DE3321601A1

DE3321601A1 - Steuerschaltung fuer eine phasenstarre schleife

Info

Publication number: DE3321601A1
Application number: DE3321601A
Authority: DE
Inventors: Arvid Ernest Lynchburg Va. Englund jun.
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1982-06-28
Filing date: 1983-06-15
Publication date: 1983-12-29
Also published as: JPH0473328B2; US4506233A; JPS5917727A; GB2123229A; HK21790A; SG8089G; GB8311873D0; CA1196970A; GB2123229B

Description

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Beschreibung

Steuerschaltung für eine phasenstarre Schleife

Die Erfindung bezieht sich auf eine Steuerschaltung für phasenstarre Schleifen und betrifft insbesondere eine Bandbreitensteuerschaltung für phasenstarre Schleifen, die in einem Frequenzsynthesizer benutzt werden.

Phasenstarre Schleifen werden in Frequenzsynthesizern benutzt, um einen relativ breiten Bereich wählbarer Frequenzen zu schaffen, die die Stabilität eines Referenzoszillators haben, der typisch quarzgesteuert ist. Ein solcher breiter Frequenzbereich erfordert, daß das Filter in der phasenstarren Schleife eine veränderbare Bandbreite hat, so daß, wenn eine Frequenzänderung programmiert oder verlangt wird, eine solche Änderung in kurzer Zeit vorgenommen werden kann. Die zeitliche Änderung hängt von der Schleifensteuerspannung ab, die ihrerseits erstens durch die Größe der verfügbaren Schleifenverstärkung begrenzt wird. Zweitens wird die Schleifensteuerspannung weiter be-

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grenzt, wenn ein Filter relativ niedriger Grenzfrequenz in die Steuerleitung der phasenstarren Schleife eingefügt wird, um Rauschen und Frequenzmodulation des spannungsgesteuerten Oszillators durch die Referenzfrequenz zu verringern. In bekannten Schaltungen erfolgt die Filterumschaltung in einer phasenstarren Schleife meistens durch Verwendung einer Zeitgeberschaltung mit fester Zeitgebung, (beispielsweise eines monostabilen Multivibrators), die am Anfang die Phasenrastung mit einer relativ großen Filterbandbreite gestattet. Nachdem die Zeitgeberschaltung ihre Zeitsperre erreicht hat, schaltet sie das Filter auf eine relativ kleine Bandbreite um. Mit einer solchen Zeitgeberschaltung ergeben sich jedoch mehrere Probleme. Erstens, wenn aus irgendeinem Grund der spannungsgesteuerte Oszillator wegen eines Rauschstoßes oder -impulses aus der Versorgungsspannung die Phasenrastung verläßt (d.h. ausrastet), kann der normale Phasenrastungsdetektor den Verlust der Phasenrastung für viele Millisekunden nicht erkennen, so daß ein Sender, dessen Frequenzquelle der spannungsgesteuerte Oszillator ist, ein Trägerrauschen oder starkes Rauschen über einem beträchtlichem Teil des benachbarten Frequenzspektrums erzeugt. Das zweite Problem besteht darin, daß die feste Zeit, die dem spannungsgesteuerten Oszillator gegeben wird, um sich auf die neue verlangte Frequenz einzustellen, für die besondere Frequenzänderung nicht lang genug zu sein braucht. Wenn die Bandbreite nach dieser festen Zeit, aber bevor sich der Sender auf die verlangte Frequenz eingestellt hat, verkleinert wird, kann der Sender unerwünschte Frequenzen mit zugeordneter Störung erzeugen, bis seine Frequenz korrekt ist.

Im Idealfall sollten relativ schnelle und breite Frequenzänderungen mit einer Filterschaltung mit relativ großer Bandbreite in der phasenstarren Schleife vorgenommen wer-

den. Nachdem der spannungsgesteuerte Oszillator die neue verlangte Frequenz erzeugt, sollte die Filterschaltung eine relativ niedrige Bandbreite haben.

Die Erfindung schafft eine verbesserte Schaltung zum Steuern der Bandbreite eines Filters in einer phasenstarren Schleife. In der Steuerschaltung nach der Erfindung wird das Phasendetektorausgangssignal benutzt, um aus ihm sowohl ein relativ hohes Signal als auch ein relativ niedriges Signal zu erzeugen. Das niedrige Signal wird in einem ersten Komparator mit dem hohen Signal verglichen, das durch eine Ladeschaltung verzögert ist; und das hohe Signal wird in einem zweiten Komparator mit dem niedrigen Signal verglichen, das durch eine Ladeschaltung verzögert ist. Bei Zunahmen des Phasendetektorausgangssignals erzeugt der erste Komparator ein Ausgangssignal, wenn ein relativ niedriges Signal das hohe Signal übersteigt, bis die Verzögerung der Ladeschaltung für das hohe Signal endet. Bei Abnahmen in dem Phasendetektorausgangssignal erzeugt der zweite Komparator ein Ausgangssignal, wenn ein relativ niedriges Signal das hohe Signal übersteigt, bis die Verzögerung der Ladeschaltung für das niedrige Signal endet. Die Komparator ausgangs signale werden verknüpft, so daß ein Schaltungsausgangssignal auf eines der Ausgangssignale hin und für eine mit diesem in Beziehung stehende Dauer erzeugt wird, die ihrerseits in Beziehung zu der Größe der Ausgangssignale des Phasendetektors stehen. Während seiner Dauer kann das Steuerschaltungsausgangssignal benutzt werden, um dem Filter eine große Bandbreite zu geben. Am Ende des Steuerschaltungsausgangs signals kann die Filterbandbreite verkleinert werden.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben.

Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Frequenz

synthesizers, der eine phasenstarre Schleife und eine Steuerschaltung nach der Erfindung hat,

Fig. 2 ein Schaltbild einer bevorzugten

Ausführungsform der Steuerschaltung nach der Erfindung und

Fig. 3 Kurven zur Veranschaulichung der

Arbeitsweise der Steuerschaltung nach Fig. 2.

Zum Beschreiben der Erfindung wird zuerst auf das Blockschaltbild nach Fig. 1 Bezug genommen, das eine Steuerschaltung nach der Erfindung zeigt, die bei einem bekannten Frequenzsynthesizer benutzt wird, der eine phasenstarre Schleife hat. Der Synthesizer enthält einen stabilen Referenzoszillator 10, der normalerweise quarzgesteuert ist. Die Frequenz dieses Oszillators kann bei Bedarf vervielfacht oder heruntergeteilt werden, bevor sein Ausgangssignal an einen ersten Eingang eines Phasendetektors 11 angelegt wird. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 11 wird über eine Filterschaltung 12 an den Eingang eines spannungsgesteuerten Oszillators 13 angelegt. Das Ausgangssignal des Oszillators 13 wird für irgendeinen geeigneten Zweck verwendet, beispielsweise für einen Funksender oder -empfänger. Das Ausgangssignal des Oszillators 13 kann in der Frequenz heruntergeteilt oder vervielfacht werden, was von den Schaltungserfordernissen abhängig ist. In dem in Fig. 1 gezeigten Beispiel ist angenommen, daß das Ausgangssignal des Oszillators 13 durch eine Teilerschaltung

14 in der Frequenz heruntergeteilt und an einen zweiten Eingang des Phasendetektors 11 angelegt wird. Auf bekannte Weise ist ein Kanalwähler 15 mit der Teilerschaltung 14 verbunden, um den Divisor für die Ausgangssignale aus dem Oszillator 13 zu ändern und auf diese Weise das Ausgangssignal des Oszillators 13, das durch die phasenstarre Schleife geliefert wird, zu ändern.

Die bis hierher beschriebene Schaltung ist bekannt. Wenn der Kanalwähler 15 schnell umgeschaltet wird oder bewirkt, daß die Teilerschaltung 14 den Divisor in relativ großem Ausmaß ändert, kann, wie weiter oben erwähnt, die phasenstarre Schleife beträchtliche Zeit benötigen, um die Phasenrastung zu erreichen und den spannungsgesteuerten Oszillator 13 zu veranlassen, die neue gewünschte Ausgangsfrequenz zu erzeugen. Das gilt insbesondere dann, wenn das Filter 12 eine relativ schmale Bandbreite hat, ein Zustand, der normalerweise verlangt wird, um Rauschen oder störende Abstrahlungen aus dem Oszillator 13 zu verringern. Während der Zeit, während der die phasenstarre Schleife ausgerastet ist, können - und häufig werden auch - unerwünschte und sich stark verändernde Ausgangsfrequenzen durch den Oszillator 13 erzeugt werden. Zum Verringern dieser unerwünschten Effekte empfängt die gemäß der Erfindung vorgesehene Steuerschaltung 20 ein Ausgangssignal aus dem Phasendetektor 11 und gibt dieses Ausgangssignal an das Filter 12 ab, um das Filter 12 zu veranlassen, die Bandbreite gemäß dem Betrieb der Steuerschaltung 20 umzuschalten. Die Steuerschaltung 20 erzeugt, wie weiter unten noch ausführlich erläutert, ein erstes Ausgangssignal auf ein relativ niedriges Ausgangssignal des Phasendetektors 11 hin. Dieses erste Ausgangssignal kann benutzt werden, um zu bewirken, daß das Filter 12 eine relativ schmale Bandbreite hat, um so Rauschen und andere unerwünschte Abstrahlungen aus dem Oszillator 13 zu

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verringern. Die Steuerschaltung 20 erzeugt ein zweites Ausgangssignal auf ein relativ hohes Ausgangssignal des Phasendetektors 11 hin, bis dieses hohe Ausgangssignal auf das zuvor erwähnte niedrige Ausgangssignal abgesunken ist. Das zweite Ausgangssignal der Steuerschaltung 20 kann benutzt werden, um zu bewirken, daß das Filter 12 eine relativ große Bandbreite hat, um so eine schnelle Phasenrastung der phasenstarren Schleife zu erzielen. An die Steuerschaltung 20 können außerdem ein Frequenzumschaltungsignal aus dem Kanalwähler 15 und ein Ausgerastet-Signal aus dem Phasendetektor 11 angelegt werden. Diese Signale gestatten der Steuerschaltung 20, das zweite Ausgangssignal zu erzeugen, das benutzt werden kann, um zu bewirken, daß das Filter 12 eine große Bandbreite hat. Ein Ausgangssignal kann außerdem der Steuerschaltung 20 entnommen und an einen Sender und/oder Empfänger angelegt werden, um diese Vorrichtungen während der Zeit, während der das zweite Ausgangssignal erzeugt wird, vorübergehend abzuschalten.

Fig. 2 zeigt ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Steuerschaltung 20 nach Fig. 1. Signale aus dem Phasendetektor 11 werden an einen Spannungsteiler angelegt, der aus Widerständen R1, R2 besteht, die zwischen einer Eingangsklemme 22 und einem Referenzpotentialpunkt, z.B. Massepotential, in Reihe geschaltet sind. Dieser Spannungsteiler bewirkt, daß das Phasendetektorsignal einen relativ hohen Eingangssignalwert an einer Klemme H und einen relativ niedrigen Eingangssignalwert an einer Quelle L hat. Die Klemme H für den hohen Eingangssignalwert ist über einen Widerstand R4 mit dem Minuseingang eines Operationsverstärkers A1 verbunden, der als Komparatorschaltung geschaltet ist, und über einen Widerstand R6 mit dem Minuseingang eines Operationsverstärkers A2, der ebenfalls als Komparatorschaltung geschaltet ist. Die Klemme L für den niedrigen Eingangssignalwert ist über einen Widerstand R3 mit dem Pluseingang des

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Verstärkers A1 und über einen Widerstand R5 mit dem Pluseingang des Verstärkers A2 verbunden. Eine Zeitverzögerungsschaltung, die einen Kondensator Ci enthält, ist zwischen den Minuseingang des Verstärkers A1 und Masse geschaltet, und eine Zeitverzögerungsschaltung, die einen Kondensator C2 enthält/ ist zwischen den Pluseingang des Verstärkers A2 und Masse geschaltet. Diese Verzögerungsschaltungen erzeugen eine Zeitverzögerung aus Gründen, die im folgenden erläutert sind. Die Ausgangssignale der Verstärker A1, A2 werden über Trenndioden D1, D2 an einen gemeinsamen Ausgangsbus 21 angelegt. Der Ausgangsbus 21 ist über eine Trenndiode D3 mit dem Minuseingang eines Operationsverstärkers A3 verbunden, der als Komparatorschaltung geschaltet ist, und über ein Trenndiode D4 mit dem Pluseingang eines Operationsverstärkers A4, der ebenfalls als Komparatorschaltung geschaltet ist. Eine Spannungsreferenzschaltung besteht aus Widerständen R10 und R11, die in Reihe zwischen einer Spannung B+ und Masse liegen. Der Pluseingang des Verstärkers A3 und der Minuseingang des Verstärkers A4 sind mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R10, R11 verbunden. Außerdem ist eine Filterschaltung, die einen Widerstand R8 und einen Kondensator C3 enthält, zwischen den Minuseingang des Verstärkers A3 und Masse geschaltet, und eine Filterschaltung, die einen Widerstand R9 und einen Kondensator C4 enthält, ist zwischen den Pluseingang des Verstärkers A4 und Masse geschaltet. Schließlich wird das Ausgerastet-Signal über eine Diode D5 an den gemeinsamen Ausgangsbus 21 angelegt, und das Frequenzumschaltsignal wird über eine Trenndiode D6 an den gemeinsamen Ausgangsbus 21 angelegt.

Das Ausgangssignal des Verstärkers A3 kann an den Sender und/oder Empfänger angelegt werden, um diese Vorrichtungen abzuschalten, und das Ausgangssignal des Verstärkers A4

kann an das Filter 12 angelegt werden, um dessen Kenndaten zu ändern. Die Ausgangssignale der Verstärker A1, A2 werden an die Minusklentme des Verstärkers A3 und an die Plusklenune des Verstärkers A4 angelegt. Normalerweise erzeugt der Verstärker A3 ein Ausgangssignal, weil durch den Widerstand R10 an seiner Plusklemme eine positive Spannung anliegt. Daher kann das Beseitigen des Ausgangssignals des Verstärkers A3 benutzt werden, um entweder den Funksender oder den Funkempfänger oder bei Bedarf beide abzuschalten. Normalerweise erzeugt der Verstärker A4 kein Ausgangssignal, weil durch den Widerstand R10 an seiner Minusklemme eine positive Spannung anliegt. Wenn der Verstärker A4 kein Ausgangssignal erzeugt, kann das benutzt werden, um zu bewirken, daß das Filter 12 eine relativ schmale Bandbreite hat. Wenn jedoch der Verstärker A4 ein Ausgangssignal erzeugt, kann das benutzt werden, um zu bewirken, daß das Filter 12 eine relativ große Bandbreite hat. Diese Bandbreite kann auf verschiedenerlei Weise erzielt werden, beispielsweise durch Zuschalten von Kondensatoren zu der Filterschaltung oder Wegschalten von Kondensatoren aus der Filterschaltung.

Die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 2 wird nun in Verbindung mit den Kurven erläutert, die in Fig. 3 über einer gemeinsamen Zeitachse aufgetragen sind. Fig. 3A zeigt das Eingangssignal, das an die Steuerschaltung aus dem Phasendetektor 11 angelegt wird. Fig. 3B zeigt die Eingangssignale, die an den Verstärker A1 angelegt werden, wobei die gestrichelte Linie das Eingangssignal an der Mimisklemme und die ausgezogene Linie das Eingangssignal an der Plusklemme darstellt. Fig. 3C zeigt die Eingangssignale, die an den Verstärker A2 angelegt werden, wobei die gestrichelte Linie das Eingangssignal an der Minusklemme und die ausgezogene Linie das Eingangssignal an der Plusklemme darstellt. Fig. 3D zeigt das Ausg .ingssignal des Verstärkers

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Α1, und Fig. 3Ε zeigt das Ausgangssignal des Verstärkers A2.

Es wird angenommen, daß vor dem Zeitpunkt T1 das Eingangssignal der Steuerschaltung, das in Fig. 3A gezeigt ist, auf seinem stabilen oder normalen Wert ist. Bei diesem normalen Eingangssignal übersteigt das Eingangssignal an der Minusklemme des Verstärkers Al das Eingangssignal an der Plusklemme des Verstärkers A1, so daß der Verstärker A1 kein Ausgangssignal erzeugt. Ebenso übersteigt das Eingangssignal an der Minusklemme des Verstärkers A2 das Eingangssignal an der Plusklemme des Verstärkers A2, so daß der Verstärker A2 kein Ausgangssignal erzeugt. Ohne Ausgangssignale aus den Verstärkern A1 und A2 und ohne das Ausgerastet-Signal und das Frequenzumschaltsignal liefert der Verstärker A3 ein Ausgangssignal, das benutzt werden kann, um einen Sender und/oder Empfänger eingeschaltet zu halten; und der Verstärker A4 liefert kein Ausgangssignal, das benutzt werden kann, um zu bewirken, daß das Filter eine schmale Bandbreite hat. Es wird angenommen, daß zur Zeit T1 das Eingangssignal auf eine Phasendifferenz der Signale aus dem Referenzoszillator und dem spannungsgesteuerten Oszillator hin um eine relativ geringe Größe ansteigt. Das hat zur Folge, daß die Eingangssignale an der Plusklemme des Verstärkers A1 und an der Minusklemme des Verstärkers A2 auf dieselbe Weise ansteigen. Die Eingangssignale an der Minusklemme des Verstärkers A1 und an der Plusklemme der Verstärkers A2 steigen ebenfalls an, aber langsamer, weil die Kondensatoren C1 und C2 aufgeladen werden müssen. Wegen des geringen Anstiegs des Eingangssignals bleibt das Eingangssignal an der Minusklemme des Verstärkers A1 aber über dem Wert des Eingangssignals an seiner Plusklemme. Das Signal an der Minusklemme des Verstärkers A2 bleibt deutlich über dem Signal an seiner

Plusklemme. Infolgedessen erzeugt kein Verstärker ein Ausgangssignal im Zeitpunkt T1, wie es in den Fig. 3D und 3E gezeigt ist. Im Zeitpunkt T2 fällt das Eingangssignal auf seinen Anfangs- und stabilen Wert ab. Die Signale an der Plusklemme des Verstärkers A1 und an der Minusklemme des Verstärkers A2 fallen ebenfalls ab, während die Signale an der Minusklemme des Verstärkers Al und an der Plusklemme des Verstärkers A2 langsam abfallen, weil die Kondensatoren C1 und C2 entladen werden müssen. Wegen des geringen Abfalls bleiben jedoch die Signale an den Minusklemmen über den Signalen an den Plusklemmen, so daß keine Verstärkerausgangssignale erzeugt werden.

Im Zeitpunkt T3 ist angenommen, daß das Eingangssignal in kleinem Ausmaß unter seinem normalen Wert abfällt. Das hat zur Folge, daß die Signale an den Verstärkerklemmen auf die für den Zeitpunkt T2 beschriebene Weise abfallen. In diesem Fall bleiben die Signale an den Minusklemmen weiterhin über den Signalen an den Plusklemmen, so daß keine Verstärkerausgangssignale erzeugt werden. Im Zeitpunkt T4 ist angenommen, daß das Eingangssignal über seinen normalen oder stabilen Wert wieder ansteigt. Das bewirkt, daß die Eingangssignale an den Verstärkern A1, A2 eine gleiche Veränderung erfahren wie sie für den Zeitpunkt T1 beschrieben ist. Wiederum werden keine Verstärkerausgangssignale erzeugt.

Im Zeitpunkt T5 ist jedoch angenommen, daß das Eingangssignal in relativ großem Ausmaß zunimmt, zumindest über einen Schwellenwert, der durch die Schaltungswerte eingestellt ist. Eine so große Zunahme stellt eine große Phasendifferenz zwischen den Signalen des Referenzoszillators und des spannungsgesteuerten Oszillators dar. Das hat zur Folge, daß das Eingangssignal an der Plusklemme des Verstärkers

A1 über das Eingangssignal an der Minusklemme der Verstärkers A1 ansteigt, weil eine Zunahme des Eingangssignals an der Minusklemme durch den Kondensator C1 verzögert wird, der keine Ladung hat. Während der Zeit, die benötigt wird, um den Kondensator C1 aufzuladen, kann das Eingangssignal an der Minusklemme das Eingangssignal an der Plusklemme des Verstärkers A1 übersteigen, und der Verstärker A1 erzeugt ein positives Ausgangssignal zur Zeit T5, wie es in Fig. 3D gezeigt ist. Der Verstärker A2 erzeugt jedoch kein Ausgangssignal, weil das Eingangssignal an seiner Minusklemme das Eingangssignal an seiner Plusklemme übersteigt, wie es in Fig. 3C gezeigt ist. Das Ausgangssignal des Verstärkers A1 bewirkt, daß der Verstärker A3 ein Ausgangssignal erzeugt, das den Sender und Empfänger abschalten kann, und daß der Verstärker A4 ein Ausgangssignal erzeugt, welches bewirkt, daß das Filter 12 eine große Bandbreite hat.

Zur Zeit T6 ist angenommen, daß das Eingangssignal schnell auf seinen normalen Wert abfällt, wie es in Fig. 3A gezeigt ist. Der Verstärker A1 erzeugt kein Ausgangssignal, da das Eingangssignal an seiner Plusklemme unter dem Eingangssignal an seiner Minusklemme bleibt. Das Eingangssignal an der Minusklemme des Verstärkers A2 nimmt jedoch schnell unter den Wert des Eingangssignals an seiner Plusklemme ab, weil das Signal an der Plusklemme den Kondensator C2 entladen muß. Während dieser Entladungszeit erzeugt der Verstärker A2 ein Ausgangssignal, wie es in Fig. 3E gezeigt ist. Dieses Ausgangssignal des Verstärkers A2 bewirkt, daß der Verstärker A3 ein Ausgangssignal erzeugt, das den Sender und Empfänger abschalten kann, und daß der Verstärker A4 ein Ausgangssignal erzeugt, das bewirkt, daß das Filter 12 eine große Bandbreite hat.

Im Zeitpunkt T7 ist angenommen, daß das Eingangssignal

schnell auf einen niedrigeren Wert abnimmt, wie es in Fig. 3A gezeigt ist. Das hat zur Folge, daß der Verstärker A 2 ein Ausgangssignal zur Zeit T7 auf dieselbe Weise erzeugt, wie es für den Betrieb zur Zeit T6 beschrieben worden ist. Weil die Größe der Abnahme zur Zeit T7 größer ist als die Größe der Abnahme zur Zeit T6, ist die Zeitverzögerung größer, und die Dauer des Ausgangssignals zur Zeit T7 ist größer als die Dauer des Ausgangssignals zur Zeit T6.

Schließlich ist zur Zeit T8 angenommen, daß das Eingangssignal schnell auf seinen normalen Wert ansteigt, wie es in Fig. 3A gezeigt ist. Das hat zur Folge, daß der Verstärker A1 ein Ausgangssignal erzeugt und daß der Verstärker A2 kein Ausgangssignal erzeugt, wie es für den Betrieb zur Zeit T5 beschrieben worden ist. Weil die Größe der Zunahme zur Zeit T8 größer ist als die Größe der Zunahme zur Zeit T5, ist die Zeitverzögerung größer, und die Dauer des Ausgangssignals zur Zeit T8 ist größer als die Dauer des Ausgangssignals zur Zeit T5.

Andere Eingangssignaländerungen würden zwar Ausgangssignale mit anderer Zeitdauer verursachen, für den Fachmann ist jedoch die Arbeitsweise der Steuerschaltung an Hand der oben angegebenen und in Verbindung mit Fig. 3 erläuterten Beispiele verständlich.

Das Ausgerastet-Signal und das Frequenzumschaltsignal, die über die Trenndioden D5, D6 angelegt werden, können auch an die Minusklemme des Verstärkers A3 und an die Plusklemme des Verstärkers A4 angelegt werden, um dieselben Funktionen wie die Ausgangssignale aus den Verstärkers A1 und A2 zu erzielen. So könnte ein Ausgerastet-Signal oder ein Frequenz-

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umschaltsignal bewirken, daß der Verstärker A3 sein Ausgangssignal eliminiert und daß der Verstärker A4 ein Ausgangssignal für die oben beschriebenen Funktionen liefert.

Vorstehende Darlegungen zeigen, daß eine neue und verbesserte Steuerschaltung zur Verwendung in einer phasenstarren Schleife zum Erzeugen eines Steuersignals geschaffen worden ist, das eine Dauer hat, die von der Größe der Änderung des Phasendetektoreingangssignals abhängig ist. Es ist zwar nur eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben worden, Modifizierungen liegen jedoch im Rahmen fachmännischen Könnens. Die Komparatorschaltungen, die durch die Verstärker A1, A2, A3, A4 gebildet werden, können auf andere Weise ausgebildet werden, die Verwendung von Operationsverstärkern ist jedoch vorzuziehen. Die Verzögerungsschaltungen, die durch die Kondensatoren C1, C2 gebildet werden, können auf andere Weise ausgebildet werden und Zeitverzögerungen liefern, die von den Schaltungserfordernissen abhängig sind.

Claims

Patentansprüche:

.}Steuerschaltung für eine phasenstarre Schleife mit einem Referenzoszillator (10), einem gesteuerten Oszillator (13), einem Phasendetektor (11), dessen Eingänge mit den Oszillatoren verbunden sind, und mit einem Filter (12), das zwischen einen Ausgang des Phasendetektors und einen Steuereingang des gesteuerten Oszillators geschaltet ist, gekennzeichnet durch:

a) eine Eingangsschaltung (22, R1, R3-R6) mit Ausgängen, die relativ hohe und relativ niedrige Spannungen auf eine Spannung an dem Phasendetektorausgang hin erzeugen;

b) eine erste und eine zweite Komparatorschaltung (A1, A2) , die jeweils einen ersten und einen zweiten Eingang sowie einen Ausgang haben;

c) Einrichtungen (R3, R5) zum Verbinden der ersten Eingänge der Komparatorschaltungen mit dem Ausgang niedriger Spannung der Eingangsschaltung;

d) Einrichtungen (R4, R6) zum Verbinden der zweiten Eingänge der Komparatorschaltungen mit dem Ausgang hoher

Spannung der Eingangsschaltung;

e) eine Verzögerungsschaltung (C1), die mit dem zweiten Eingang der ersten Komparatorschaltung (A1) verbunden ist;

f) eine Verzögerungsschaltung (C2), die mit dem ersten Eingang der zweiten Komparatorschaltung (A2) verbunden ist;

g) eine Ausgangseinrichtung (A4), die mit den Ausgängen der ersten und der zweiten Komparatorschaltung verbunden ist, um ein Steuersignal zum Anlegen an das Filter (12) zu erzeugen.
2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangseinrichtung eine Komparatorschaltung (A4) enthält, die einen ersten Eingang hat, der mit den Ausgängen der ersten und der zweiten Komparatorschaltung (A1, A2) verbunden ist, und einen zweiten Eingang, der mit einer Referenzspannung (R10, R11) verbunden ist.
3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Eingangsschaltung (D4, D5, D6) für ein zusätzliches Steuersignal, die mit der Ausgangseinrichtung (A4) verbunden ist.
4. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsschaltungen (C1, C2) jeweils eine Kondensatorladeschaltung enthalten.
5. Steuerschaltung für eine phasenstarre Schleife, gekennzeichnet durch:

a) eine Spannungsteilerschaltung (R1, R2), an die ein Phasendetektorausgangssignal angelegt wird und die ein relativ hohes Signal liefert, das zu dem Phasendetektorausgangssignal in Beziehung steht, und eine relativ niedrige Ausgangsspannung, die zu dem Phasendetektoraus-

gangssignal in Beziehung steht;

b) eine erste und eine zweite Komparatorschaltung (A1, A2), die jeweils einen ersten und einen zweiten Eingang sowie einen Ausgang haben, wobei das Ausgangssignal eine erste Größe hat/ wenn das erste Eingangsignal das zweite Eingangssignal übersteigt, und eine zweite Größe, wenn das zweite Eingangssignal das erste Eingangssignal übersteigt;

c) Einrichtungen (R3, R5) zum Verbinden der Spannung steuerschaltung mit den ersten Komparatorschaltungseingängen, um die niedrigen Signale an die ersten Eingänge anzulegen;

d) Einrichtungen (R4, R6) zum Verbinden der Spannungsteilerschaltung mit den zweiten Komparatorschaltungseingängen, um die hohen Signale an die zweiten Eingänge anzulegen;

e) eine erste Zeitverzögerungsschaltung (Cl), die mit dem zweiten Eingang der ersten Komparatorschaltung (A1) verbunden ist;

f) eine zweite Zeitverzögerungsschaltung (C2), die mit dem ersten Eingang der zweiten Komparatorschaltung (A2) verbunden ist; und

g) eine Einrichtung (A4) zum Verknüpfen der Ausgangssignale der ersten und der zweiten Komparatorschaltung (Al, A2) zum Steuern einer Filterschaltung (12) in der phasenstarren Schleife.
6» Steuerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatorschaltungen (A1, A2) Operationsverstärker enthalten.
7. Steuerschaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfungseinrichtung eine Schwellenwertschaltung enthält, die ein Ausgangssignal erzeugt, wenn eines der Komparatorschaltungsausgangssignale eine

ausgewählte Größe übersteigt.
8. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitverzögerungsschaltungen (C1, C2) Änderungen im Signalwert eine Zeitverzögerung geben, die in Beziehung zu der Größe der Änderungen im Signalwert steht.