auf die an Hand der Fig. 4 beschriebene Art und Weise.

Die logische Schaltung 31 enthält auch einen Frequenzdifferenzdetektor, der an seinem Ausgang 42 oder 43 ein Signal liefert, und zwar abhängig davon, ob die Frequenz eines Signals am Eingang 11 kleiner oder grösser ist als die Frequenz des Signals am Eingang 21. Wenn daher die Wiederholungsfrequenzen der Signale an den Eingängen 11 und 21 fi bzw. fî sind, betätigt die logische Schaltung 31 den Schalter 46 wenn fi>f2 ist und der Schalter 47, wenn fî>fi ist. Zu jedem Zeitpunkt kann nur einer der Schalter 41,46 oder 47 betätigt werden.

Wie obenstehend erwähnt, ist die Verstärkung der Vergleichsanordnung eine direkte Funktion der Steilheit der Neigung der Trapezsignalform.

Wenn die betreffende Neigung sich über 180° der zu vergleichenden Signalform erstreckt, wird im Vergleich zu der herkömmlichen 360°-linearen Vergleichsanordnung nur die doppelte Verstärkung erreicht. Damit eine nützliche Erhöhung der Verstärkung erzielt wird, beansprucht die ansteigende Vorderflanke der Phasenvergleichsanordnung weniger als 180° der zu vergleichenden Signalform, vorzugsweise weniger als 5°.

Wenn beim Einschalten der phasenverriegelten Schleife, die die bisher beschriebene Phasenvergleichsanordnung verwendet, die Abtastimpulse zu anderen Zeitpunkten als während der ansteigenden Neigung der Trapezsignalform auftreten, sorgt das «1 »- oder «0»-Ausgangssignal an der Klemme 48 dafür, dass der spannungsgesteuerte Oszillator in der phasenverriegelten Schleife die Frequenz in der korrekten Richtung ändert. Wenn die Anfangsverhältnisse derart sind, dass keiner der Schalter unmittelbar wirksam wird, sorgen natürliche Änderungen in der Frequenz des Oszillators in der Praxis dafür, dass einer der Schalter innerhalb einiger Perioden der Eingangssignalform wirksam wird, und die phasenverriegelte Schleife wird dann in den verriegelten Zustand gebracht.

Wenn die Ladung am Kondensator 20 in Fig. 6 zwischen V+ und V- ändern kann, ist die Spannungs-Phasencharakteri-stik der Vergleichsanordnung wie in Fig. 7 dargestellt, worin die Ordinate den Phasenunterschied 02-0i zwischen den zwei Eingangssignalformen ist. Wie diese Figur zeigt, ist die Ausgangsspannung entweder V+ oder V- oder aber linear veränderlich zwischen denselben, wenn der Phasenunterschied derart ist, dass die Abtastimpulse während der Anstiegsflanke der Trapezsignalform auftreten.

Es liegt auf der Hand, dass die abfallende Flanke der Trapezsignalform 14 (Fig. 5) statt der Anstiegsflanke in dem obenstehenden Ausführungsbeispiel verwendet werden könnte.

Nebst dem bisher beschriebenen Phasenvergleicher umfasst Fig. 6 einen zweiten Phasenvergleicher (der nicht einzeln dargestellt ist), der mit der logischen Phasen- und Fre-quenzabtastschaltung 31 einen Teil gemeinsam hat. Dieser zweite Phasenvergleicher hat einen breiteren linearen Bereich 2 Tin (vorzugsweise 4 7t), wobei n eine positive ganze Zahl ist, als der erste Phasenvergleicher, und das Ausgangssignal des zweiten Phasenvergleichers erscheint an einer Klemme 95. Dieser Ausgang ist jedoch nicht mit der Klemme 95 verbunden, solange der Schalter 41 betätigt wird - wie untenstehend noch beschrieben wird.

Die Ausgangssignale, die an den Klemmen 48 und 95 erscheinen, werden in einer Kombiniereinheit 96 zusammengefügt und das kombinierte Ausgangssignal erscheint an einer Klemme 97.

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer praktischen Ausführungsform der digitalen Phasenvergleichsanordnung nach der Erfin5

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dung, welche Anordnung eine sinkende Neigung zum Abtasten benutzt, Fig. 9 bis 14 sind Schaltpläne der Blöcke nach Fig. 8. In Fig. 8 bis Fig. 14 werden kleine Buchstaben verwendet, um die jeweiligen Verbindungsleitungen zwischen den Schaltungselementen zu bezeichnen. Teile in Fig. 8, die denen in Fig. 6 entsprechen, haben in den beiden Figuren dieselben Bezugszeichen.

Wie ersichtlich, ist Fig. 8 im allgemeinen gleich Fig. 6, wobei die zusätzlichen wichtigen Elemente aus einem zweiten Abtastimpulsgenerator 60, einem zweiten Phasenvergleicher 61, einem zusätzlichen Trennverstärker 62 und einem zusätzlichen elektronischen Schalter 63 bestehen. Da die Anordnung zu einem grossen Teil mit Hilfe von genormten integrierten Schaltungsblöcken konstruiert werden kann, wie dies weiterhin noch beschrieben wird, kann wenigstens der wichtigste Teil der Schaltungsanordnung, die Kondensatoren CI bis C5 und einige Widerstände ausser Betracht gelassen, in monolithischer Form integriert werden. Dies ist durch die einschliessende unterbrochene Linie angegeben. Der Kondensator C4 entspricht dem Kondensator 20 in Fig. 6.

Die Wirkungsweise der Vergleichsanordnung wird nun an Hand der Fig. 8 bis Fig. 14 näher beschrieben. Die zu vergleichenden Eingangssignalformen werden der Vergleichsanordnung über die Leitungen a und e zugeführt, die mit den Klemmen 21 bzw. 11 verbunden sind. Der Abtastimpulsgenerator 23 aus Fig. 8 wird in Fig. 9 detailliert dargestellt und enthält drei NOR-Tore 64,65,66 mit zwei Eingängen, einen Widerstand R1 und einen Kondensator Cl. Die NOR-Tore 64 und 65 haben miteinander verbundene Eingänge und sind auf diese Weise als einfache Inverter wirksam.

Eine Anstiegsflanke («0»—«1») einer Eingangssignalform an der Eingangsleitung a verursacht eine abfallende Flanke («1»—«0») an dem oberen Eingang (in der Zeichnung) der Tore

65 und 66 und bewirkt eine ansteigende Flanke («0»—«1») an der Ausgangsleitung c. Die Spannung am Kondensator Cl ist am Anfang auf dem logischen Pegel «0». Dadurch geht der Ausgang des Tores 66 zum logischen Pegel «1». Der Kondensator Cl fängt unmittelbar an, sich aufzuladen. Nach einer Periode, die von dem Wert des Kondensators Cl und vom Widerstand R1 abhängig ist, nähert sich die Spannung dadurch dem logischen Pegel «1». Danach geht der Ausgang des Tores

66 zum logischen Pegel «0». Auf diese Weise wird an der Leitung b ein Impuls jeweils erzeugt, wenn eine Anstiegsflanke der Eingangssignalform an der Leitung a auftritt, wobei die Dauer dieses Impulses durch den Kapazitätswert des Kondensators Cl geregelt wird. In der Praxis wurde eine Impulsbreite entsprechend einigen Nanosekunden für den Abtastimpuls verwendet. Dieser Impuls betätigt den Abtastschalter 16 (Fig. 8), um die vom Signalformgenerator 13 (an der Leitung j) erzeugte Signalform abzutasten.

Die an der Leitung c synchron zu der Signalform an der Leitung a auftretende Signalform wird dem zweiten Phasenvergleicher 61 zugeführt, um als Eingangssignalform wirksam zu sein. Der Ausgangsimpuls an der Leitung b wird durch den Inverter 12 umgekehrt und der logischen Phasen- und Frequenzabtastschaltung 31 über die Leitung n zugeführt.

Fig. 10 zeigt die kombinierte Schaltungsanordnung des Signalformgenerators 13 und des Pegeldetektors 36, welche Schaltungsanordnung eine Verzögerungs-Flip-Flop-Schaltung

67 enthält, die durch eine ansteigende Flanke getriggert wird und einen Verzögerungseingang D hat, einen Takteingang C, einen Rückstelleingang R, und komplementäre Ausgänge Q und Q. Der Q-Ausgang ist mit einem Eingang des zweiten Phasenvergleichers 61 über eine Leitung f, mit einem NAND-Tor 68, das als Inverter geschaltet ist, über die Parallelschaltung eines Kondensators C6 und eines Widerstandes R2 und mit der Leitung h verbunden. Der Ausgang des Tores 68 ist an einen logischen Pegel «1» angeschlossen, und zwar über einen Spannungsteiler mit dem Widerstand R3 und R4, deren Verbindungspunkt mit den Eingängen eines NOR-Tores 69 verbunden ist, das als Inverter geschaltet ist. Der Ausgang des Tores 69 ist mit dem Rückstelleingang R der Flip-Flop-Schaltung 67 verbunden, während ein logischer Pegel «1» ständig am D-Eingang vorhanden ist. Die Widerstände R4, R3 und das Tor 69 bilden den Pegeldetektor 36 aus Fig. 6. Es sei bemerkt, dass in der nachfolgenden Beschreibung vorausgesetzt wird, dass alle als nicht angeschlossenen dargestellten Kreiseingänge, beispielsweise der normale Stelleingang S der Flip-Flop-Schaltung 67 in Fig. 10, auf dem logischen Pegel «0» gehalten werden. Die Ausgangsleitungen h und j sind mit einem Kondensator C2 verbunden.

Wenn vorausgesetzt wird, dass der Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 67 zunächst auf dem logischen Pegel «0» ist, geht dieser Ausgang zum logischen Pegel «1» (das Eingangssignal von D), sobald eine Anstiegsflanke («0»—«!») der Eingangssignalform an der Leitung e am Takteingang C erscheint. Dieser an der Leitung h (und folglich am Eingang des als Inverter wirksamen Tores 68) auftretende logische Pegel «1» bringt das Torausgangssignal an der Leitung j zum logischen Pegel «0» mit einer Geschwindigkeit, die von dem Kapazitätswert des Kondensators C2 abhängig ist. Bis zu diesem Zeitpunkt war die Leitung j auf dem logischen Pegel «1» und folglich der Ausgang des Tores 69 auf dem logischen Pegel «0». Der Wert der Widerstände R3 und R4 ist im Hinblick auf den Schaltspan-nungspegel des Tores 69 derart bemessen, dass das Tor 69 umschaltet, um einen logischen Pegel «1» zu liefern für den Rückstelleingang R der Flip-Flop-Schaltung 58, wenn die abfallende von dem Tor 68 und dem Kondensator C2 erzeugte Flanke einen vorbestimmten Pegel erreicht hat. Auf diese Weise wird eine abfallende Flanke mit einer vorbestimmten Dauer erzeugt, und zwar an der Ausgangsleitung j, sobald die Anstiegsflanke der Eingangssignalform an der Leitung e auftritt. Diese abfallende Flanke wird von den Abtastimpulsen bei jeder Anstiegsflanke der anderen Eingangssignalform (an der Leitung a in Fig. 8 und Fig. 9) abgetastet und die Dauer dieser Flanke ist wesentlich grösser als die der Abtastimpulse. Sobald der logische Pegel «1» des Tores 69 am Rückstelleingang R der Flip-Flop-Schaltung 67 erscheint, wird diese Flip-Flop-Schaltung rückgestellt, und es tritt ein logischer Pegel «0» auf, und zwar am Q-Ausgang, wonach der Kondensator C2 sich entlädt bis ein Punkt erreicht ist, bei welchem der Ausgang des Tores 69 wieder zum logischen Pegel «0» geht und folglich den logischen Pegel «1» am Rückstelleingang der Flip-Flop-Schaltung 67 entfernt. Dadurch geben der Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 67 an der Leitung g zum logischen Pegel «0» und der Q-Ausgang der Leitung f zum logischen Pegel «1» für die Dauer der erzeugten abfallenden Flanke und erteilten Informationen in bezug auf die Dauer der Flanke am zweiten Abtastimpulsgenerator 60, an der logischen Schaltung 31 und am zweiten Phasenvergleicher 61.

Das Ausgangssignal an der Leitung j wird vom Schalter 16 abgetastet und dem Trennverstärker 19 zugeführt, wie dies an Hand der Fig. 6 beschrieben wurde. Das Ausgangssignal des Verstärkers 19 hat die Signalform 17 aus Fig. 5 und wird dem Eingang eines Abtastschalters 63 zugeführt. Dieser Schalter wird von einem zweiten Abtastimpulsgenerator 60 (Fig. 8 und 11) gesteuert, der zwei NOR-Tore 71,72, einen Widerstand R5 und einen Kondensator C3 enthält. Dieser Impulsgenerator arbeitet auf dieselbe Art und Weise wie der aus Fig. 9 mit Ausnahme davon, dass in diesem Fall das Äquivalent des Inverters 64 aus Fig. 9 nicht vorhanden ist, mit der Folge, dass ein Abtastimpuls zu dem Zeitpunkt erzeugt wird, in dem eine abfallende Flanke der Signalform k empfangen wird, d. h. am Ende der abfallenden Flanke. Der Abtastimpuls an der Leitung m steuert den Schalter 63. Die Breite des Abtastimpulses wird durch die für den Kondensator C3 und den Widerstand R5 gewählten

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Werte geregelt. Zusammenfassend lässt sich sagen: eine erste Reihe von Abtastimpulsen, die mit den Anstiegsflanken der Eingangssignalform an der Leitung a zusammenfallen, wird vom ersten Abtastimpulsgenerator 23 (Fig. 8 und 9) erzeugt und eine zweite Reihe von Abtastimpulsen wird vom zweiten Abtastim- s pulsgenerator 60 (Fig. 8 und 11) am Ende der abfallenden Flanke erzeugt. Der Effekt dieser zusätzlichen Abtastung der Signalform 17 ist, dass der Wechselstromanteil (Welligkeit) verringert wird, da die Breite des zweiten Abtastimpulses wesentlich grösser sein kann als die der ersten Abtastimpulse. Auf i o diese Weise kann mehr Zeit verwendet werden, um den integrierenden Kondensator C5 aufzuladen mit der Folge, dass dieser Kondensator eine grössere Kapazität haben kann als C4, und die Welligkeit in wesentlichem Masse zurückgebracht wird. In der Praxis kann der Welligkeitsanteil auf ein Minimum is verringert werden, der nur durch das Schaltrauschen des Schalters begrenzt wird. Das Signal am Kondensator C5 wird dann über den Trennverstärker 62 dem Schalter 41 zugeführt.

Fig. 12 zeigt Schaltungseinzelheiten der logischen Phasen-und Frequenzabtastschaltung 31 aus Fig. 8 und enthält vier 20 NOR-Tore 73-76 und drei D-Typ Flip-Flop-Schaltungen 77-79. Durch den Inverter 12 (Fig. 8) ist das Signal an der Leitung n ein logischer Pegel «0» während der Abtastimpulse mit logischem Pegel «1» an der Leitung b. Wie bereits an Hand der Fig. 10 erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung f ein logischer 25 Pegel «1 » und das Signal an der Leitung g ein logischer Pegel «0» während der Periode, in der die Flanke sinkt. Wenn also der Abtastimpuls während dieser Periode auftritt, erscheint ein Logischer-Pegel-«l »-Impuls am Ausgang des Tores 73 synchron zu dem Abtastimpuls. Dadurch werden die Flip-Flop- 30 Schaltungen 77 und 78 gestellt (wenn sie sich nicht bereits im Stellzustand befanden), und zwar durch den ständigen logischen Pegel «1» am D-Eingang der Flip-Flop-Schaltung 7.

Das Signal an der Leitung k, das von dem Signal an der Leitung g über den Inverter 11 abgeleitet wird, ist ein logischer 35 Pegel «1» während der Periode, in der die Flanke sinkt, und auf diese Weise ist das Tor 74 während dieser Periode gesperrt. Abtastimpulse (logischer Pegel «0» an der Leitung n), die während dieser Periode auftreten, werden also vom Tor 74 gesperrt. Wenn ein Abtastimpuls zu jedem beliebigen anderen io Zeitpunkt ausserhalb der Dauer der abfallenden Flanke auftritt, ist das Tor 74 geöffnet, und der logische Pegel «1» stellt am Ausgang die Flip-Flop-Schaltung 77 und 78 (wenn diese sich nicht bereits im Rückstellzustand befanden) zurück. Auf diese Weise ist das Signal an der Leitung p ein logischer Pegel «1», « wenn die Abtastung während der Periode der sinkenden Flanke erfolgt, und das Signal an der Leitung t ein logischer Pegel «1» zu jedem anderen Zeitpunkt. Die Tore 75 und 76 sind daher gesperrt, wenn die Abtastung während der Periode erfolgt, in der die Flanke sinkt, und die elektronischen Schalter 50 46 und 47 (Fig. 8) können nicht betätigt werden. Der elektronische Schalter 41 wird während dieser Periode durch den logischen Pegel «1» an der Leitung p betätigt. Der am Ausgang des Differenzverstärkers 62 vorhandene Signalabtastwert wird der Ausgangsklemme 48 zugeführt. In dem entgegengesetzten Fall, ss wenn die Abtastimpulse zu jedem beliebigen Zeitpunkt ausserhalb der Periode, in der die Flanke sinkt, auftreten, verhindert der logische Pegel «0» an der Leitung p das Betätigen des Schalters 41 und ermöglicht den Schaltern 75 und 76, auf die Q-und Q-Ausgangssignale der Flip-Flop-Schaltung 79 zu reagie- &o ren. Die Wirkungsweise der Flip-Flop-Schaltung 79 hängt von der Wirkung des zweiten Phasenvergleichers 61 ab, der in Fig. 13 detailliert dargestellt ist. Die Inverter II und 12 sind NOR-Tore mit zwei Eingängen, von denen die entsprechenden Eingänge miteinander verbunden sind. 65

Der zweite Phasenvergleicher 61 enthält gemäss Fig. 13 einen bekannten Vergleicher mit zwei Flip-Flop-Schaltungen 81,82 und ein NOR-Tor 83, das mit seinem Ausgang mit den

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Stelleingängen S der beiden Flip-Flop-Schaltungen verbunden ist. Die Q-Ausgänge der Flip-Flop-Schaltungen 81 und 82 sind mit den entsprechenden Eingängen des Tores 83 verbunden. Der Takteingang C der Flip-Flop-Schaltung 81 ist über die Leitung f mit einem Ausgang von Fig. 8 verbunden der synchron zu der ansteigenden Flanke der Eingangssignalform an der Leitung e zu einem logischen Pegel «1» geht. Der Takteingang C der Flip-Flop-Schaltung 82 ist über die Leitung c mit einem Ausgang des Abtastimpulsgenerators 23 (Fig. 7) verbunden, der synchron zu der Anstiegsflanke der Eingangssignalform an der Leitung a zu einem logischen Pegel «1» geht. Auf diese Weise vergleicht die Anordnung auf effektive Weise die zwei Eingangssignalformen. Die Q-Ausgänge der Flip-Flop-Schaltungen 81 und 82 liefern die Signale an den Leitungen s bzw. v zu der Flip-Flop-Schaltung 79 vom D-Typ aus Fig. 12. Die Leitung s ist mit dem einen Eingang eines NOR-Tores 90 verbunden, dessen anderer Eingang über die Leitung g mit dem Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 67 (Fig. 10) verbunden ist. Der Ausgang des Tores 90 ist mit einem Eingang des NOR-Tores 91 verbunden. Der andere Eingang des Tores 91 ist parallel mit einem Eingang eines weiteren NOR-Tores 92 mit dem Ausgang eines NOR-Tores 78 (Fig. 12) über die Leitung p verbunden. Der andere Eingang des NOR-Tores 92 ist mit dem Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 82 verbunden. Die Ausgänge der Tore 91 und 92 steuern die elektronischen Schalter 93 bzw. 94. Wenn er wirksam ist, schliesst der Schalter 93 ein Signal mit logischem Pegel «1» an eine Klemme 95 an, und der Schalter 94 schliesst ein Signal mit logischem Pegel «0» an die Klemme 93 an. Die Klemmen 48 (Fig. 8) und 95 sind mit Eingängen der Kombiniereinheit 96 (Fig. 8 und 14) verbunden.

Wie obenstehend an Hand der Fig. 12 erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung p ein logischer Pegel «1», wenn die Abtastung während der Periode erfolgt, in der die Flanke sinkt. Auf diese Weise sind die NOR-Tore 91 und 92 in dieser Situation gesperrt, und keiner der beiden Schalter 93 und 94 kann betätigt werden. Folglich kann nur ein Signal an der Klemme 95 erscheinen, wenn das Abtasten nicht während der Periode erfolgt, in der die Flanke sinkt.

Die Wirkungsweise der Schalter 46,47,93 und 94 beruht im Grunde auf dem zweiten Phasenvergleicher, der im wesentlichen durch die Flip-Flop-Schaltungen 81,82 und das NOR-Tor 83 gebildet wird. Wenn zunächst vorausgesetzt wird, dass die Vorderflanke (d. h. die Anstiegsflanke) der Signalform an der Leitung f gegenüber der an der Leitung c voreilt (was als phasenverfrühter Zustand bezeichnet wird) und dass die Flip-Flop-Schaltungen 81,82 sich im Stellzustand (Q = «1») befinden,

wird die Flip-Flop-Schaltung 81 zurückgestellt (Q = «0»), und zwar durch die Anstiegsflanke an der Leitung f. Die Flip-Flop-Schaltung 82 wird dann durch die Anstiegsflanke an der Leitung c zurückgestellt. Sobald dies erfolgt, öffnen die zwei Eingangssignale mit logischem Pegel «0» das Tor 83, und das Ausgangssignal mit logischem Pegel «1» stellt jede der Flip-Flop-Schaltungen 81,82 wieder in den Stellzustand (Q = «1»). Auf diese Weise erscheint ein Iogischer-Pegel-«l »-Impuls am Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 81, der eine Dauer (Impulsbreite) hat, die der Periode zwischen den Vorderflanken der Signalformen an den Leitungen f und c entspricht, und ein Logi-scher-Pegel-«l »-Impuls einer äusserst kurzen Dauer (die Schaltzeiten des Tores 83 und der Flip-Flop-Schaltung 82) erscheint am Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 83 synchron zu der Vorderflanke der Signalform, die an der Leitung c erscheint. Auf diese Weise ist die Breite des Logischen-Pegel-«1 »-Impulses am Q-Ausgang (Leitung s) der Flip-Flop-Schaltung 81 zu dem voreilenden Phasenunterschied zwischen den zwei Eingangssignalen an den Leitungen f und c direkt proportional. Wenn nun vorausgesetzt wird, dass die Vorderflanke der Signalform an der Leitung f zu der an der Leitung c nacheilt (was als phasenverzögerter Zustand bezeichnet wird) und dass

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die Flip-Flop-Schaltungen 81 und 82 sich in dem Stellzustand (Q = «1») befinden, wird die Flip-Flop-Schaltung 82 zunächst zurückgestellt, wonach die Flip-Flop-Schaltung 81 zurückgestellt wird, und wonach dann auf obenstehend beschriebene Weise die beiden Flip-Flop-Schaltungen wieder durch das Tor 83 gestellt werden. Auf diese Weise ist die Breite des Logi-schen-Pegel-«l »-Impulses am Q-Ausgang (Leitung v) der Flip-Flop-Schaltung 82 zu dem nacheilenden Phasenunterschied zwischen den zwei Eingangssignalen direkt proportional.

Die Q-Ausgänge der Flip-Flop-Schaltungen 81 und 82 sind an den D- bzw. C-Eingang der Flip-Flop-Schaltung 79 (Fig. 12) über die Leitungen s und v angeschlossen. Zusammengefasst ist die Wirkung der Flip-Flop-Schaltung 81 und 82 (Fig. 13) wie folgt: ein kurzer Logischer-Pegel-«l »-Impuls erscheint an der Leitung v am Ende eines Logischen-Pegel-«l »-Impulses an der Leitung s für den phasenverfrühten Zustand und umgekehrt für den phasenverzögerten Zustand. Daher ist die Flip-Flop-Schaltung 79 ständig gestellt (Q = «1») während des phasenverfrühten Zustandes und ständig rückgestellt (Q = «0») im phasenverzögerten Zustand. Die Q- und Q-Ausgangssignale der Flip-Flop-Schaltung 79 werden den Eingängen zweier NOR-Tore 75 bzw. 76 zugeführt, wobei die anderen Eingänge dieser Tore an den Q-Ausgang (Leitung p) der Flip-Flop-Schaltung 78 angeschlossen sind. Wie obenstehend erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung p ein Signal mit logischem Pegel «1», wenn das Abtasten während der abfallenden Flankenperiode erfolgt, und ein Signal mit logischem Pegel «0» zu jedem anderen Zeitpunkt; die Tore 75 und 76 sind folglich gesperrt, wenn das Abtasten während der Periode erfolgt, in der die Flanke sinkt. Dies hat zur Folge, dass die Schalter 46 und 47 (Fig. 8) während dieser Periode nicht wirksam sein können. In dem phasenverfrühten Zustand sind die Q- und Q-Ausgänge der Flip-Flop-Schaltung 79 auf den logischen Pegeln «1» bzw. «0», wenn das Abtasten zu einem anderen Zeitpunkt als während der abfallenden Flanke erfolgt, mit dem Resultat, dass das Signal an der Leitung r einen logischen Pegel «1» hat, und der Schalter 46 betätigt wird, um den logischen Pegel «0» an der Klemme 48 (Fig. 8) zu geben. Folglich wird für den phasenverfrühten Zustand der Schalter 41 betätigt, wenn das Abtasten während der Periode erfolgt, in der die Flanke sinkt, um das abgetastete Ausgangssignal der Klemme 48 vorzusehen. Wenn das Abtasten zu einem beliebigen anderen Zeitpunkt erfolgt (d. h. wenn die Phasenvoreilung grösser ist als die, die durch die abfallenden Flankenperiode dargestellt wird), erhält der Schalter 46 die Klemme 48 auf einem logischen Pegel «0». Für den phasenverzögerten Zustand wird das Tor 75 geöffnet, und es betätigt den Schalter 47, wenn das Abtasten zu einem anderen Zeitpunkt erfolgt als während der Periode, in der die Flanke sinkt. Auf diese Weise erscheint ein logischer Pegel «1» an der Klemme 48, und die Ausgangscharakteristik an der Klemme 48 in diesem Zustand, die an Hand der Fig. 8-13 beschrieben worden ist, ist dann wie in Fig. 7 dargestellt.

Das Signal mit logischem Pegel «1 » an der Ausgangsleitung t in Fig. 8 und 12 kann, wenn dies erforderlich ist, als Anzeigesignal dafür benutzt werden, dass die Vergleichsanordnung «aus der Verriegelung ist» in einem phasenverriegelten System, d. h. dass das Abtasten nicht während der Periode erfolgt, in der die Flanke sinkt.

Der zweite Phasenvergleicher enthält ausserdem das NAND-Tor 90 und die NOR-Tore 91 und 92. Wie obenstehend an Hand der Fig. 10 erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung g ein logischer Pegel «0» während der Periode, in der die Flanke sinkt, und ein logischer Pegel «1» zu jedem anderen Zeitpunkt. Daher werden die Ausgänge der Tore 90 und 91 während der Periode, in der die Flanke sinkt, auf den logischen Pegeln «1» bzw. «0» gehalten. Auf diese Weise kann der Schalter 93 während der Periode, in der die Flanke sinkt, nicht wirksam sein. Zu jedem anderen Zeitpunkt ist das Signal an der Leitung g ein logischer Pegel « 1 », und das NAND-Tor 90 ist als Inverter für die obenstehend beschriebenen Signale an der Leitung s wirksam. In diesem Zustand ist das Signal an der Leitung p ein logischer Pegel «0» und das Tor 91 ist daher als Inverter wirksam. Folglich erzeugt der Schalter 93 Impulse, die je eine Impulsbreite aufweist, welche der Zeitdauer der Signale an der Leitung s minus der Zeitdauer, in der die Flanke sinkt, entspricht. Auf diese Weise kann das Ausgangssignal an der Klemme 95 in phasenverfrühtem Zustand niemals ständig einen logischen Pegel «1» erreichen, wenn der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen 360° erreicht, da der Schalter 9 immer während der Periode, in der die Flanke sinkt, offen ist. Dies ist in Fig. 15 dargestellt, die untenstehend noch beschrieben wird.

Im phasenverzögerten Zustand ist die Breite des Impulses mit logischem Pegel «1» an der Leitung v zu dem nacheilenden Phasenunterschied zwischen den Signalen an den Leitungen f und c, wie obenstehend angegeben, direkt proportional. Die Inverse des Signals v wird dem Tor 92 von dem Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 82 zugeführt. Das Signal an der Leitung p ausserhalb der Periode, in der die Flanke sinkt, ist ein logischer Pegel «0», und folglich ist das Tor 92 als Inverter wirksam, so dass das Eingangssignal für den Schalter 94 in Wirklichkeit das Signal v ist. Daher ercheinen Impulse mit logischem Pegel «0» an der Klemme 95 mit einer Impulsbreite, die dem nacheilenden Phasenunterschied (0° bis 360°) zwischen den Signalen an den Leitungen f und g direkt proportional ist. Der zweite Phasenvergleicher hat daher einen Bereich von 720°.

Die Signale, die an den Klemmen 48 und 95 erscheinen, werden proportional gemischt und integriert in der Kombiniereinheit 96 (Fig. 8), von der ein mögliches Ausführungsbeispiel detailliert in Fig. 14 dargestellt wird. Wie Fig. 14 zeigt, ist die Kombiniereinheit ein herkömmliches aktives Filter, das einen Operationsverstärker 98, Widerstände R6 und R7, die die Eingangssignale proportionieren und zwischen die Klemmen 48 bzw. 95 und den invertierenden (-) Eingang des Verstärkers 98 angeschlossen sind, sowie ein reaktives (RC) Rückkopplungsnetzwerk enthält, das durch einen Kondensator C7 und einen Widerstand R8 gebildet wird und zwischen dem Ausgang des Verstärkers 87 und dem invertierenden Eingang liegt, wobei der Ausgang des Verstärkers 98 mit der Ausgangsklemme 97 der Anordnung verbunden ist. Der nicht-invertierende (+) Eingang des Verstärkers 98 ist mit einer Bezugsspannung Vref verbunden, die einen etwas grösseren Wert hat als die halbe Spannung, die durch den logischen Pegel «1» dargestellt wird.

Wenn die Verstärkung in Volt/Periode des ersten Phasenvergleichers (an der Klemme 48) Kl ist und die Verstärkung des zweiten Phasenvergleichers (an der Klemme 95) K2, und R6 und R7 derart gebildet worden sind, dass R6/R7 = K1/K2, so werden die Ausgangssignale an den Klemmen 48 und 95 derart kombiniert, dass sie eine lineare Charakteristik über den 720°-Bereich ergeben, trotz der Tatsache, dass der erste Phasenvergleicher eine sehr hohe Verstärkung und folglich einen sehr niedrigen Rauschwert hat.

Dies wird nun an Hand der Fig. 15 näher erläutert, womit in diesem Zusammenhang erwähnt sei, dass die Breite des Gebietes, das die abfallende Flankenperiode darstellt, sehr stark ver-grössert ist, um dies deutlich zu zeigen. In der Praxis würde dieses Gebiet in einem derartigen Massstab kaum auffallen, da die Breite wesentlich weniger ist als 1° Phasenunterschied, damit eine sehr hohe Verstärkung (beispielsweise 1000 mal K2) über diesen Teil erhalten wird.

Fig. 15 zeigt die zusammenstellenden und zusammengestellten charakteristischen Neigungen der Anordnung über den Phasenunterschiedsbereich (01-02) von -360° bis +360°. Die Kurven 101 und 102 zeigen die Gleichstrompegel, die von den Schaltern 46 bzw. 47 erzeugt werden, und die lineare Neigung 103 zwischen denselben zeigt die Charakteristik mit der hohen

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Verstärkung und dem schmalen Bereich, die durch den Abtastschalter 16 herbeigeführt wird, wenn der Schalter 41 betätigt wird. Die Kurven 104 und 105 zeigen den Beitrag an der kombinierten Neigung, die durch die Schalter 93 bzw. 94 erzeugt werden. Die Widerstände R6 und R7 des Kombinierkreises 96 (Fig. 14) sind derart bemessen, dass die Neigungen 103 und 104, 105 in dem kombinierten Signal gleich sind. Einfachheitshalber ist vorausgesetzt worden, dass in Fig. 15 die Widerstände R7 und R8 denselben Wert haben, so dass die kombinierte Ausgangsneigung von dem logischen Pegel «0» zum logischen Pegel «1» geht. Die Gleichstrompegel 101,102 gleichen die Neigungen 104,105 dann derart aus, dass die kombinierte Charakteristik über den 720°-Bereich linear ist, wie durch die Kurven 106,107,108 dargestellt wird. Die Neigung der Kurven 106,107,108 sind gegenüber den Neigungen der Kurven 103, 104 bzw. 105 umgekehrt, da der Kreis aus Fig. 14 als Inverter wirksam ist. Die unterbrochenen Linien 109 und 110 definieren das Gebiet, in dem die Abtastung während der Periode erfolgt, in der Flanke sinkt.

Es dürfte einleuchten, dass der zweite Phasenvergleicher einen anderen Phasendifferenzbereich als 720° (4 71) haben kann, und zwar 2 7in, wobei n eine positive ganze Zahl ist.

Aus dem Obenstehenden dürfte es einleuchten, dass obschon die Ausgangsspannungs-Einangsphasendifferenzcha-rakteristik praktisch über den ganzen Bereich der Anordnung (das heisst des zweiten Phasenvergleichers) linear ist, die Verstärkung des ersten Phasenvergleichers sehr hoch gemacht werden kann. Auf diese Weise wird durch diese Anordnung in der phasenverriegelten Schleife wenig Rauschen erzeugt,

wenn die Schleife im verriegelten Zustand ist. In dieser Situation kann der zweite Phasenvergleicher natürlich keinen Rauschanteil erzeugen, da er abgeschaltet ist.

Die jeweiligen Tore, Verzögerungs-Flip-Flop-Schaltungen, Schalter und Verstärker, die in Fig. 9 bis Fig. 14 dargestellt sind und in einem praktischen Ausführungsbeispiel verwendet wurden, waren normale handelsübliche integrierte Schaltungsblöcke, wie sie nachstehend angegeben sind:

Quad NOR-Tor

Motorola Typ MC 14001:64,65,66,68,69,71,72,73,74,75,76, 83,91,92,

Quad NAND-Tor 5 Motorola Typ MC 14011:11,12,90 Dual D-Typ Flip-Flop-Schaltung Motorola Typ MC 14013:67,77,78,79,81,82 Quad analoger Schalter Motorola Typ MC 14016:16,41,46,47,63,93,94 10 Operationsverstärker RCA Typ CA3130:19,62,98

Die jeweiligen Widerstands-und Kapazitätswerte waren wie folgt:

RI = 1 kOhm Cl = 100 pF R2 = 4,7 kOhm C2 = 100 pF 15 R3 = 4,7 kOhm C3 = 470pF R4 = lO-kOhm C4= 22 pF R5 = 3,3 kOhm C5 = 820 pF R6 = 4,7 kOhm C6=120pF R7 = 4,7 kOhm

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In einem praktischen Ausführungsbeispiel hat es sich herausgestellt, dass. das Addieren der Vergleichscharakteristik mit einem grossen Bereich und einer geringen Verstärkung zu der Vergleichercharakteristik mit einem geringen Bereich und 25 einer hohen Verstärkung zu einer mindestens zehnfach geringeren Zeit führte, die eine Frequenzsynthese-Anordnung braucht, um die neue Ausgangsfrequenz zu erreichen. Dies ist durch die gestrichelte Kurve in Fig. 3 dargestellt.

In den beschriebenen speziellen Ausführungsbeispielen der 30 Erfindung ist der Bereich des zweiten Phasenvergleichers 720°. Andere Bereiche - grössere oder kleinere - könnten natürlich verwendet werden insofern dieser Bereich wesentlich grösser ist als der Bereich des ersten Phasenvergleichers. Ausserdem können andere Typen von Phasenvergleichern für den zweiten 35 Phasenvergleicher verwendet werden, beispielsweise ein Abtast- und Haltetyp oder ein Diodenbrückentyp, die auf geeignete Weise angepasst werden.

G

6 Blatt Zeichnunger

Claims

622391 PATENTANSPRÜCHE

1. Digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen erster und zweiter binärer Eingangssignale,

dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung mit einem ersten Phasenvergleicher mit einem Phasendifferenzbereich von weniger als 180° und mit einem zweiten Phasenvergleicher mit einem Phasendifferenzbereich versehen ist, der wesentlich grösser ist als der des ersten Phasenvergleichers, ferner mit einem ersten Kreis zum Abschalten des Ausgangssignals des ersten Phasenvergleichers, falls der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen grösser ist als der Bereich des ersten Phasenvergleichers, und zum ersatzweisen Anschliessen eines ersten oder eines zweiten konstanten Spannungspegels abhängig davon, ob der Phasenunterschied voreilt oder nacheilt, ferner mit einem zweiten Kreis zum Abschalten des Ausgangssignals des zweiten Phasenvergleichers, falls der genannte Phasenunterschied in dem Bereich des ersten Phasenvergleichers liegt, und mit einem Summierkreis zum Kombinieren des Ausgangssignals des ersten Phasenvergleichers bzw. eines der genannten ersten und zweiten Spannungspegel mit dem Ausgangssignal des zweiten Phasenvergleichers, derart, dass die kombinierte Ausgangscharakteristik über den genannten Bereich des zweiten Phasenvergleichers praktisch linear ist.

2. Digitale Phasenvergleichsanordnung nach Anspruch 1, zum Vergleichen der Phasen der ersten und zweiten binären Eingangssignale mit ersten und zweiten Eingangsklemmen für die ersten bzw. zweiten Eingangssignale, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung mit einem ersten Phasenvergleicher versehen ist, dessen Eingänge an die genannten Eingangsklemmen angeschlossen sind und dessen Ausgangsspannungs-Ein-gangsphasendifferenzcharakteristik zwischen ersten und zweiten Ausgangsspannungspegeln in einem ersten Eingangspha-sendifferenzbereich von weniger als 180° praktisch linear ist, ferner mit einem ersten Kreis zum Verbinden des Ausgangs des ersten Phasenvergleichers mit einer ersten Zwischenklemme, falls der Eingangsphasenunterschied innerhalb des genannten ersten Bereiches liegt, und mit einem zweiten Kreis zum Verbinden eines ersten oder eines zweiten konstanten Spannungspegels mit der ersten Zwischenklemme, falls der Eingangsphasenunterschied ausserhalb des genannten ersten Bereiches liegt in der einen bzw. anderen Richtung, wobei die zwei Spannungspegel und das Ausgangssignal des ersten Phasenvergleichers zusammen eine kontinuierliche Charakteristik bilden, welche Anordnung weiter mit einem zweiten Phasenvergleicher versehen ist, dessen Eingänge an die genannten Eingangsklemmen angeschlossen sind und dessen Ausgangsspannungs-Eingangsphasendifferenzcharakteristik über einen zweiten Ein-gangsphasendifferenzbereich, der wesentlich grösser ist als der des ersten Phasenvergleichers, praktisch linear ist, mit einem dritten Kreis zum Verbinden des Ausgangs des zweiten Phasenvergleichers mit einer zweiten Zwischenklemme, falls der Eingangsphasenunterschied ausserhalb des genannten ersten Bereiches liegt, und mit einem Summierkreis zum Kombinieren von Signalen an den genannten ersten und zweiten Zwischenklemmen in einem derartigen Verhältnis, dass die kombinierte Ausgangscharakteristik über den genannten zweiten Phasendifferenzbereich praktisch linear ist.

3. Phasenvergleichsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Phasenvergleicher einen ersten Phasendifferenzbereich von weniger als 5° aufweist.

4. Phasenvergleichsanordnung nach Anspruch 1,2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Phasenvergleicher einen zweiten Phasendifferenzbereich von n* 360° aufweist, wobei n eine positive ganze Zahl ist.

5. Phasenvergleichsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Summierkreis durch ein aktives Netzwerk mit einem Rückkopplungskreis gebildet ist.

6. Phasenvergleichsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückkopplungskreis eine Reaktanz enthält.