DE2802626C2

DE2802626C2 - Digitale Phasenvergleichsanordnung

Info

Publication number: DE2802626C2
Application number: DE2802626A
Authority: DE
Inventors: Michael Alexander Graham Crawley Down Sussex Clark; Michael James Ifield Crawley Sussex Underhill
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-01-24
Filing date: 1978-01-21
Publication date: 1986-07-17
Also published as: JPS5751906B2; GB1519933A; NL7800705A; FR2378304B1; CH622391A5; BE863211A; AU509618B2; BR7800380A; JPS5393880A; AU3257778A; DE2802626A1; US4184122A; DK30678A; NL174789C; IT7819505A0; IT1092851B; CA1110715A; FR2378304A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen erster und zweiter binärer Eingangssignale gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine solche digitale Phasenvergleichsanordnung ist aus der US-PS 33 11 841 bekannt, vgl. insb. die in Fig. 7 gezeigte Abwandlung der in einer phasenverriegelten Schleife enthaltenen Phasenvergleichsanordnung nach Fig. 1. Bei dem dort verwendeten ersten Phasenvergleicher vom Abtast-Typ ist die Form der Ausgangscharakteristik völlig durch die Trapezsignalform eines der Eingangssignale festgelegt, wobei die Größe des ersten linearen Phasendifferenzbereiches gleich dem durch das Verhältnis von Anstiegszeit zur Signalperiode gegebenen Bruchteil von 360° ist und in diesem Bereich die Größe der Verstärkung in Volt pro Periode gleich der mit dem Kehrwert dieses Bruchteils multiplizierten Spitze-Spitze-Amplitude der Trapezsignalform ist Ein wichtiger Vorteil der so erhaltenen hohen Verstärkung in dem verhältnismäßig schmalen ersten Phasendiffe-

,5 renzbereich ist, daß bei Phasenverriegelung des spannungsgesteuerten Oszillators in der Schleife das durch Obersprechen von Eingangssignalen auf den Phasenvergleicherausgang verursachte Phasenrauschen des Oszillatorsignals niedrige Werte aufweist Für Phasenunterschiede außerhalb des schmalen linearen Phasendifferenzbereichs hat die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers nahezu konstante Werte. Für weiter zunehmende Phasenunterschiede infolge eines Frequenzunterschiedes zwischen den Eingangssignalen wird bei dieser bekannten Phasenvergleichsanordnung verhindert, daß die Periodizität der Phasendifferenzcharakteristik ein periodisches Ab- und Zunehmen der Oszillatorsteuerspannung und somit des Frequenzunterschiedes verursacht, und dazu wird die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers mittels eines phasenempfindlichen Schalters abgeschaltet, falls der Phasenunterschied einen Grenzwert überschreitet, der dem Anfang der Abstiegsflanke der Trapezsignalform entspricht. Die Zeitkonstante des Schleifenfilters wird dabei genügend groß gewählt, in der Größenordnung von einigen Sekunden, um die Oszillatorsteuerspannung während solcher Äbschaltvorgänge auf einen nahezu konstanten Wert halten zu können.
Die bekannte Phasenvergleichs?r>ordnung ist jedoch unempfindlich für Frequenzunterschiede zwischen den Eingangssignalen, so daß ihre Verwendung in einer phasenverriegelten Schleife zu Verriegelungszeiten führt, die in nahezu allen praktischen Fällen unannehmbar groß sind. Die theoretische Möglichkeit zur Verkleinerung der Verriegelungszeiten mit Aufrechterhaltung der hohen Verstärkung eine beträchtliche Erweiterung des linearen Phasendifferenzbereiches erfordert eine proportionale Erhöhung des Spannungsbereiches der Trapezsignalform zu Werten in der Größenordnung

ia von 1 kV oder mehr, und solche Werte sind in der Praxis für die verfügbaren spannungsgesteuerten Oszillatoren nicht brauchbar. Ein weiterer Nachteil der zusammengesetzten Phasendifferenzcharakteristik ist, daß die ziemlich abrupten Übergänge bei den Grenzen des Iinearen Bereichs Unstabilität bei diesen Obergängen und unter bestimmten Umständen Durchschießen des spannungsgesteuerten Oszillators verursachen können. Bisher wurde dieser Nachteil nur auf Kosten einer Erhöhung der Verriegelungszeit überwunden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine digitale Phasenvergleichsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, die bei Verwendung in einer phasenverriegelten Schleife einen niedrigen Wert des Phasenrauschens im verriegelten Zustand der Schleife bei einer kurzen Einstellzeit der Phasenverriegelung bei Frequenzunterschieden zwischen den Eingangssignal erreicht.
Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch ee-

kennzeichneten Merkmale gelöst.

Die erfindungsgemäße Phasenvergleichsanordnung kombiniert auf diese Weise im wesentlichen drei einzelne Charakteristiken, und zwar eine erste Charakteristik mit einem schmalen Bereich und einer großen Verstärkung, die nur wirksam ist, um das Ausgangssignal zu erzeugen, wenn der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen innerhalb des schmalen Bereiches liegt, eine zweite Charakteristik mit konstanter Verstärkung, die aus zwei Teilen zusammengesetzt ist, die die to Grenzspannungen der ersten Charakteristik konstant halten, wenn der Phasenunterschied sich bis außerhalb des schmalen Bereiches der beiden Richtungen erstreckt — wobei diese zwei Charakteristiken eine einzige kontinuierliche Charakteristik bilden, und eine dritte Charakteristik, die sich über einen wesentlich breiteren Phasendifferenzbereich linear erstreckt. Die dritte Charakteristik wird mit der zweiten Charakteristik proportional kombiniert, um eine kombinierte Charakteristik zu schaffen, die über den genannten breiteren Bereich praktisch linear ist

Eine Phasenvergleichsanordnung nach der Erfirdung weist die Hauptvorteile auf, daß sie tatsächlich ein geringes Phasenrauschen infolge von Obersprechen des Phasenvergieichers aufweist, wenn die Phasen der zwei Eingangssignale dicht beisammen liegen und daß bei Verwendung in rückgekoppelten Regelschleifen, wie phasenverriegelten Schleifen, eine schnelle Verriegelung erreicht werden kann, sogar wenn die Anordnung nur einen Ausgang hat. Dies vereinfacht das Entwerfen zugehörender Anordnungen wesentlich.

Der Summierkreis zum Kombinieren der Ausgangssignale wird vorzugsweise durch einen Operationsverstärker mit einem Rückkopplungskreis gebildet Dadurch kann der Summierkreis äußerst einfach sein (ein einziger Widerstand für jedes der zwei Signale, die kombiniert werden müssen, wobei das Verhältnis der Widerstandswerte dieser Widerstände die kombinierten Proportionen bestimmt). Wenn der Rückkopplungskreis eine Reaktanz enthält, wird weiter ein aktives Filter erhalten, das nicht nur als Integrator für das Ausgangssignal des zweiten Phasenvergieichers dient, sondern auch die Notwendigkeit eines einzelnen Schleifenfilters in phasenverriegelten Schleifen, die Anordnung nach der Erfindung als Phasenvergleicher verwenden, vermeidet, oder mindestens die Konstruktion des Schleifenfilters wesentlich vereinfacht.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeig».

F i g. 1 ein Blockschaltbild einer bekannten Frequenzsynthese· Anordnung mit einer einfachen phasenverriegelten Schleife, in der die erfindungsgemäße Phasenvergleichsanordnung verwendet werden kann,

F i g. 2 und 3 einige Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkung der bekannten Anordnung nach F i g. 1,

F i g. 4 ein Blockschaltbild des ersten Phasenvergieichers einer Anordnung nach der Erfindung, der die Grundprinzipien derselben zeigt,

F i g. 5 typische Signalformen, die in dem Phasenvergleicher nach F i g. 4 auftreten,

F i g. 6 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Anordnung,

F i g. 7 die Phasen-Spannungscharakteristik des Ausführungsbeispiels nach F i g. 6,

F i g. 8 ein Blockscinkbild einer bevorzugten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Anordnung,

F i g. 9 bis 14 detaillierte Schaltpläne der Blöcke nach Fig.8,

Fig. 15 eine Darstellung der Art und Weise, wit die jeweiligen Phasen-Spannungskennlinien kombiniert werden, um eine lineare Ausgangscharakteristik zu erhalten.

Die in F i g. 1 gezeigte Frequenzsynthese-Anordnung enthält eine einfache phasenverriegelte Schleife, in der die Ausgangsfrequenz M-mal einer Bezugsfrequenz Fr ist, die einer Bezugsquelle 1, wie einem kristallgesteuerten Oszillator, entnommen wird. Das Ausgangssignal der Quelle 1 wird einem Eingang des Phasenvergieichers 2 zugeführt, und das Ausgangssignal eines -=- M Frequenzteilers 3 wird dem anderen Eingang ass Phasenvergieichers 2 zugeführt. Das Ausgangssignal des Phasenvergieichers 2 wird einer Schleifenverstärker- und Filtereinheit 4 zugeführt deren Ausgangssignal die Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 5 steuert Das Ausgangssignal des spannungsgesteuert«! Oszillators 5 bildet das Ausgangssignal der Synthese-Anordnung und wird atiiJi dem Eingang des Frequenzteilers 3 zugeführt Wenn vo; ausgesetzt wird, daß das Rauschsignal N des Verstärkers und des Phasenvergieichers in das System über eine gestrichelt dargestellte Addieranordriang 6 eingeführt wird, wird das Phase*rauschen Δ, Φ am Ausgang der Synthese-Anordnung für Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz der Schleife annähernd durch die folgende Formel gegeben:

ΔΦ = Nx Μ/ΚΦ

wobei ΚΦ die Verstärkung der Vergleichsanordnung in Volt pro Periode ist In vielen Anwendungsbereichen ist die Bezugsfrequenz in der Größenordnung von 10 kHz und beträgt die Ausgangsfrequenz einige zehn bzw. einige hundert MHz. Auf diese Weise ist M im allgemeinen sehr groß und das Phasenrauschen sehr hoch. Eine typische Phasenvergleichsanordnung hat eine geringe Verstärkung, beispielsweise 5 V/Periode, und «das sich daraus ergebende Rauschen verursacht vorwiegend benachbarte Rauschseitenbänder.

Dieses Rauschen, das am Ausgang der Verstärkerund Filiereinheit 4 erscheint, verursacht eine geringe Abweichung der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 5. Um dieses Problem zu lösen, wurde bisher eine Schleife verwendet mit einer sehr schmalen Bandbreite, und verließ man sich auf den spannungsgesteuerten Oszillator, um die erforderliche spektrale Reinheit zu erreichen, oder es wurde eine mehrfache Schleife gewählt als Lösung dazu, M zu verringern. Mehrfache Schleifensysteme sind jedoch verwickelt, und in einigen Fällen erfordern sie die Verwendung mehrerer Bezvgsoszillatoren. Ein Beispiel einer Frequenzsyntheseanordnuiig ;nit einer mehrfachen Schleife ist in »Frequency synthesiser RY 746 for HF receivers and transmitters« von P. Bikker, Philips Telecommunication Review, Heft 30, Nr. 3, August 1972, beschrieben worden, und ein Beispiel einer Synthese-Anordnung mit mehreren Oszillatoren ist im RCA Digital integrated Circuits Application Note ICAN-6716 Seite 610 beschrieben worden.

Aus der britischen Patentschrift Nr. 9 47 053 ist beispielsweise eine phasenverriegelte Schleife bekannt, in der die Phasenvergleichsanordnung einen Phasenvergleicher mit einem schmalen Bereich (etwa 5°) und einer hohen Verstärkurg und parallel dazu einen Frequenzvergleicher mit einem breiten Bereich und einer geringen Verstärkung enthält. Wenn die zwei Eingangssigna-Ie einen geringen Phasenunterschied aufweisen, der in

dem schmalen Phasenbereich liegt, hat die Phasenvergleichsanordnung eine große Verstärkung ΚΦ und ist daher das Rauschen ΔΦ dieser Vergleichsanordnung niedrig. Dies ist der normale Betriebsumstand, da die phasenverriegelte Schleife die Phase des Oszillators auf der Phase der Bezugsfrequenz verriegelt. Wenn der Phasenunterschied größer ist als der schmale Phasenbereich, beispielsweise während der Einstellung, schafft der Frequenzvergleicher mit dem großen Bereich und der niedrigen Verstärkung den wesentlichsten Teil des Ausgangssignals. Es sei darauf hingewiesen, daß ungeachtet der Tatsache, welcher Vergleicher das Phasendifferenzsignal erzeugt, die beiden Vergleicher das Rauschen in dem gemeinsamen Ausgangssignal erzeugen. Auf diese Weise wird der inhärente Vorteil eines hohen Signal-Rauschverhältnisses in dem Vergleicher mit der großen Verstärkung und dem schmalen Bereich durch das Rauschen, das von dem Vergleicher mit der niedrigen Verstärkung und dem großen Bereich erzeugt wird, zum größten Teil aufgehoben.

Weiter sind andere Vergleichsanordnungen mit einem großen Bereich bekannt, die einen Phasenvergleicher mit einem schmalen Bereich (meistens 360°) und einen einzelnen Frequenzdiskriminator enthalten, um

mit einem großen Bereich und einer niedrigen Verstärkung benachbart, die folglich eine allmählichere bis Null abnehmende Neigung aufweisen, so werden, wenn der Phasenunterschied (Φ, — Φ₂) — meistens als Phasenfehler bezeichnet — so klein ist, daß der Phasenvergleicher im stellen Teil der Neigung wirksam ist, die dynamischen Eigenschaften der phasenverriegelten Schleifen auf normale Weise bestimmt werden, und die Verriegelungszeit kann in einem gut entworfenen Kreis kurz sein. Wenn der Phasenfehler jedoch groß genug ist, um den Phasenvergleicher in den benachbarten Charakteristiken arbeiten zu lassen, wird ein linearer Beirieb nicht erreicht. Bei einer sehr allmählichen bis Null abnehmenden Neigung ist das Schleifenfilter als Integrator mit 15 einer relativ kleinen (praktisch festen) Steuerspannung am Eingang wirksam. Auf diese Weise ändert sich die Ausgangsspannung des Filters und folglich des spannungsgesteuerten Oszillators nur relativ langsam in der geeigneten Richtung zum Minimalisieren des Phasen-20 fehlers. Die obere Kurve a in F i g. 2 und 3 zeigt einen Phasensprung, der durch Änderung des Teilerverhältnisses M im Frequenzteiler 3 nach F i g. 1 verursacht wird, und die untere Kurve b zeigt, jeweils in demselben horizontalen Zeitmaßstab, die sich daraus ergebende einen großen Bereich zu erhalten. Zwei einzelne Aus- 25 Änderung in der Steuerspannung, die dem spannungsgangssignale werden geliefert, wobei dasjenige des Pha- gesteuerten Oszillator 5 zugeführt wird, senvergleichers im allgemeinen als das Feinregelaus- Fig. 2 zeigt einen kleinen Frequenzsprung einer ver-

gangssignal bezeichnet wird und dasjenige des Fre- riege.l'en Frequenz (Phase) Ml zu einer neuen Frequenzdiskriminators als Grobregelausgangssignal. Das quenz (Phase) M 2 und die entsprechende geringfügige Anbringen von zwei Ausgängen weist mehrere Nachtei- 30 Änderung von Kl zu V2 in der Steuerspannung, die Ie auf. An erster Stelle wird die Anordnung, die von den dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird. zwei Ausgangssignalen gesteuert wird, beispielsweise Der Übergang von Vl zu V2ht in diesem Fall ziemlich ein spannungsgesteuerter Oszillator, infolge der Tatsa- schnell, da vorausgesetzt wird, daß der Sprung innerche, daß zwei einzelne Eingangskreise notwendig sind, halb des schmalen, steilen Neigungsbereiches des Phaverwickelt. Ein gleichmäßiger Übergang in der Reak- 35 senvergleichers liegt.

F ι g. 3 zeigt eine große Frequenz (Phasen) -Änderung von M1 nach Λ/3 und die entsprechende relativ langsame Änderung (gezogene Linie) in der Regclspannung von Vl nach K3. In diesem Fall wird vorausgesetzt, daß die Frequenzänderung derart ist, daß der Phasenvergleicher in einem der flankierenden Teile der Charakteristik wirkt, der eine Neigung entsprechend Null hat.

Damit eine schnelle Stoßantwort, wie in F i g. 2 dargestellt, über den ganzen großen Bereich der Syntheseanhaben, in dem die Charakteristik (die Änderung des Ein- 45 Ordnung beibehalten wird, wäre es theoretisch notwengangsphasenunterschiedes Δ(Φ₂—Φ\) geteilt durch die dig, die steile Neigung der Charakteristik in den beiden entsprechende Änderung Δ V der Ausgangsspannung) Richtungen zu verlängern um den ganzen Bereich linear linear ist und weiter zwei flankierende Bereiche haben, zu machen. Im Falle einer sehr hohen Verstärkung (Neiin denen die Charakteristik nicht linear ist. Die schroffen gung) würde der erforderliche Spannungsbereich je-Übergänge in der Charakteristik bei den Verbindungs- 50 doch in der Nähe von einem Kilovolt oder mehr liegen, punkten der zentralen und der flankierenden Bereiche was in der Praxis für die verfügbaren spannungogesteuverursachen mehrere Nachteile, von denen die wichtigsten sind, daß Unstabilität bei diesen Verbindungspunkten entstehen kann und daß der spannungsgesteuerte
Oszillator unter bestimmten Umständen durchschießen
kann. Bisher wurden diese Nachteile nur auf Kosten der
Erhöhung der Einsteflzeit der phasenverriegelten
Schleife überwunden. Auf diese Weise sind bestehende
Entwürfe ein Kompromiß zwischen entgegengesetzten
Anforderungen, wie es sich aus der nachfolgenden Beschreibung an Hand der Fig.2 und 3 der Zeichnung
zeigen wird

Wenn der Phasenvergleicher nach F i g. 1 eine zentrale lineare Charakteristik mit einem schmalen Bereich

und einer hohen Verstärkung und folglich eine steile 65 das zweite der beiden binären Signale ist mit einem Neigung hat, damit ein Übersprechen von Eingangssi- Eingang 22 eines Abtastimpulsgenerators 23 verbunden, gnalen auf den Phasenvergleicherausgang vermieden von dem ein Ausgang 24 mit einem Steuereingang 25 wird, und dieser Charakteristik sind Charakteristiken des Schalters 16 verbunden ist Ein Ausgang 26 des Ver-

tion des spannungsgesteuerten Oszillators vom einen Kreis zum anderen bereitet sehr große Schwierigkeiten. Zweitens sind Maßnahmen notwendig, um zu vermeiden, daß das eine Regelsignal dem Effekt des anderen entgegenwirkt Drittens wird in jedem Ausgangssignal ein Rauschsignal erzeugt

Den ersten Nachteil gibt es mehr oder weniger in allen Phasenvergleicher von dem zusammengesetzten Typ — d. h. Vergleicher, die einen zentralen Bereich

erten Oszillatoren nicht üblich ist

Wie die vorhergehenden Nachteile überwunden werden, wird jetzt anhand der F i g. 4 bis 15 erläutert.

F i g. 4 zeigt ein Blockschaltbild des ersten Phasenvergleichers in seiner einfachsten Form. In Fig.4 ist ein Eingang 11 für das erste der beiden binären Signale, die in Phase verglichen werden müssen, mit einem Eingang 12 eines Trapezsignalformgenerators 13 verbunden, von dem ein Ausgang 14 mit einem Eingang 15 eines Abtastschalters 16 verbunden ist Ein Ausgang 17 des Schalters 16 ist mit einem Eingang 18 eines Trennverstärkers 19 mit einem Verstärkungsfaktor 1 und auch mit einem Speicherkondensator 20 verbunden. Ein Eingang 21 für

stärkers 19 bildet den Ausgang des Vergleichers.

Die Wirkungsweise des Vergleichers nach F i g. 4 wird nun an Hand typischer Signalformen, die darin auftreten könner und in Fig. 5 dargestellt sind, näher beschrieben. Jede Signalform hat das Bezugszeichen des Punktes in dem Kreis in Fig.4, wo diese Signalform erscheint. Die Eingangsspannungen des Vergleichers werdcT die typische Form aufweisen wie die in F i g. 5 bei Ii L-nd 21 dargestellt ist und nötigenfalls wird dazu Impulsbildung angewandt. Der Generator 13 erzeugt die Signalform 14 synchron zu mindesten? der Vorderflanke der entsprechenden Signalform 11. Der Impulsgenerator 23 erzeugt Impulse entsprechend der Signalform 24, wobei die Vorderflanke jedes Impulses zu der Anstiegsflanke der entsprechenden Signalform 21 synchron ist. Jeder Impuls hat eine gewisse Dauer (beispielsweise 20 ns) die kleiner ist als die Dauer (beispielsweise 100 ns) der Anstiegsflanke der Signalform 14, welche F'anWe fiinp konstante Neigung hat.

Wenn die zwei Eingangssignale dieselbe Frequenz und eine Phasenbeziehung derart haben, daß die Impulse der Impulsreihe 24 während der entsprechenden Vorderflanke der Trapezsignalform 14 auftreten, ist die mittlere Spannung am Haltekondensator 20 der Spannung der Anstiegsflanke zum Abtastzeitpunkt proportional. Da der Trennverstärker 19 eine endliche Eingangsimpedanz hat und der Kondensator 20 etwas Leckstrom aufweist, wird diese Spannung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten abnehmen. Außerdem hat der Abtastschalter 16 einen Streureihenwidi /stand (in F i g. 4 nicht dargestellt) und der Trapezsignalformgenerator 13 hat eine endliche Ausgangsimpedanz; dadurch wird der Kondensator 20 einige Zeit zum Aufladen brauchen. Die Signalform 17 zeigt diese Kennzeichen.

Die Verstärkung des Phasenvergleichers ist unter diesen Umständen der Steilheit der Anstiegsflanke der Trapezsignalform proportional und kann daher sehr hoch gemacht werden. Obschon die in der Signalform 17 dargestellte Welligkeit als Rauschanteil betrachtet werden kann, wird die größere Verstärkung des Vergleichers dazu führen, daß diese Welligkeit beispielsweise einen Träger in geringerem Maße als durch die obenstehende Beziehung angegeben wird, modulieren wird.

Wenn die Wiederholungsfrequenz der Eingangssignale 1OkHz beträgt, jedes Signal eine Spitze-Spitze-Amplitude von 10 V und die Trapezsignalform eine Anstiegszeit von 100 ns hat, d. h. daß der Vergleicher einen Phasendifferenzbereich hat von weniger als 1°, ist die Verstärkung des Vergleichers beim Abtasten während einer ansteigenden Flanke 10⁴ V/Periode. Bei derselben Wiederholungsfrequenz und Spitze-Spitze-Amplitude ist die Verstärkung eines herkömmlichen Phasenvergleichers, der über einen 360°-Phasendifferenzbereich wirksam ist, 10 V/Periode. In diesem Beispiel ist eine tausendfache Erhöhung der Verstärkung erreicht worden.

Der an Hand der F i g. 4 und 5 beschriebene Vergleicher ist für Frequenzunterschiede zwischen den zwei Eingangssignalen unempfindlich. In den meisten in der Praxis auftretenden phasenverriegelten Schleifen wird es notwendig sein, die Schaltungsanordnung frequenzempfindlich zu machen um Phasenverriegelung zu erreichen. Ein Blockschaltbild des Ausführungsbeispiels das diese Möglichkeit schafft ist in Fig.6 dargestellt, worin Punkte und Blöcke, die denen aus F i g. 4 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben sind.

In F i g. 6 hat eine logische Phasen- und Frequenzabtastschaltung 31 zwei Eingänge 32, 33, mit denen die Eingänge 11 bzw. 21 der Vergleichsanordnung verbunden sind, und einen dritten Eingang 34, mit dem ein Ausgang 35 eines Pegeldetektors 36 verbunden ist. Ein Eingang 37 des Detektors 36 ist mit einem Ausgang 14 des Trapezsignalgenerators 13 verbunden. Ein Ausgang 38 der logischen Schaltung 31 ist mit einem Steuereingang 39 eines elektronischen Schalters 41 verbunden. Weitere Ausgänge 42, 43 der logischen Schaltung 31

ίο sind mit den Steuereingängen 44, 45 zweier weiterer elektronischer Schalter 46 bzw. 47 verbunden. Der Ausgang 26 des Trennverstärkers 19 ist mit einem Ausgang 48 der Vergleichsanordnung über den Eingang 51 und den Ausgang 52 des Schalters 41 verbunden. Die Ausgänge 53 und 54 der Schalter 46, 47 sind mit je einem Ausgang 48 der Vergleichsanordnung und die Eingänge 55,56 dieser Schalter sind mit den Klemmen 57 bzw. 58 verbunden. In dem gegebenen Beispiel ist die Klemme 57 an ein negatives Potential V— angeschlossen (das beispielsweise einen logischen "0" Pegel darstellt) und die Klemme 58 ist an ein positives Potential V+ angeschlossen (das beispielsweise einen logischen "1" Pegel darstellt).

Die Wirkungsweise der Blöcke 13,16,19,20 und 23 in F i g. 6 ist dieselbe wie die, die an Hand der F i g. 4 beschrieben wurde. Der Pegeldetektor 36 detektiert, wann die Spannung am Ausgang 14 des Trapezsignalgenerators 13 den höchsten Pegel erreicht und liefert ein Ausgangssignal am Ausgang 35 zum Eingang 34 der logi- sehen Schaltung 31. Dieses Signal schafft zusammen mit den Eingangssignalformen an den Eingängen 32 und 33 ausreichende Information für die logische Schaltung um den Zustand zu detektieren, daß die Vorderflanke der Signalform am Eingang 21 während der Anstiegszeit der Trapezsignalform am Ausgang 14 des Generators 13 auftritt. Selbstverständlich könnte der Ausgang 24 des Impulsgenerators 23 auch mit dem Eingang 33 der logischen Schaltung 31 verbunden werden um den Zeitpunkt anzugeben, wo die Vorderflanke der Signalform am Eingang 21 auftritt. Wenn der obengenannte Zustand detektiert wird, gibt die logische Schaltung 31 ein Signal am Ausgang 38 um den elektronischen Schalter 41 zu steuern und dadurch den Ausgang 26 des Trennverstärkers 19 mit dem Ausgang 48 der Vergleichsan-Ordnung zu verbinden. Wenn also die zwei Eingangssignalformen dieselbe Frequenz aufweisen und eine derartige Phasenbeziehung, daß der Abtastimpuls während der Anstiegszeit der Trapezsignalform auftritt, wird der Schalter 41 geschlossen und die Schaltungsanordnung

so funktioniert auf die an Hand der Fig.4 beschriebenen Art und Weise.

Die logische Schaltung 31 enthält auch einen Frequenzdifferenzdetektor, der an seinem Ausgang 42 oder 43 ein Signal liefert und zwar abhängig davon, ob die Frequenz eines Signals am Eingang 11 kleiner oder größer ist als die Frequenz des SignaJs am Eingang 21. Wenn daher die Wiederholungsfrequenzen der Signale an den Eingängen 11 und 21 f\ bzw. /₂ sind, betätigte die logische Schaltung 31 den Schalter 46 wenn /j > /2 ist und den Schalter 47, wenn h > f\ ist Zu jedem Zeitpunkt kann nur einer der Schalter 41,46 oder 47 betätigt werden.

Wie obenstehend erwähnt ist die Verstärkung der Vergleichsanordnung eine direkte Funktion der Steilheit der Neigung der Trapezsignalform.

Wenn die betreffende Neigung sich über 180° der zu vergleichenden Signalform erstreckt wird im Vergleich zu der herkömmlichen 360°-linearen Vergleichsanord-

nung nur die doppelte Verstärkung erreicht. Damit eine nützliche Erhöhung der Verstärkung erzielt wird, beansprucht die ansteigende Vorderflanke der Phasenvergleichsanordnung weniger als; 180° der zu vergleichenden Signalform, vorzugsweise weniger als 5°.

Wenn beim Einschalten der phasenverriegelten Schleife, die die bisher beschriebene Phasenvergleichsanordnung verwendet, die Abtastimpulse zu anderen Zeitpunkten als während der ansteigenden Neigung der Trapezsignalform auftreten, sorgt das "V- oder "O"-Ausgangssignal an der Klemme 48 dafür, daß der spannungsgesteuerte Oszillator in der phasenverriegelten Schleife die Frequenz in der korrekten Richtung ändert. Wenn die Anfangsverhältnisse derart sind, daß keiner der Schalter unmittelbar wirksam wird, sorgen natürliche Änderungen in der Frequenz des Oszillators in der Praxis dafür, daß einer der Schalter innerhalb einiger Perioden der Eingangüsignalform wirksam wird und die phasenverriegelte Schleife wird dann in den verriegelten Zustand gebracht.

Wenn die Ladung am Kondensator 20 in F ig. 6 zwischen V+ und V— ändern kann, ist die Spannungs-Phasencharakteristik der Vergleichsanordnung wie in F i g. 7 dargestellt, worin die Ordinate den Phasenunterschied Φι— Φ\ zwischen den zwei Eingangssignalformen ist. Wie diese Figur zeigt, ist die Ausgangsspannung entweder V+ oder V— oder aber linear veränderlich zwischen denselben, wenn der Phasenunterschied derart ist, daß die Abtastimpulse während der Anstiegsflanke der Trapezsignalform auftreten.

Es liegt auf der Hand, daß die abfallende Flanke der Trapezsignalform 14 (F i g. 5) statt der Anstiegsflanke in dem obenstehenden Ausführungsbeispiel verwendet werden könnte.

Nebst dem bisher beschriebenen Phasenvergleicher umfaßt Fig.6 einen zweiten Phasenvergleicher (der nicht einzeln dargestellt ist), der mit der logischen Phasenund FrcqaenzabtastschaltiiingSi einen Teil gemeinsam hat. Dieser zweite Phasenvergleicher hat einen breiteren linearen Bereich entsprechend 2 sr η (vorzugsweise 4 si), wobei η eine positive ganze Zahl ist, als der erste Phasenvergleicher und das Ausgangssignal des zweiten Phasenvergleichers erscheint an einer Klemme 95. Dieser Ausgang ist jedoch nicht mit der Klemme 95 verbunden solange der Schalter 41 betätigt wird — wie untenstehend noch beschrieben wird.

Die Ausgangssignale, die an den Klemmen 48 und 95 erscheinen werden in einer Kombiniereinheit 96 zusammengefügt und das kombinierte Ausgangssignal erscheint an einer Klemme 97.

F i g. 8 ist ein Blockschaltbild einer praktischen Ausführungsform der digitalen Phasenvergleichsanordnung nach der Erfindung, welche Anordnung eine sinkende Neigung zum Abtasten benutzt und F i g. 9 bis 14 sind Schaltpläne der Blöcke nach Fig.8. In Fig.8 bis Fig. 14 werden kleine Buchstaben verwendet um die jeweiligen Verbindungsleitungen zwischen den Schaltungselementen zu bezeichnen. Teile in Fig.8, die denen in F i g. 6 entsprechen, haben in den beiden Figuren dieselben Bezugszeichen.

Wie ersichtlich, ist Fig.8 im allgemeinen gleich F i g. 6, wobei die zusätzlichen wichtigen Elemente aus einem zweiten Abtastimpulsgenerator 60, einem zweiten Phasenvergleicher 61, einem zusätzlichen Trenn verstärker 62 und einem zusätzlichen elektronischen Schalter 63 bestehen. Da die Anordnung zu einem großen Teil mit Hilfe von genormten integrierten Schaltungsblöcken konstruiert werden kann, wie dies weiterhin noch beschrieben wird, kann wenigstens der wichtigste Teil der Schaltungsanordnung, die Kondensatoren Cl bis C5 und einige Widerstände außer Betracht gelassen, in monolitischer Form integriert werden. Dies ist durch die einschließende unterbrochene Linie angegeben. Der Kondensator C 4 entspricht dem Kondensator 20 in Fig. 6.

Die Wirkungsweise der Vergleichsanordnung wird nun an Hand der F i g. 8 bis F i g. 14 näher beschrieben.

ίο Die zu vergleichenden Eingangssignalformen werden der Vergleichsanordnung über die Leitungen a und e zugeführt, die mit den Klemmen 21 bzw. Il verbunden sind. Der Abtastimpulsgenerator 23 aus F i g. 8 wird in F i g. 9 detailliert dargestellt und enthält drei NOR-Tore 64,65,66 mit zwei Eingängen, einen Widerstand R 1 und einem Kondensator Cl. Die NOR-Tore 64 und 65 haben miteinander verbundene Eingänge und sind auf diese Weise als einfache Inverter wirksam. Eine Ansticgsflanke (O'—► T) einer Eingangssignalform an der Eingangsleitung a verursacht eine abfallende Flanke (T-♦ Ό') an dem oberen Eingang (in der Zeichnung) des Tores 66 und des Tores 65 und verursacht dann eine ansteigende Flanke ("0" — - " 1") an der Aiisgangsleitung c. Die Spannung am Kondensator Cl ist am Anfang auf dem logischen Pegel Ό' und dadurch geht der Ausgang des Tores 66 zum logischen Pegel T. Der Kondensator Cl fängt unmittelbar damit an, sich aufzuladen und nach einer Periode, die von dem Wert des Kondensators CI und vom Widerstand Λ1 abhängig ist, nähert die Spannung daran den logischen Pegel T. Danach geht der Ausgang des Tores 66 zum logischen Pegel Ό'. Auf diese Weise wird an der Leitung b ein Impuls erzeugt jeweils wenn eine Anstiegsflanke der Eingangssignalform an der Leitung a auftritt, wobei die Dauer dieses Impulses durch den Kapazitätswert des Kondensators Cl geregelt wird. In der Praxis wurde eine Impulsbreite entsprechend einigen Nanosekunden für den Abtastirnpuis verwendet Dieser impuis betätigt den Abtastschaiter 16 (F i g. 8) um die vom Signalformgenerator 13 (an der Leitungx> erzeugte Signalform abzutasten.

Die an der Leitung c synchron zu der Signalform an der Leitung a auftretende Signalform wird dem zweiten Phasenvergleicher 61 zugeführt um als Eingangssignalform wirksam zu sein. Der Ausgangsimpuls an der Leitung b wird durch den Inverter 12 umgekehrt und der logischen Phasen- und Frequenzabtastschaltung31 über die Leitung π zugeführt.

Fig. 10 zeigt die kombinierte Schaltungsanordnung des Signalformgenerators 13 und des Pegeldetektors 36, welche Schaltungsanordnung eine Verzögerungs-Flip-Flop-Schaltung 67 enthält, die durch eine ansteigende Flanke getriggert wird und einen Verzögerungseingang D hat, einen Takteingang C, einen Rückstelleingang R, und komplementäre Ausgänge Q und Q. Der Q-Ausgang ist mit einem Eingang des zweiten Phasenvergleichers 61 über eine Leitung f, mit einem NAND-Tor 68, das als Inverter geschaltet ist, über die Parallelschaltung eines Kondensators C 6 und eines Widerstandes R 2 und mit der Leitung h verbunden. Der Ausgang des Tores 68 ist an einen logischen Pegel T angeschlossen und zwar über einen Spannungsteiler mit dem Widerstand R 3 und A4, deren Verbindungspunkt mit den Eingängen eines NOR-Tores 69 verbunden ist, das als Inverter geschaltet ist Der Ausgang des Tores 69 ist mit dem Rücken Stelleingang R der Flip-Flop-Schaltung 67 verbunden, während ein logischer Pegel T ständig am D-Eingang vorhanden ist Die Widerstände R4.R3 und das Tor 69 bilden den Pegeldetektor 36 aus F i g. 6. Es sei bemerkt,

ZiS VZ

daß in der nachfolgenden Beschreibung vorausgesetzt wird, daß alle als nicht angeschlossenen dargestellten Kreiseingänge beispielsweise der normale Stelleingang S der Flip-Flop-Schaltung 67 in Fig. 10, auf dem logischen Pegel Ό' gehalten werden. Die Ausgarsgsleitungen Λ undy sind mit einem Kondensator C2 verbunden.

Wenn vorausgesetzt wird, daß der Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 67 zunächst auf dem logischen Pegel Ό' ist, geht dieser Ausgang zum logischen Pegel T (das Eingangssignal von D) sobald eine Anstiegsflanke (O' —► T) der Eingangssignalform an der Leitung e am Takteingang C erscheint. Dieser an der Leitung Λ (und folglich am Eingang des als Inverter wirksamen Tores 68) auftretende logische Pegel T bringt das Torausgangssignal tu der Leitung j zum logischen Pegel Ό' mit einer Geschwindigkeit, die von dem Kapazitätswert des Kondensators C 2 abhängig ist. Bis zu diesem Zeitpunkt war die Leitung j auf dem logischen Pegel T und folglich der Ausgang des Tores 69 auf dem logischen Pegel Ό'. Der Wert der Widerstände R 3 und R 4 ist im Hinblick auf dn Schaltspannungspegel des Tcres 69 derart bemessen, daß das Tor 69 umschaltet um einen logischen Pegel Ί' zu liefern für den Rückstelleingang R der Flip-Flop-Schaltung 58, wenn die abfallende von dem Tor 68 und dem Kondensator C2 erzeugte Flanke einen vorbestimmten Pegel erreicht hat. Auf diese Weise wird eine abfallende Flanke mit einer vorbestimmten Dauer erzeugt und zwar an der Ausgangsleitung j sobald die Anstiegsflanke der Eingangssignalform an der Leitung e auftritt. Diese abfallende Flanke wird von den Abtastimpulsen bei jeder Anstiegsflanke der anderen Eingangssignalform (an der Leitung a in F i g. 8 und F i g. 9) abgetastet und die Dauer dieser Flanke ist wesentlich größer als die der Abtastimpulse. Sobald der logische Pegel T des Tores 69 am Rückstelleingang R der Flip-Flop-Sch?.ltung 67 erscheint, wird diese Flip-Flop-Schaltung rückgestellt und es tritt ein logischer Pegel Ό' auf und zwar am (^-Ausgang, wonach der Kondensator C2 sich entlädt bis ein Punkt erreicht ist, wo der Ausgang des Tores 69 wieder zum logischen Pegel Ό' geht und folglich den logischen Pegel T am Rückstelleingang der Flip-Flop-Schaltung 67 entfernt. Dadurch geht der Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 67 an der Leitung g zum logischen Pegel '0' und der Q-Ausgang der Leitung /"zum logischen Pegel T für die Dauer der erzeugten abfallenden Flanke und erteilten Information in bezug auf die Dauer der Flanke am zweiten Abtastimpulsgenerator 60, an der logischen Schaltung 31 und am zweiten Phasenvergleicher61.

Das Ausgangssignal an der Leitung j wird vom Schalter 16 abgetastet und dem Trenn verstärker 19 zugeführt wie dies an Hand der F i g. 6 beschrieben wurde. Das Ausgangssignal des Verstärkers 19 hat die Signalform 17 aus F i g. 5 und wird dem Eingang eines Abtastschalters 63 zugeführt Dieser Schalter wird von einem zweiten Abtastimpulsgenerator 60 (F i g. 8 und 11) gesteuert, der zwei NOR-Tore 71, 72, einen Widerstand RS und einen Kondensator C3 enthält- Dieser Impulsgenerator arbeitet auf dieselbe Art und Weise wie der aus F i g. 9 mit Ausnahme davon, daß in diesem Fall das Äquivalent des Inverters 64 aus F i g. 9 nicht vorhanden ist mit der Folge, daß ein Abtastimpuls zu dem Zeitpunkt erzeugt wird, wo eine abfallende Flanke der Signalform k empfangen wird, d. h. am Ende der abfallenden Flanke. Der Abtastimpuls an der Leitung m steuert den Schalter 63. Die Breite des Abtastimpulses wird durch die für den Kondensator C3 und den Widerstand R 5 gewählten Werte geregelt Zusammenfassend läßt sich sagen: eine erste Reihe von Abtastimpulsen, die mit den Anstiegsflanken der Eingangssignalform an der Leitung a zusammenfallen, wird vom ersten Abtastimpulsgenerator 23 (Fig.8 und 9) erzeugt und eine zweite Reihe von Abtastimpulsen wird vom zweiten Abtastimpulsgenerator 60 (Fig.8 und II) am Ende der abfallenden Flanke erzeugt. Der Effekt dieser zusätzlichen Abtastung der Signalform 17, ist, daß der Wechselstromanteil (Welligkeit) verringert wird, da die Breite des zweiten Abtastimpulses wesentlich größer sein kann als die der ersten Abtastimpulse. Auf diese Weise kann mehr Zeit verwendet werden um den integrierenden Kondensator C5 aufzuladen mit der Folge, daß dieser Kondensator eine größere Kapazität haben kann als C4 und die Welligkeit in wesentlichem Maße zurückgebracht wird. In der Praxis kann der Welligkeitsanteil auf ein Minimum, verringert werden, das nur durch das Schaitrauschen des Schalters begrenzt wird. Das Signal am Kondensator C5 wird dann über den Trennverstärker 62 dem Schalter 41 zugeführt.

Fig. 12 zeigt Schaltungseinzelheiten der logischen Phasen- und Frequenzabtastschaltung 31 aus F i g. 8 und enthält vier NOR-Tore 73—76 und drei D-Typ Flip-Flop-Schaltungen 77—79. Durch den Inverter 12 (F i g. 8) ist das Signal an der Leitung η ein logischer Pegel Ό' während der logische-Pegel-T-Abtastimpulse an der Leitung b. Wie bereits an Hand der F i g. 10 erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung fein logischer Pegel "\" und das Signal an der Leitung gein logischer Pegel Ό' während der Periode, wo die Flanke sinkt. Wenn also der Abtastimpuls während dieser Periode auftritt, erscheint ein logischer-Pegel-Ί'-Impuls am Ausgang des Tores 73 synchron zu dem Abtastimpuls. Dadurch werden die Flip-Flop-Schaltungen 77 und 78 gestellt (wenn sie sich nicht bereits im Stellzustand befanden) und zwar durch den ständigen logischen Pegel T am D-Eingang der Flip-Flop-Schaltung 77.

Das Signal an der Leitung k, das von dem Signal an der Leitung g über den Inverter /1 abgeleitet wird, ist ein logischer Pegel T während der Periode, wo die Flanke sinkt und auf diese Weise ist das Tor 74 während dieser Periode gesperrt. Abtastimpulse (logischer Pegel Ό' an der Leitung n), die während dieser Periode auftreten, werden also vom Tor 74 gesperrt. Wenn er. Abtastimpuls zu jedem beliebigen anderen Zeitpunkt außerhalb der Dauer der abfallenden Flanke auftritt, ist das Tor 74 geöffnet und stellt der logische Pegel T am Ausgang die Flip-Flop-Schaltung 77 und 78 (wenn diese sich nicht bereits im Rückstellzustand befanden) zurück.

so Auf diese Weise ist das Signal an der Leitung ρ ein logischer Pegel T wenn die Abtastung während der Periode erfolgt, wo die Flanke sinkt und das Signal an der Leitung t ein logischer Pegel T zu jedem anderen Zeitpunkt Die Tore 75 und 76 sind daher gesperrt wenn die Abtastung während der Periode erfolgt, wo die Flanke sinkt und die elektronischen Schalter 46 und 47 (Fig.8) können nicht betätigt werden. Der elektronische Schalter 41 wird während dieser Periode durch den logischen Pegel T an der Leitung ρ betätigt und der am Ausgang des Differenzverstärkers 62 vorhandene Signalabtastwert wird der Ausgangsklemme 48 zugeführt In dem entgegengesetzten Fall, wenn die Abtastimpulse zu jedem beliebigen Zeitpunkt außerhalb der Periode, wo die Flanke sinkt auftreten, verhindert der logische Pegel Ό' an der Leitung ρ das Betätigen des Schalters 41 und ermöglicht es den Schaltern 75 und 76 auf die Q- und Q-Ausgangssignale der Flip-Flop-Schaltung 79 zu reagieren. Die Wirkungsweise der Flip-Flop-Schaltung

13 14 fi

79 hängt von der Wirkung des zweiten Phasenverglei- 81, 82 wieder in den Stellzimand (Q = 'V). Auf diese Ψ·

chers 61 ab, der in F ig. 13 detailliert dargestellt ist. Weise erscheint ein logischer-Pegel-'l'-Impuls am Q- %

Die Inverter /1 und /2 sind NOR-Tore mit zwei Ein- Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 81, der eine Dauer '£\

gangen, von denen die entsprechenden Eingänge mit- (Impulsbreite) hat, die der Periode zwischen den Vor- i?J

einander verbunden sind. 5 derHankesi der Signalformen an den Leitungen /und c %

Fig. 13 enthält den dargestellten zweiten Phasenver- entspricht und ein. logischer-Pegel-'l'-Impuls einer äu- 'P-gleicher, einen bekannten Vergleicher mit zwei Flip- Herst kurzen Dauer (die Schaltzeiten des Tores 83 und ΐ'\ Flop-Schaltungen 81, 82 und ein NOR-Tor 83, das mit der Flip-Flop-Schaltung 82) erscheint, am (^-Ausgang £; seinem Ausgang mit den Stelleingängen S der beiden der Flip-Flop-Schaltung 83 synchron zu der Vorderflan- || Flip-Flop-Schaltungen verbunden ist. Die (^-Ausgänge ίο ke der Signalform, die an der Leitung c erscheint Auf |l der Flip-Flop-Schaltungen 81 und 82 sind mit den ent- diese Weise ist die Breite des logischer-Pegel-M'-ImpuI- f| sprechenden Eingängen des Tores 83 verbunden. Der ses am Q-Ausgang (Leitung s) der Flip-Flop-Schaltung ψ Takteingang C der Flip-Flop-Schaltung 81 ist über die 81 zu dem voreilenden Phasenunterschied zwischen den fi Leitung fmk einem Ausgang von F i g. 8 verbunden der zwei Eingangssignalen an den Leitungen / und c direkt η synchron zu der ansteigenden Flanke der Eingangssi- is proportional Wenn nun vorausgesetzt wird, daß die gnalform an der Leitung e zu einem logischen Pegel T Vorderflanke der Signalform an der Leitung /zu der an % geht Der Takteingang C der Flip-Flop-Schaltung 82 ist der Leitung c nacheilt (was als phasenverzögerter Zu- § über die Leitung c mit einem Ausgang des Abtastim- stand bezeichnet wird) und daß die Flip-Flop-Schaltun- f pulsgenerator 23 (F i g. 7) verbunden, der synchron zu gen 81 und 82 sich in dem Stellzustand (Q = T) befin- f der Anstiegsflanke der Eingangssignalform an der Lei- 20 den, wird die Flip-Flop-Schaltung 82 zunächst zurück- <■>, tung a zu einem logischen Pegel T geht Auf diese gestellt, wonach die Flip-Flop-Schaltung 81 zurückge- | Weise vergleicht die Anordnung auf effektive Weise die steüt wird, und wonach dann auf obenstehend beschrie- ^ zwei Eingangssignalformen. Die Q-Ausgänge der Flip- bene Weise die beiden Flip-Flop-Schaltungen wieder ]■'< Flop-Schaltungen 81 und 82 liefern die Signale an den durch das Tor 83 gestellt werden. Auf diese Weise ist die Leitungen s bzw. κ zu der Flip-Flop-Schaltung 79 vom 25 Breite des logischer-Pegel-'l '-Impulses am (^-Ausgang ΐ| D-Typ aus Fig. 12. Die Leitung 5 ist mit dem einen (Leitung v^der Flip-Flop-Schaltung 82 zu dem nachei- ?{j Eingang eines NOR-Tores 90 verbunden, dessen ande- !enden Phasenunterschied zwischen den zwei Eingangs- f| rer Eingang über die Leitung g mit dem Q-Ausgang der Signalen direkt proportional. «f. Flip-Flop-Schaltung 67 (F ig. 10) verbunden ist Der Die (?-Ausgänge der Flip-Flop-Schaltungen 81 und 82 f£ Ausgang des Tores 90 ist mit einem Eingang des NOR- 30 sind an den D- bzw. C-Eingang der Flip-Flop-Schaltung Q Tores 91 verbunden. Der andere Eingang des Tores 91 79 (Fig. 12) über die Leitung s und ν angeschlossen. .};; ist parallel mit einem Eingang eines wetteren NOR-To- Zusammengefaßt ist die Wirkung der Flip-Flop-Schal- fires 92, mit dem Ausgang eines NOR-Tores 78 (F t g. 12) tung 81 und 82 (F i g. 13) wie folgt: ein kurzer logischerüber die Leitung ρ verbunden. Der andere Eingang des Pegel-'l'-Impuls erscheint an der Leitung ν am Ende Ά NOR-Tores 92 ist mit dem Q-Ausgang der Flip-Flop- 35 eines logischer-Pegel-'l'-Impulses an der Leitung s für <-\ Schaltung 82 verbunden. D:e Ausgänge der Tore 92 und den phasenerfrühten Zustand und umgekehrt für den 93 steuern, die elektronischen Schaher 93 bzw. 94. Wenn phaser.verzögsrier. Zustand. Daher ist die F!äp-F!oper wirksam ist, schließt der Schalter 93 ein logischer-Pe- Schaltung 79 ständig gestellt (Q=¹Y) während des gel-'l'-Signal an eine Klemme 95 an und der Schalter 94 phasenerfrühten Zustandes und ständig rückgestellt schließt ein logischer-Pegel-'O'-Signal an die Klemme 95 40 (Q = Ό') im phasenverzögerten Zustand. Die Q- und an. Q-Ausgangssignale der Flip-Flop-Schaltung 79 werden

Die Klemmen 48 (F i g. 8) und 95 sind mit Eingängen den Eingängen zweier NOR-Tore 75 bzw. 76 zugeführt,

der Kombiniereinheit % (F i g. 8 und 14) verbunden. wobei die anderen Eingänge dieser Tore an den <?-Aus-

Wie obenstehend an Hand der Fig. 12 erläutert wur- gang (Leitung p^der Flip-Flop-Schaltung 78 angeschlosde, ist das Signal an der Leitung ρ ein logischer Pegel T, 45 sen sind. Wie obenstehend erläutert wurde, ist das Siwenn die Abtastung während der Periode erfolgt, wo gnal an der Leitung ρ ein logischer-Pegel-'l'-Signal die Flanke sinkt Auf diese Weise sind die NOR-Tore 91 wenn das Abtasten während der abfallenden Flanken- und 92 in dieser Situation gesperrt und keiner der bei- periode erfolgt und ein logischer-Pegel-'O'-Signal zu jeden Schalter 93 und 94 kann betätigt werden. Folglich dem anderen Zeitpunkt; die Tore 75 und 76 sind folglich kann nur ein Signal an der Klemme 95 erscheinen, wenn 50 gesperrt wenn das Abtasten während der Periode erdas Abtasten nicht während der Periode erfolgt, in der folgt, wo die Flanke sinkt. Dies hat zur Folge, daß die die Flanke sinkt Schalter 46 und 47 (F i g. 8) während dieser Periode

Die Wirkungsweise der Schalter 46, 47, 93 und 94 nicht wirksam sein können. In dem phasenerfrühten Zuberuht im Grunde auf dem zweiten Phasenvergleicher, stand sind der Q- und (^-Ausgang der Flio-Flop-Schalder im wesentlichen durch die Flip-Flop-Schaltungen 55 tung 79 auf den logischen Pegeln T bzw. Ό', wenn das 81, 82 und das NOR-Tor 83 gebildet wird. Wenn zu- Abtasten zu einem anderen Zeitpunkt als während der nächst vorausgesetzt wird, daß die Vorderflanke (d. h. abfallenden Flanke erfolgt mit der Folge, daß das Signal die Anstiegsflanke) der Signalform an der Leitung /ge- an der Leitung r ein logischer-Pegel-'l'-Signal ist und genüber der an der Leitung c voreilt (was als phasener- der Schalter 46 betätigt wird um den logischen Pegel Ό' frühter Zustand bezeichnet wird) und daß die Flip-Flop- 60 an der Klemme 48 (F i g. 8) zu geben. Folglich wird für Schaltungen 81,82 sich im Stellzustand (Q = T) befin- den phasenerfrühten Zustand der Schalter 41 betätigt den, wird die Flip-Flop-Schaltung 81 zurückgestellt wenn das Abtasten während der Periode erfolgt, wo die (Q°> Ό') und zwar durch die Anstiegsflanke an der Lei- Flanke sinkt um das abgetastete Ausgangssignal der tung f. Die Flip-Flop-Schaltung 82 wird dann durch die Klemme 48 zu schaffen und wenn das Abtasten zu ei-Anstiegsflanke an der Leitung c zurückgestellt. Sobald 65 nem beliebigen anderen Zeitpunkt erfolgt (d. h. wenn dies erfolgt, öffnen die zwei logischer-Pegel-'O'-Ein- die Phasenvoreilung größer ist als die, die durch die gangssignale das Tor 83 und das logischer-Pegel- abfallenden Flankenperiode dargestellt wird), hält der Ί'-Ausgangssignal stellt jede der Flip-Flop-Schaltungen Schalter 46 die Klemme 48 auf einem logischen Pegel

'C. Für den phasenverzögerten Zustand wird das Tor 75 geöffnet und es betätigt den Schalter 47 wenn das Abtasten zu einem anderen Zeitpunkt erfolgt als während der Periode, wo die Ranke sinkt Auf diese Weise erscheint ein logischer Pegel Ί' an der Klemme 48 und die Ausgangscharakteristik an der Klemme 48 in diesem Zustand, die an Hand der F i g. 8—13 beschrieben worden ist, ist dann wie in F i g. 7 dargestellt

Das logischer-Pegel-T-Signal an der Ausgangsleitung t in F i g. 8 und 12 kann benutzt werden, wenn dies erforderlich ist, als Anzeigesignal für die Tatsache, daß die Vergleichsanordnung »aus der Verriegelung ist« in einem phasenverriegelten System, d.h. daß das Abtasten während der Periode erfolgt, wo die Flanke sinkt

Der zweite Phasenvergleicher enthält außerdem das N AND-Tor 90 und die NOR-Tore 91 und 9Z Wie obenstehend an Hand der Fig. 10 erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung gem logischer Pegel 'C während der Periode, wo die Flanke sinkt und ein logischer Pegel Ύ zu jedem anderen Zeitpunkt Daher werden die Ausgänge der Tore 90 und 91 während der Periode, wo die Flanke sinkt, auf den logischen Pegeln 'V bzw. 'CK gehalten. Auf diese Weise kann der Schalter 93 während der Periode, wo die Flanke sinkt nicht wirksam sein. Zu jedem anderen Zeitpunkt ist das Signal an der Leitung g ein logischer Pegel M' und das NAND-Tor 90 ist als Inverter für die obenstehend beschriebenen Signale an der Leitung 5 wirksam. In diesem Zustand ist das Signal an der Leitung ρ ein logischer Pegel Ό' und das Tor 91 ist daher als Inverter wirksam. Folglich erzeugt der Schalter 93 Impulse, die je eine Dauer (Impulsbreite) entsprechend der Periode der Signale an der Leitung 5 weniger der Periode, in der die Flanke sinkt Auf diese Weise- kann das Ausgangssignal an der Klemme 95 in phasenerfrühten Zustand niemals ständig einen logischen Pegel M' erreichen, wenn der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignäien 360* erreicht, da der Schalter 9 immer während der Periode, in der die Flanke sinkt, offen ist Dies ist in Fig. 15 dargestellt, die untenstehend noch beschrieben wird.

Im phasen verzögerten Zustand ist die Breite des logischer-Pegel-'I'-Impulses an der Leitung kzu dem nacheilenden Phasenunterschied zwischen den Signalen an den Leitungen f und c wie obenstehend angegeben, direkt proportional. Die Inverse des Signals ν wird dem Tor 92 aus dem ^-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 82 zugeführt Das Signal an der Leitung ρ außerhalb der Periode, in der die Flanke sinkt, ist ein logischer Pegel Ό' und folglich ist das Tor 92 als Inverter wirksam, so daß das Eingangssignal für den Schalter 94 in Wirklichkeit das Signal ν ist Daher erscheinen logischer-Pegel-'O'-Impulse an der Klemme 95 mit einer Impulsbreite, die dem nacheilenden Phasenunterschied (0° bis 360°) zwischen- den Signalen an den Leitungen /und #direkt proportional ist Der zweite Phasenvergleichsr hat daher einen Bereich von 720°.

Die Signale, die an den Klemmen 48 und 95 erscheinen, werden proportional kombiniert und integriert in der Kombiniereinheit % (F i g. 8), von der ein mögliches Ausführungsbeispiel detailliert in Fig. 14 dargestellt wird. Wie Fig. 14 zeigt, ist die Kombiniereinheit ein herkömmliches aktives Filter, das einen Operationsverstärker 98, Widerstände R 6 und R 7, die die Eingangssignale proportionieren und zwischen die Klemmen 48 bzw. 95 und den invertierenden (—)-Eingang des Verstärkers 98 angeschlossen sind, sowie ein reaktives (RC) Rückkopplungsnetzwcrk enthält, das durch einen Kondensator Cl und einen Widerstand RS gebildet wird und zwischen dem Ausgang des Verstärkers 87 und dem invertierenden Eingang liegt, wobei der Ausgang des Verstärkers 98 mit der Ausgangsklemme 97 der Anordnung verbunden ist Der nicht-invertierende (+)-EIngang des Verstärkers 98 ist mit einer Bezugsspannung VrcT verbunden, die einen einigermaßen größeren Wert hat als die halbe Spannung, die durch den logischen Pegel Ί' dargestellt wird. Wenn die Verstärkung in Volt/Periode des ersten

ίο Phasenvergleichers (an der Klemme 48) K1 ist und die Verstärkung des zweiten Phasenvergleichers (an der Klemme 95) K 2, und R 6 und R 7 derart gebildet worden sind, daß R6/R7 = KVKZ so werden die Ausgangssignale an den Klemmen 48 und 95 derart kombi- niert, daß sie eine lineare Charakteristik über den 720°-Bereich ergeben, trotz der Tatsache, daß der erste Phasenvergleicher eine sehr hohe Verstärkung und folglich einen sehr niedrigen Rauschwert hat pies wird nun an Hand der F i g. 15 näher erläutert, im Zusammen hang womit erwähnt sei, daß die Breite des Gebietes, das die abfallende Flankeperiode darstellt, sehr stark vergrößert ist um dies deutiich zu zeigen. In der Praxis würde dieses Gebiet in einem derartigen Maßstab kaum auffallen, da die Breite wesentlich weniger ist als 1° Phasenunterschied damit eine sehr hohe Verstärkung (beispielsweise lOOOmal K 2) über diesen Teil geschafft wird.

Fig. 15 zeigt die zusammenstellenden und zusammengestellten charakteristischen Neigungen der An- Ordnung über den Phasenunterschiedsbereich (Φ1—Φ 2) von -360° bis +360°. Die Kurven 101 und 102 zeigen die Gleichstrompegel, die von den Schaltern 46 bzw. 47 erzeugt werden und die lineare Neigung 103 zwischen denselben zeigt die Charakteristik mit der ho hen Verstärkung und dem schmalen Bereich, die durch den Abtastschalter 16 herbeigeführt wird, wenn der Schalter 41 betätigt wird. Die Kurven 104 und 105 zeigen den Beitrag an der kombinierten Neigung, die durch die Schalter 93 bzw. 94 erzeugt werden. Die Widerstan de R 6 und R 7 des Kombinierkreises 96 (F i g. 14) sind derart gemessen, daß die Neigungen 103 und 104,105 in dem kombinierten Signal gleich sind. Einfachheitshalber ist vorausgesetzt worden, daß in F i g. 15 die Widerstände R 7 und R 8 denselben Wert haben, so daß die kombi- nierte Ausgangsneigung von dem logischen Pegel Ό' zum logischen Pegel T geht. Die Gleichstrompegel 101, 102 gleichen die Neigungen 104, 105 dann derart aus, daß die kombinierte Charakteristik über den 720°-Bereich linear ist, wie durch die Kurven 106,107,108 dar- gestellt wird. Die Neigung der Kurven lfc», 107,108 sind gegenüber den Neigungen der Kurven 103, 104 bzw. 105 umgekehrt, da der Kreis aus Fig. 14 als Inverter wirksam ist. Die unterbrochenen Linien 109 und 110 definieren das Gebiet, in dem die Abtastung während der Periode, wo die Flanke sinkt, erfolgt.

Es dürfte einleuchten, daß der zweite Phasenvergleicher einen anderen Phasendifferenzbereich als 720° (4 Jt) haben kann und zwar 2 π η, wobei η eine positive ganze Zahl ist.

eo Aus dem obenstehenden dürfte es einleuchten, daß obschon die AusgangsspannungS'Eingangsphasendifferenzcharakteristik praktisch über den ganzen Bereich der Anordnung (d. h. des zweiten Phasenvergleichers) linear ist, die Verstärkung des ersten Phasenverglei chers sehr hoch gemacht werden kann. Auf diese Weise wird durch diese Anordnung in der phasenverriegelten Schleife wenig Rauschen erzeugt, wenn die Schleife im verriegelten Zustand ist. In dieser Situation kann der

17 18

zweite Phasenvergleicher natürlich keinen Rauschanteil erzeugen, da er abgeschaltet ist

Die jeweiligen Tore, Verzögerungs-Flip-Flop-Schaltungen, Schalter und Verstärker, die in Fig.9 bis F i g. 14 dargestellt sind und in einem praktischen Ausführungsbeispiel verwendet wurden, waren normale handelsübliche integrierte Schaltungsblöcke, wie sie untenstehend angegeben worden sind:

Quad NOR-Tor Motorola Typ MC 14 001:

64,65,66,68,69,71,72,73,74,75,76,83,91,92

QuadNAND-Tor Motorola Typ MC 14 011:

/1,72,90

Dual D-Typ Flip-Flop-Schaltung Motorola Typ MC 14 013:

67,77,78,79,81,82

Quad analoger Schalter Motorola Typ MC 14 016: 16,41,46,47,63,93,94

25

Operationsverstärker RCA Typ CA 3130: 19,62,98

Die jeweiligen Widerstands- und Kapazitätswerte waren wie folgt:

Al = lkOhm CX = 100 pF

R2 = 4,7 kOhm C2 = 100 pF

A3= 4,7 kOhm C3 = 470 pF

Ä4=10kOhm C4= 22 pF

R 5 = 33 kOhm C 5 = 820 pF

Ä6 = 4.7 MOhm C6 = 120 pF

Ä7= 4,7kOhm

In dem praktischen Ausführungsbeispiel hat es sich herausgestellt, daß das Addieren der Vergleichscharakteristik mit einem großen Bereich und einer geringen Verstärkung zu der Vergleichercharakteristik mit einem geringen Bereich und einer hohen Verstärkung zu einer mindestens zehnfach geringeren Zeit führte, die eine Frequenzsynthese-Anordnung braucht um die neue Ausgangsfrequenz zu erreichen. Dies ist durch die gestrichelte Kurve in F i g. 3 dargestellt.

In den beschriebenen speziellen Ausführungsbeispielen der Erfindung ist der Bereich des zweiten Phasen- vergleichers 720°. Andere Bereiche — größere oder kleinere — könnten natürlich verwendet werden insofern dieser Bereich wesentlich größer ist als der Bereich des ersten Phasenvergleichers. Außerdem können andere Typen von Phasenvergleichern für den zweiten Pha- senvergleicher verwendet werden, beispielsweise ein Abiast- und Haltetyp oder ein Diorlenbrückentyp, die auf geeignete Weise angepaßt werden.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

65

Claims

Patentansprüche:

1. Digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen ersteir und zweiter binärer Eingangssignale mit einem ersten Phasenvergleicher mit einer zusammengesetzten Charakteristik, die in einem ersten Phasendifferenzbereich von weniger als 180° linear ist und in den anschließenden Phasendifferenzbereichen konstante Werte aufweist, und einem ersten phasenempifindlichen Schalter zum Abschalten des Ausgangssignals des ersten Phasenvergleichers, falls der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen einen vorbestimmten Wert außerhalb des ersten Phasendifferenzbereichs überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Phasenvergleicher (31; 61) mit einer Charakteristik vorgesehen ist, die in einem zweiten Phasendifferenzbereich wesentlich größer als der des ersten Phasenvergleichers (13,16) linear ist, daß, sobald der Phasenunterschied größer als der erste Phasendifferenzbereich wird, der erste phasenempfindliche Schalter (31, 41) das Ausgangssignal des ersten Phasenvergleichers l|13,16) abschaltet und einen ersten oder einen zweiten konstanten Spannungspegel (V—, V+) anschließt abhängig davon, ob der Phasenunterschied Yoreilt oder nacheilt, und daß ein zweiter phasenempfindlicher Schalter (61, 93, 94) zum Abschalten des Ausgangssignals des zweiten Phasenvergleichers vorhanden ist, falls der Phasenunterschied in dem ersten Phasendifferenzbereich liefen und ein Summierer (96), der das Ausgangssignal des erstm Phasjrnvergleichers (13, 16) und den ersten bzw. zweiten konstanten Spannungspegel mit dem Ausgangssigna! *ies zweiten Phasenvergleichers (31; 61) in einem Verhältnis kombiniert, das zum Verhältnis der Verstärkungsfaktoren des ersten (13, 16) zum zweiten Phasenvergleicher (31; 61) umgekehrt proportional ist, wodurch die kombinierte Ausgangscharakteristik über den ganzen zweiten Phasendifferenzbereich praktisch linear ist.

2. Phasenvergleichsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Phasenvergleicher (13, 16) einen ersten. Phasendifferenzbereich von weniger als 5° aufweist

3. Phasenvergleichsanordfnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Phasenvergleicher (31; 61) einen zweiten Phasendifferenzbereich von η χ 360° aufweist, wobei η eine positive ganze Zahl ist.

4. Phasenvergleichsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Summierer (96) durch ein aktives Netzwerk (98, R 6, R 7) mit einem Rückkopplungskreis (R 8, CT) gebildet wird.

5. Phasenvergleiclisanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungskreis (R 8, CJ) eine Reaktanz (Cl) enthält.