DE4424364C2

DE4424364C2 - Referenzoszillator mit geringem Phasenrauschen

Info

Publication number: DE4424364C2
Application number: DE4424364A
Authority: DE
Inventors: Benedict J Nardi
Original assignee: Watkins Johnson Co
Current assignee: DRS Signal Solutions Inc
Priority date: 1993-07-14
Filing date: 1994-07-11
Publication date: 1998-10-15
Anticipated expiration: 2014-07-12
Also published as: US5341110A; GB2280554B; DE4424364A1; JPH07154142A; GB9413275D0; JP3382356B2; GB2280554A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Frequenz-Synthesizer und insbesondere auf eine Technik, mit der das von den Oszillator schaltungen in solchen Systhesizern erzeugte Phasenrauschen verringert werden kann.

Aus der US 4 023 115 ist eine Vorrichtung bekannt, die einen Phasenkomparator zur Steuerung der Ausgangsphase oder der Ausgangsfrequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators verwendet. Die aus der US 4 023 115 bekannte Vorrichtung weist außerdem einen Phasenmodulator mit modulierter Ausgangs spannung auf. Die modulierte Ausgangsspannung des Phasenmodu lators wird an den Phasenkomparator angelegt. Zwischen einen Steuereingang des Phasenmodulators und einen Ausgang des Phasenkomparators ist ein Hochpaßfilter geschaltet. Die Ver wendung einer Zweigschaltung mit einem Hochpaßfilter und das Vorhandensein eines Phasenmodulators, der die Ausgangsspannung des Oszillators modulieren kann, stellen die charakteristi schen Besonderheiten der aus der US 4 023 115 bekannten Vorrichtung dar. Das Hochpaßfilter weist eine geringe Phasen teilung auf und hat eine Übertragungsfunktion, die derart gestaltet ist, daß ein Imaginärteil so lange nicht kompensiert wird, bis die Differenz f₁ - f₀ von Signalfrequenz und Oszilla torfrequenz null ist. Diese Modifikation einer Phasenverriege lungsschleife verbessert die Betriebseigenschaften dieser Schleife während einer Synchronisationsphase, d. h. wenn die Frequenzdifferenz f₁ - f₀ größer ist als die Bandbreite der Schleife und kleiner als eine bestimmte Frequenzgrenze, die einen "Einfangbereich" definiert. Mit der Vorrichtung gemäß der US 4 023 115 soll die Frequenz der Schleife so einge stellt werden, daß die Frequenz f₁ mit der Frequenz f₀ syn chronisiert wird. Das Ausgangssignal der Schleife ist das am Ausgang "A" des Oszillators bereitgestellte Ausgangssignal.

Der Oszillatorausgang "A" befindet sich an einem Knoten zwi schen dem spannungsgesteuerten Oszillator und dem Phasenmodu lator, d. h. vor dem Phasenmodulator, so daß das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators über den Phasenmodulator rückgekoppelt wird.

Das Filter ist ein Hochpaßfilter. Die Kennlinie des Hoch paßfilters ist insbesondere so gewählt, daß der Modulator sein Eingreifen stoppt, sobald die Schleife einmal synchronisiert wurde. Die Schleife ist synchronisiert, wenn f₁ ungefähr gleich f₀ ist. Synchronisation tritt also bei einer kleinen Differenzfrequenz ω = ω₁ - ω₀ ein, d. h. bei einer tiefen Frequenz. Die Filterverstärkung ist bei tiefen Frequenzen geringer als bei hohen Frequenzen, bzw. , anders ausgedrückt, die Dämpfung ist bei tiefen Frequenzen größer als bei relativ hohen Frequenzen.

Aus der US 4 009 450 ist eine phasenverriegelte Schlei fenverfolgungsfilterschaltung bekannt. Diese dämpft uner wünschte Signale aus und erhält somit die Fähigkeit aufrecht, ein Signal zu verfolgen. Die Druckschrift US 4 009 450 beschreibt ein Filter und einen spannungsgesteuerten Oszilla tor, die in der Lage sind, ein gewünschtes Signal aus einem an einen Phasendetektor einer phasensynchronisierten Regelschlei fe angelegten Signalspektrum zu verfolgen und unerwünschte Signale und Rauschen aus diesem Spektrum auszudämpfen. Die Vorrichtung gemäß der US 4 009 450 weist ein zwischen einem Schleifenfilter und dem Oszillator angeordnetes Tiefpaßfilter und einen zwischen dem Oszillator und dem Phasendetektor angeordneten Phasenmodulator auf. Die phasensynchronisierte Regelschleife enthält außerdem einen zwischen das Schleifen filter und einen Abstimmeingang des Phasenmodulators geschal teten frequenzabhängigen Verstärker. Das Tiefpaßfilter f_i, der Phasenmodulator und der frequenzabhängige Verstärker sind derart aufeinander abgestimmt, daß sie der modifizierten phasensynchronisierten Regelschleife gestatten, Zwischenträger und Rauschen ohne Verminderung der Verfolgungsfähigkeit auszu dämpfen. Die Parameter der genannten Bauelemente sind so bemessen, daß sich ihre Wirkungen im Rückkopplungspfad zum Phasendetektor kompensieren. Die derart modifizierte phasen synchronisierte Regelschleife gemäß der US 4 009 450 ist weder darauf ausgelegt noch in der Lage, eine verbesserte Rauschkennlinie zu liefern.

Aus der EP 0 536 660 A1 ist ein Verfahren zur Verbreite rung des Antwort-Frequenzbandes eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators in einer zur Regenerierung eines Ursignals benutzten phasensynchronisierten Regelschleife bekannt. Obwohl die aus der EP 0 536 660 A1 bekannte Vorrichtung keine Fehler erfassungseinrichtung aufweist, ist die entsprechende Schal tung als in einer phasensynchronisierten Regelschleife ein setzbar beschrieben. Es wird deshalb angenommen, daß ein an den spannungsgesteuerten Kristalloszillator geliefertes Steu ersignal durch Vergleichen eines Ausgangssignals eines Phasen modulators mit irgendeiner Form eines Referenzsignals erhalten wird. Die aus der EP 0 536 660 A1 bekannte Vorrichtung weist jedoch keine auf eine Rauschkennlinie des spannungsgesteuerten Kirstalloszillators und/oder einer Rauschkennlinie eines Referenzsingnals basierende Steuersignalfilterung auf. Außer dem wird ein und dasselbe Steuersignal sowohl an den span nungsgesteuerten Kristalloszillator als auch an den Phasenmo dulator angelegt. Die Vorrichtung gemäß der EP 0 536 660 A1 sieht keine selektive Anwendung des Modulatorsteuersignals vor. Vielmehr beruht die Funktionsweise der aus der EP 0 536 660 A1 bekannten Vorrichtung auf der hyperbolischen Abnahme des Beitrages des spannungsgesteuerten Kristalloszillators zur Phase und auf der Konstanz des Beitrages des Phasenmodulators zur Phase. Es ist nicht vorgesehen, die Schleifenfilterver stärkung oder die Grenzkenndaten des spannungsgesteuerten Kristalloszillators und des Modulators unabhängig voneinander zu verändern.

Aus der Druckschrift Short, B. R. et al. : "Broadband Fundamental Frequency Synthesis from 2 to 20 GHz". - In: Hewlett-Packard Journal, April 1993, Seiten 12 bis 16 ist ein über einen breiten Frequenzbereich abstimmbarer phasenver riegelter YIG-Oszillator bekannt. Dieser weist eine Tastschal tung, einen Phasendetektor mit Frequenzteiler sowie einen Oberwellenmischer mit nachgeschaltetem Bandpaßfilter auf.

Frequenz-Synthesizer werden zum Erzeugen von Hochfre quenz-Signalen zum Beispiel in verschiedenen Arten von Kom munikationsgeräten und Meßinstrumenten verwendet. Bei Mikro wellenfrequenzen und darüber kann das Phasenrauschen, das von in solchen Synthesizern eingesetzten Referenz-Oszillatoren er zeugt wird, die spektrale Reinheit des Hochfrequenz-Ausgangs signals entscheidend beeinträchtigen. Phasenrauschen, d. h. "Frequenz-Flackern", entspricht der Rauschleistung, die vom Synthesizer auf anderen Frequenzen als der erwünschten Aus gangsfrequenz erzeugt wird.

Oszillator-Schaltungen, einschließlich Oszillatoren mit niedrigem Phasenrauschen (YIG-Oszillatoren), sind oft Bestand teile von Frequenz-Synthesizern. Die erwünschten Phasenrau schen-Unterdrückungseigenschaften von abstimmbaren YIG-Oszil latoren entstehen als eine Folge davon, daß darin YIG-Schwing kreise vorgesehen sind, d. h. abgestimmte Oszillatoren mit hohem Qualitätsfaktor (Q). Um das Phasenrauschen-Unterdrüc kungsvermögen eines bestimmten Oszillators noch weiter zu verbessern, kann er mit einer stabilen Referenzquelle phasen verriegelt werden, wie in Fig. 1 dargestellt.

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer herkömmlichen ab stimmbaren YIG-Oszillatorschaltung 10, die so eingerichtet ist, daß sie einen abstimmbaren YIG-Oszillator 14 (im folgen den "Oszillator") mit einem stabilen Referenz-Oszillator 18 phasenverriegelt. Die Ausgangsfrequenz des Referenz-Oszilla tors 18 kann auf die Frequenz abgestimmt werden, auf die der abgestimmte Oszillator 10 eingestellt ist, indem zum Beispiel die Frequenz der stabilen Referenzquelle unter Verwendung eines (nicht dargestellten) Mischers übersetzt wird. Ein Teil des von dem Oszillator 14 erzeugten HF-Ausgangssignals wird durch einen RF-Koppler 28 an einen Phasendetektor 26 weiterge leitet. Die Oszillationsfrequenz des Oszillators 14 wird gesteuert, indem die an den Grobeinstell-Eingang des Oszil lators 14 angelegte Gleichspannung außen eingestellt und in Übereinstimmung mit einem von einem Schleifenfilter 32 erzeug ten Feineinstell-Signal weiter stabilisiert wird. Wie in Fig. 1 dargestellt, ist der Schleifenfilter 32 zwischen den Ausgang des Phasendetektors 26 und einen Feineinstell-Eingang des Oszillators 14 geschaltet.

Fig. 2 stellt das in Dezibel im Vergleich zum Träger signal (dBc) gemessene Phasenrauschen des Referenzoszillators 18 und des Oszillators 14 graphisch dar. In der Darstellung von Fig. 2 ist Phasenrauschen eine Funktion der Frequenzver schiebung gegenüber der Trägerfrequenz, auf die der Oszillator 10 eingestellt ist. Wie beim Betrachten von Fig. 2 deutlich wird, ist das im Oszillator 10 durch den Referenzoszillator 18 erzeugte Phasenrauschen (gepunktete Linie) geringer als das Phasenrauschen des "freilaufenden" Oszillators 14 (gestri chelte Linie) für Frequenzen bis zu einer Überschneidungs frequenz von ungefähr 10⁷ radians/s (≈ 1,59 MHz) im Verhältnis zur Trägerfrequenz. Durch Auswählen der Tiefpaß-Grenzfrequenz des Schleifenfilters 22 ungefähr gleich der Überschneidungs frequenz wird das Phasenrauschen des abgestimmten Oszillators 10 (durchgezogene Linie) bei Frequenzen unterhalb der Über schneidungsfrequenz insgesamt von der Referenz 18 übertönt. Bei Frequenzen über der Überschneidungsfrequenz, d. h. bei den außerhalb der Bandbreite der phasenverriegelten Schleife liegenden Frequenzen, wird das Phasenrauschen insgesamt vom - Oszillator 14 bestimmt.

Je weiter das Phasenrauschen-Unterdrückungsvermögen des Referenzoszillators sich verbessert hat, haben sich auch die entsprechenden Überschneidungsfrequenzen, bei denen das da durch entstehende Phasenrauschen beherrschend wird, entspre chend erhöht. Um ein solches verbessertes Oszillator-Phasen rauschen-Unterdrückungsvermögen ausnützen zu können, ist es notwendig, daß die Bandbreite der phasenverriegelten Schleife nach oben bis auf solche höheren Überschneidungsfrequenzen erweitert werden kann. Leider hat der Signalverlust, der durch beim Abstimmen von YIG-Schwingkreisen verwendetes magnetisches Kernmaterial verursacht wird, bisher die maximale Schleifen- Bandbreite begrenzt. Sogar bei Verwenden von Fein-Einstell- Spulen beim Abstimmen von Schwingkreisen hat es sich als schwierig herausgestellt, über mehrere hundert kHz hinausge hende Bandbreiten zu erzielen, da solche Spulen normalerweise durch übermäßige Phasenverschiebung Instabilität bei den Phasenverriegelungsschleifen erzeugen. Verfahren zum Abstimmen von Schwingkreisen, die nicht von Induktionsspulen abhängig sind (z. B. unter Verwendung von Reaktanzdioden), beeinträchti gen normalerweise die Fähigkeit, Phasenrauschen zu unterdrüc ken, indem sie nicht-lineare Abstimm-Eigenschaften erzeugen oder indem sie den Qualitätsfaktor Q des Oszillators verrin gern.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine phasenver riegelte Oszillatorschaltung und ein Verfahren in einem pha senverriegelten Oszillator zum Erzeugen eines phasenverriegel ten Ausgangssignals bereitzustellen, die eine ausreichend große Bandbreite für Referenz-Oszillatoren mit verbessertem Hochfrequenz-Phasenrauschen-Unterdrückungsvermögen liefern.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch eine phasenverriegelte Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 und durch ein Verfahren nach Anspruch 7.

Die erfindungsgemäße phasenverriegelte Oszillatorschal tung ist in mehrerer Hinsicht vorteilhaft. So hat das Aus gangssignal eine Phasenrauschkennlinie, die sich jeweils entweder aus dem Phasenrauschen des abstimmbaren Oszillators oder des Referenzsignals ergibt, je nachdem welches Phasenrau schen geringer ist. Weiterhin kann die Verstärkung in der Niederfrequenzpfad-Schleife eingestellt werden, um ein ge eignetes Signalniveau an der Oszillatorfeinabstimmungsspule aufrechtzuerhalten, so daß der effektive Abstimmbereich des Oszillators ausgedehnt wird, während gleichzeitig die ge wünschte Grenzfrequenz erhalten bleibt. Des weiteren ist durch das Vorsehen zweier Schleifenfilter ein glatter und kontinu ierlicher Übergang bei oder nahe bei der Überschneidungsfre quenz sichergestellt. Außerdem werden erfindungsgemäß kon ventionelle Schaltungen derart modifiziert, daß eine über mäßige Veränderung der existierenden konventionellen Schal tungselemente nicht notwendig ist.

Vorteilhafte und bevorzugte Ausführungsformen der erfin dungsgemäßen Oszillatorschaltung sind Gegenstand der Patent ansprüche 2 bis 6. Eine vorteilhafte Weiterbildung des erfin dungsgemäßen Verfahrens ist Gegenstand des Patentanspruchs 8.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Figuren näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen abstimmbaren YIG-Oszillatorschaltung, die so ausgebildet ist, daß sie einen Oszillator mit einem Referenzoszillator phasenverriegelt,

Fig. 2 eine Kurvendarstellung des in einem herkömmlichen YIG- Oszillator wegen eines "freilaufenden" abstimmbaren YIG-Oszillators und eines Referenzoszillators entste henden Phasenrauschens,

Fig. 3 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen phasenverriegel ten Oszillatorschaltung,

Fig. 4 ein detaillierteres Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Oszillatorschal tung,

Fig. 5 ein detailliertes Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Oszillatorschaltung, die Hochfre quenz- und Niederfrequenz-Rückkopplungspfade P_low und P_high aufweist, und

Fig. 6 eine Bode'sche Kurvendarstellung einer Rückkopplungs schleifen-Übertragungskennlinie, auf die in den unter scheidenden Merkmalen der Rückkopplungspfade P_low und P_high Bezug genommen wird.

Es wird nun auf ein vereinfachtes Blockschaltbild der bevorzugten Ausführungsform der phasenverriegelten Oszillator schaltung 100 der vorliegenden Erfindung in Fig. 3 eingegan gen, da Fig. 1 und 2 schon erörtert wurden. Die Oszillator schaltung 100 gibt über einen Ausgang 104 ein Hochfrequenz-HF- Ausgangssignal ab, dessen Frequenz entsprechend einer äußeren Steuer-Gleichspannung gesteuert werden kann. Die an einen Grobeinstell-Eingang eines abstimmbaren YIG-Oszillators 108 (im weiteren "Oszillator") angelegte Steuer-Gleichspannung bestimmt die Frequenz eines an den HF-Eingang eines Phasenmo dulators 112 angelegten HF-Trägersignals. Ein Teil des vom Phasenmodulator 112 erzeugten HF-Ausgangssignals wird über einen 10 dB-Richtungskoppler 120 an einen Frequenz- oder Pha senkomparator 116 weitergeleitet. Der Phasendetektor 116 erzeugt ein Fehlersignal, das sich entweder aus der Frequenz- oder der Phasendifferenz zwischen dem HF-Ausgangssignal und einem von einem Referenzoszillator 124 erzeugten Referenzsi gnal herleitet.

Gemäß Fig. 3 wird das Fehlersignal an eine Schleifenfil terschaltung 130 geleitet, die in eine Rückkopplungsschleife zwischen den Oszillator 108, den Phasenmodulator 112 und den Phasenkomparator 116 geschaltet ist. Das Fehlersignal wird durch die Schleifenfilterschaltung 130 gefiltert, um ein Frequenz-Feineinstellsignal an die (nicht dargestellte) magne tische Abstimmspule des Oszillators 108 weiterzuleiten. Die Schleifenfilterschaltung 130 gibt auch ein Modulationssteuer signal an den Phasenmodulator 112. Erfindungsgemäß wird durch den Phasenmodulator 112 vorteilhaft ermöglicht, die Schleifen bandbreite der Schaltung 100 fast auf eine beliebige Über schneidungsfrequenz zu erweitern, jenseits von der das durch den Referenzoszillator 124 erzeugte Phasenrauschen das vom - Oszillator 108 erzeugte Phasenrauschen übertrifft. In seiner hier verwendeten Bedeutung bezieht sich "Schleifenbandbreite" auf die Frequenz des Phasenrauschens, bei der die resultie rende Verstärkung der phasenverriegelten Oszillatorschaltung 100 ungefähr gleich eins, d. h. gleich 0 dB, wird.

Der Phasenmodulator 112 ist so ausgelegt, daß er auf Phasen-Fehlersignale bei Frequenzen anspricht, die über dieje nigen hinausgehen, bei denen der Referenzoszillator 124 be trächtliches Phasenrauschen erzeugt. Dadurch wird ermöglicht, daß die Oszillatorschaltung 100 auf verbesserte Phasenrau schen-Unterdrückungsvermögen ausgerichtet werden kann, da deren Schleifenbandbreite weit genug für Referenzoszillatoren mit erwünschtem Hochfrequenz-Phasenrauschen-Unterdrückungs vermögen gestaltet werden kann.

Fig. 4 ist ein detaillierteres Blockschaltbild der bevor zugten Ausführungsform der Oszillatorschaltung 150, die so ausgelegt ist, daß sie ein durchgehendes HF-Ausgangssignal bei einer bestimmten Frequenz in einem Band zwischen 2,025 und 3,025 GHz erzeugt. Die erlaubten Ausgangsfrequenzen sind in Abständen von 100 MHz über dieses Band verteilt, wobei eine bestimmte Ausgangsfrequenz durch entsprechendes Einstellen der an den Grobeinstell-YIG-Spulentreiber 154 geleiteten Abstimm- Gleichspannung gewählt wird. Der YIG-Spulentreiber weist normalerweise einen Puffer-Komparator zur Aufnahme der Ab stimm-Gleichspannung auf, sowie einen Transistortreiber zur Versorgung der (nicht dargestellten) Grobeinstell-Spule des Oszillators 108. Der Oszillator 108 gibt ein durchgehendes HF- Signal an den Phasenmodulator 112 mit einer Frequenz von 2,025, 2,125, 2,25 ... oder 3,0 GHz ab, die in Übereinstimmung mit dem Wert der Abstimm-Gleichspannung bestimmt wird.

Wie in Fig. 4 dargestellt, weist die Oszillatorschaltung 150 einen HF-Sampler 160 auf, an den ein Teil der HF-Ausgangs spannung als Stichprobe über den Richtungskoppler 120 geleitet wird. Der HF-Sampler 160 weist typischerweise einen Leitungs generator zum Erzeugen von Harmonischen des Referenzsignals aus dem Referenzoszillator 124 auf. Diese Harmonischen werden mit dem als Stichprobe dienenden Teil der HF-Ausgangsspannung gemischt, um eine Anzahl von Differenzsignalen zu erhalten, d. h. von Mischergebnissen, aus verschiedenen Frequenzvielfa chen von 25 MHz. Ein Tiefpaßfilter 164 mit einer Grenzfrequenz von ungefähr 40 MHz ermöglicht es nur dem Differenzsignal bei 25 MHz durch den Verstärker 168 zu gelangen. Wie in Fig. 4 dargestellt, ist der Verstärker 168 an einen ersten Eingang 176 eines Phasendetektors 172 angeschlossen. Ein zweiter Eingang 180 des Phasendetektors 172 wird mit einem 25 MHz- Referenzsignal versorgt, das durch Teilen des 100 MHz-Refe renzsignals durch vier mittels einer Teilerschaltung 184 ent steht. Der Phasendetektor 172 leitet dann ein Fehlersignal an die Niederfrequenzpfad- und Hochfrequenzpfad-Schleifenfilter 190 und 194. Die Schleifenfilter 190 und 194 dienen zum Schließen der Niederfrequenz- und Hochfrequenz-Rückkopplungs pfade P_low bzw. P_high in der Oszillatorschaltung 150.

Wie oben erwähnt, ist es erwünscht, daß das von der erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung erzeugte HF-Ausgangs signal bei HF-Ausgangsfrequenzen unter einer Überschneidungs frequenz das vom Referenzoszillator bewirkte Phasenrauschen- Verringerungs-Vermögen aufweist. Bei Frequenzen über der Über schneidungsfrequenz wird das durch den Oszillator erzeugte Phasenrauschen geringer als das Phasenrauschen aufgrund der Injektion von der Referenzquelle in die Oszillatorschaltung. Damit das HF-Ausgangssignal bei Phasenrauschen auf Frequenzen unter der Überschneidungsfrequenz die Phasenrauschen-Verringe rungs-Eigenschaften des Referenzsignals aufweist, ist es notwendig, daß die durch die Referenz erzeugte HF-Signalener gie durch das Fehlersignal gesteuert wird, bis die Frequenz des Fehlersignals die Überschneidungsfrequenz erreicht. Wie oben erwähnt, war die Maximalfrequenz, auf die die Feinein stell-Spulen bekannter Oszillatoren ansprechen konnten, norma lerweise um einiges weniger als die erwünschte Über schneidungsfrequenz. Daher konnten herkömmliche in Oszillator schaltungen eingesetzte Referenzschaltungen das Phasenrauschen nicht unterdrücken, wenn sie bei Frequenzen betrieben wurden, die über die Feineinstell-Bandbreite der Oszillatoren hin ausgingen.

Fig. 4: Der Phasenmodulator 112 am Ausgang des Oszilla tors 108 ermöglicht es in der vorliegenden Erfindung, diesen Nachteil herkömmlicher Oszillatorschaltungen zu überwinden. Insbesondere erweitert der Phasenmodulator 112 wirksam den Frequenzbereich, über den das vom Phasendetektor 172 erzeugte Fehlersignal den Gehalt des Phasenrauschens im HF-Ausgangs signal bestimmt. In dieser Hinsicht ist der Hochfrequenz- Pfadfilter 194 so ausgelegt, daß das an den Modulator 112 über den Hochfrequenz-Rückkopplungspfad P_high geleitete Abstimm signal bei Frequenzen über der Überschneidungsfrequenz be trächtlich gedämpft wird. Der Niederfrequenz-Pfadfilter 190 ist so ausgelegt, daß die Verstärkung im Niederfrequenz-Rück kopplungspfad P_low immer groß genug für die Sensibilitätsanfor derungen der Feineinstell-Spule des YIG-Schwingkreises ist. Zusätzlich wird normalerweise der Durchschlagwert des Filters 190 so gewählt, daß der Niederfrequenzpfad bei der Maximal- Abstimmfrequenz (z. B. 300 kHz) der YIG-Feineinstell-Spule die Verstärkung eins aufweist. Auf diese Weise wird durch diese Erfindung, unabhängig von der Hochfrequenz-Einstellbarkeit bestehender abstimmbarer YIG-Oszillatoren, die Ausnutzung des verminderten Hochfrequenz-Phasenrauschens verbesserter Refe renzoszillatoren möglich.

Fig. 5 ist ein detaillierter Schaltplan einer bevorzugten Ausführungsform der Oszillatorschaltung 150. Wie in Fig. 5 dargestellt, weist der Grobeinstell-YIG-Schwingkreis-Spulen treiber 154 eine mit einem Stromtreiber-Transistor 254 ver bundene Komparatorschaltung 250 auf. Die Oszillationsfrequenz der Grobeinstell-Spule des Oszillators 108 ist proportional zum vom Transistor 254 an diese geleiteten Strom. Der Treiber 154 stimmt den Strom durch die Grobeinstell-Spule so ab, daß die Spannung am Fühlerwiderstand 258 mit der äußeren Einstell- Gleichspannung übereinstimmt. Bei der Anwendung der Schaltung der Fig. 5 ist die Empfindlichkeit der Grobeinstell-Spule ungefähr 20 MHz/Volt. So ist zum Beispiel der erforderliche Treiberstrom 2025/20 mA, oder 101,25 mA, wenn der Oszillator 108 ein HF-Signal bei 2025 MHz erzeugen soll. Wenn der Wert des Fühlerwiderstands 258 bei 1 Ohm festgelegt wird, dann wäre die erforderliche Abstimmspannung 202,5 mV.

Wie in Fig. 5 dargestellt, wird das Referenzsignal von 100 MHz aus dem Referenzoszillator 124 durch einen Stromteiler 262 geteilt. Ein Ausgang des Stromteilers 262 ist mit dem Leitungsgenerator 266 verbunden, während über den anderen Ausgang die Teilerschaltung (:4) 184 versorgt wird. Der Lei tungsgenerator 266 erzeugt Harmonische der Referenz von 100 MHz, die dann durch einen Bandpaßfilter 270 mit einem Paßband zwischen 2 und 3 GHz gefiltert werden. Die gefilterten Harmo nischen werden mit einem Teil des an einen Mischer 274 über den Richtungskoppler 120 geleiteten HF-Ausgangssignals ge mischt. Der Mischer 274 erzeugt eine Vielzahl von Signalen auf verschiedenen Frequenzen, die gleich Summen und Differenzen der Frequenzen des HF-Ausgangssignals und der Harmonischen des Referenzsignals sind. Eines dieser Signale hat dann eine Frequenz von ungefähr 25 MHz, was der Frequenzdifferenz zwi schen der vorgewählten HF-Ausgangsfrequenz und der nächsten Harmonischen des 100 MHz-Referenzsignals entspricht.

Der Tiefpaßfilter 164 hat vorzugsweise eine Grenzfrequenz von ungefähr 40 MHz, damit das 25 MHz Differenzsignal aus den anderen vom Mischer 274 erzeugten Signalen herausgelöst wird. Der Verstärker 168 verstärkt das 25 MHz-Differenz-Signal, bevor es über den Eingang 176 an den Phasendetektor 172 ange legt wird.

In Fig. 5 weist der Phasendetektor 172 ein NAND-Gatter 280 sowie einen ersten und einen zweiten Flip-Flop-Komparator 284 bzw. 288 auf. Wieder wird das 25 MHz-Referenzsignal aus der Teilerschaltung 184 über einen zweiten Eingang 180 an den Phasendetektor 172 angelegt. Wenn die Frequenz/Phase des den Eingang C des Flip-Flop 284 versorgenden Differenzsignals mit der Frequenz/Phase des an den Eingang C des Flip-Flop 288 geleiteten 25 MHz Referenzsingals übereinstimmt, ist während des Betriebs der Q-Ausgang des Flip-Flop 288 auf einer logi schen 1 und der Q-Ausgang des Flip-Flop 284 auf einer logi schen 0. Wenn die Phase des Differenzsignals der Phase des 25 MHz Referenzsignals vorauszueilen beginnt, dann geht vom Q- Ausgang des Flip-Flop 284 ein Impuls auf einer logischen 1 aus. Wenn die Phase des Differenzsignals der des Referenz signals nacheilt, dann geht das Signal vom Q-Ausgang des Flip- Flop 288 auf eine logische 0 über. Auf diese Weise wird ein aus einem Hochfrequenz-Impulsstrom bestehendes Fehlersignal vom Phasendetektor 172 über das Widerstandsnetz 292 an einen Niederfrequenzpfad- und einen Hochfrequenzpfad- Schleifenfilter 190 und 194 weitergeleitet. Die durch diese Impulssequenz definierte Hülle hat dann eine Frequenz gleich der Frequenz des Phasenrauschens am HF-Ausgang 104.

Bei alternativen Ausführungsformen kann der Phasen-Detek tor 172 durch im Handel erhältliche integrierte Phasendetek torschaltungen verwirklicht werden. Zum Beispiel kann der AD9001 Ultrahigh Speed Phase/Frequency Discriminator von Analog Devices, Inc. die Phase/Frequenz des Eingangssignals mit einer Frequenz, die von Gleichstrom bis ungefähr 200 MHz reicht, direkt vergleichen.

Fig. 6 zeigt im Diagramm eine Bode'sche Kurvendarstellung einer Rückkopplungsschleifen-Übertragungskennlinie, auf die in den unterscheidenden Merkmalen der Rückkopplungspfade P_low und P_high der Oszillatorschaltung 150 Bezug genommen wird. Im folgenden wird angenommen, daß das Phasenrauschen des Referen zoszillators bei Frequenzen bis zu einer Überschneidungsfre quenz von ungefähr 10⁷ radians/s (≈ 1,59 MHz) im Vergleich zum Träger (siehe Fig. 2) geringer ist als das Phasenrauschen des Oszillators 108. In dieser Hinsicht entspricht die durch gezogene Linie in Fig. 6 einer Schleifen-Übertragungskennlinie zweiter Ordnung, d. h. einer Dämpfung von 40 dB/Dekade, was zu einer Überschneidungsfrequenz von ungefähr 1,59 MHz führt. Das erwünschte Ansprechen des Niederfrequenzpfades P_low ist durch die gepunktete Linie in Fig. 6 angezeigt, die bei Frequenzen unter der Durchbruchfrequenz von ungefähr 150 kHz mit der Schleifen-Übertragungskennlinie zweiter Ordnung übereinstimmt. Weiterhin stellt die gestrichelte Linie von Fig. 6 die er wünschte Kennlinie des Hochfrequenzpfades P_high dar, die bei Frequenzen über der Durchbruchfrequenz die gesamte Schleifen verstärkung übertrifft.

Zum Festlegen der Übertragungskennlinie des Niederfre quenzpfad-Schleifenfilters 190, die beim Niederfrequenzpfad P_low dazu führt, daß er das in Fig. 6 durch die gepunktete Linie angezeigte Ansprechverhalten hat, ist es notwendig, zuerst die Gleichstromverstärkung des Pfades P_low ohne Schlei fenfilter 190 zu bestimmen. Beispielsweise Parameter für die Bestandteile des Niederfrequenzpfades P_low sind im folgenden angegeben:

Bestandteilparameter
Parameterwert
Empfindlichkeit des Phasendetektors 172	0,8 V/radian
Empfindlichkeit des Phasenmodulators 112	1 radian/Volt
Empfindlichkeit der YIG-Feineinstellspule 108	200 kHz/mA
Ausgangswiderstand 296 des Filters 190	50 Ohm

Der bestimmte Ausgangswiderstand 296 des Filters 190 entspricht einer Übertragungsfunktion von 20 mA/Volt. Dement sprechend ist die gesamte effektive Empfindlichkeit des Oszil lators 108 gleich 200 kHz/mA × 20 mA/Volt, oder 4 MHz/Volt (2,5⁷ radians/Volt). Folglich ist die Gleichstromverstärkung (LG_low) des Niederfrequenzpfads P_low ohne die vom Schleifenfil ter 190 beigetragene Verstärkung:
LG_low = 0,8 Volt/radian × 2,5⁷ radians/Volt = 2⁷
= 20 log 2⁷ dB
= 146 dB

Da sich die Phase von der Frequenz herleitet, weist die Schaltung aus der Kombination von Phasendetektor 172 und Oszillator 108 normalerweise eine Dämpfung von 20 dB/Dekade auf. Das ergibt sich aus der Übertragungskennlinie des Nieder frequenzpfades ohne den Schleifenfilter 190, die in Fig. 6 als strichpunktierte Linie dargestellt ist, die eine Steigung von 20 dB/Dekade aufweist.

Wenn auch beim Ausführungsbeispiel die Durchbruchfrequen zen des Niederfrequenz- und des Hochfrequenzpfades gleich gewählt wurden, so wird der Durchbruchwert des Niederfrequenz filters 190 normalerweise so gewählt, daß er gleich der Fre quenz ist, bei der die Verstärkung der Feinabstimmspule ge dämpft zu werden beginnt. In der bevorzugten Ausführungsform hat die YIG-Feinabstimm-Spule einen Einstellbereich von unge fähr 200 bis 300 kHz in Bezug zur Trägerfrequenz. Demnach wird der Niederfrequenzfilter 190 so aufgebaut, daß er eine Durch bruchfrequenz von ungefähr 150 kHz (10⁶ radians/s) hat, um bei der YIG-Feinabstimm-Spule eintreffende Signale mit Frequenzen über 200 kHz genügend zu dämpfen.

Außerdem wird der Durchbruchwert des Hochfrequenzfilters 194 typischerweise so gewählt, daß die Grenzfrequenz, d. h. die Frequenz, bei der die Verstärkung 0 dB beträgt, des Filters 194 gleich der Überschneidungsfrequenz ist, ab der das Pha senrauschen des Oszillators 108 unter dem von der Referenz quelle 124 verursachten liegt.

Der Niederfrequenzpfad-Filter 190 ist so ausgelegt, daß die Übertragungskennlinie des Niederfrequenzpfades P_low bei Frequenzen unter der angegebenen Durchbruchfrequenz von 150 kHz gleich dem erwünschten Ansprechen (durchgezogene Linie in Fig. 6) ist.

Wie in Fig. 5 dargestellt, weist der Filter 190 einen Integrator 310 aus einem Komparator 314 und einem Rückkopp lungskondensator 318 auf. Die Verstärkung des Integrators 310 ist gleich Xc/R1, wenn Xc der Reaktanz des Kondensators 318 und R1 dem Widerstand der parallel geschalteten Widerstände 322 und 324 entspricht. Angenommen, R1 gleich 500 Ohm, dann muß bei einer Durchbruchfrequenz von 10⁶ radians Xc 250 Ohm betragen, damit die erwünschten 6 dB Verstärkung im Nieder frequenzpfad auftreten. Daher wird der Wert des Kondensators 318 bei 4000 pF festgelegt.

Ähnlich wird bei der Auslegung des Hochfrequenzpfad- Filters 194 vorgegangen. Die Schleifenverstärkung LG_high des Hochfrequenzpfads P_high ohne den Filter 194 kann als ein Pro dukt der Empfindlichkeiten des Phasendetektors und des Phasen modulators ausgedrückt werden oder:
LG_high = 0,8 Volt/radian × 1 radian/Volt
= 20 log 0,8 dB
= 1,9 dB

Wie aus Fig. 6 ersehen werden kann, ist die erforderliche Verstärkung des Hochfrequenzpfades P_high bei der Durchbruch frequenz von 10⁶ radians 20 dB. Der Filter 194 ist daher so ausgelegt, daß er eine Verstärkung von 21,9 dB aufweist und eine Dämpfung in der Verstärkung bei 20 dB/Dekade bei Frequen zen über der Durchbruchfrequenz. Auf diese Weise wird die gesamte Schleifenverstärkung bei der bei 10⁷ festgelegten Grenzfrequenz auf 0 dB gesenkt. Wie unten beschrieben, wird dies durch eine entsprechende Wahl der Bauteilwerte im Filter 194 bewerkstelligt.

Wie in Fig. 5 dargestellt, weist der Filter 194 einen Integrator aus einem Komparator 350, einem Rückkopplungskon densator 354 und einem Rückkopplungswiderstand 358 auf. Der Filter 194 wird vom Phasendetektor 172 über die Parallelschal tung der Widerstände 364 und 368 gespeist, was im Ausführungs beispiel einem Widerstandswert von 500 Ohm entspricht. Da die erforderliche Verstärkung von 21,9 dB einer Spannungsverstär kung von 12,4 entspricht, ist der Wert des Rückkopplungswider stands 358 gleich 500 × 12,4 oder 6200 Ohm. Damit bei der Durchbruchfrequenz die erforderliche Dämpfung von 20 dB er zielt wird, muß die kapazitive Reaktanz des Kondensators 354 bei der Durchbruchfrequenz gleich dem Wert des Widerstands 358 sein. Daher ist der Wert des Kondensators 354 gleich 1/(6200 × 10⁶), oder 161 pF.

Claims

1. Phasenverriegelte Oszillatorschaltung zum Erzeugen eines HF-Ausgangssignals auf einem HF-Ausgang, gekennzeichnet durch

1. einen abstimmbaren YIG-Oszillator (108) zum Erzeugen eines Trägersignals mit einer einstellbaren Trägerfrequenz, wobei der abstimmbare YIG-Oszillator (108) einen Grobabstimm eingang zum Empfangen eines Grobabstimmsignals und einen zum Empfangen eines Feinabstimmsignals an eine Feinabstimmungs spule gekoppelten Feinabstimmeingang aufweist,
2. einen Phasenmodulator (112) mit einem Eingang, an den das Trägersignal angelegt wird, einem Modulator-Steuereingang zum Empfangen eines von den Abstimmsignalen verschiedenen Modula tor-Steuersignals und einem Ausgang zum Weiterleiten des HF- Ausgangssignals über den HF-Ausgang,
3. eine Fehler-Erfassungseinrichtung zum Vergleichen einer vorbestimmten Kennlinie des HF-Ausgangssignals mit einem Referenzsignal und zum Erzeugen eines Fehlersignals aufgrund des Vergleichs, wobei die Fehler-Erfassungseinrichtung eine Phasendetektoreinrichtung (160, 172, 184) aufweist zum Erzeu gen des Fehlersignals in Reaktion auf eine Phasendifferenz zwischen dem HF-Ausgangssignal und dem Referenzsignal,
4. eine erste Tiefpaß-Schleifenfiltereinrichtung (190), die eine erste Filter-Grenzfrequenz aufweist und zwischen die Phasendetektoreinrichtung (160, 172, 184) und den Feinabstimm eingang geschaltet ist, wobei die erste Tiefpaß-Schleifenfil tereinrichtung (190) das Fehlersignal empfängt, das Feinab stimmsignal erzeugt und das Feinabstimmsignal an den Fein abstimmeingang des Oszillators (108) anlegt,
5. eine von der ersten Tiefpaß-Schleifenfiltereinrichtung (190) verschiedene zweite Tiefpaß-Schleifenfiltereinrichtung (194), die eine zweite Filter-Grenzfrequenz aufweist und zwischen die Phasendetektoreinrichtung (160, 172, 184) und den Modulatorsteuereingang geschaltet ist, wobei die zweite Tief paß-Schleifenfiltereinrichtung (194) das Fehlersignal emp fängt, das von den Abstimmsignalen verschiedene Modulator- Steuersignal erzeugt und das Modulator-Steuersignal selektiv an den Modulator-Steuereingang anlegt, und
6. eine Einrichtung zum Dämpfen des Fehlersignals, wenn die Frequenz des Fehlersignals höher ist als eine vorbestimmte Überschneidungsfrequenz, wobei
7. die Überschneidungsfrequenz auf relative Phasenrausch kennlinien des Trägersignals und des Referenzsignals bezogen ist,
8. die erste und die zweite Grenzfrequenz auf die vorbe stimmte Überschneidungsfrequenz bezogen sind und
9. die erste Tiefpaß-Schleifenfiltereinrichtung (190), die zweite Tiefpaß-Schleifenfiltereinrichtung (194) und die Ein richtung zum Dämpfen zusammenwirkend betrieben werden können, um das Feinabstimmsignal und das davon verschiedene Modulator- Steuersignal zu erzeugen und anzulegen, um so das Ausgangs signal als ein Signal mit einem Phasenrauschen, das bei jeder Ausgangssignalfrequenz vom kleineren Phasenrauschen des Trä gersignalphasenrauschens oder des Referenzsignalphasenrau schens herrührt, bereitzustellen.

2. Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die Überschneidungsfrequenz auf die Frequenz bezogen ist, bei der das Phasenrauschen eines Referenzoszillators (124) das Phasenrauschen des YIG-Oszillators (108) übersteigt, so daß das am Ausgang erscheinende Phasenrauschen für Frequen zen unterhalb der Überschneidungsfrequenz durch Phasenrausch kennlinien des Referenzoszillators (124) und für Frequenzen oberhalb der Überschneidungsfrequenz durch Phasenrauschkenn linien des YIG-Oszillators (108) bestimmt wird.

3. Oszillatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich net, daß die zweite Tiefpaß-Schleifenfiltereinrichtung (194) derart gestaltet ist, daß das an den Modulator-Steuereingang angelegte Modulator-Steuersignal für Frequenzen oberhalb der Überschneidungsfrequenz signifikant gedämpft wird.

4. Oszillatorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich net, daß die erste Tiefpaß-Schleifenfiltereinrichtung (190) eine Einrichtung aufweist, die das Aufrechterhalten einer ausreichenden Verstärkung entsprechend den Empfindlichkeits anforderungen der YIG-Resonatorfeinabstimmungsspule im YIG- Oszillator (108) gewährleistet.

5. Oszillatorschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich net, daß ein Frequenzfixpunkt der ersten Tiefpaß-Schleifenfil tereinrichtung (190) Verstärkungsfaktor 1 bei einer maximalen Abstimmungsfrequenz der YIG-Feinabstimmungsspule vorsieht.

6. Oszillatorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich net, daß die Grenzfrequenz der zweiten Tiefpaß-Schleifenfil tereinrichtung (194) ungefähr gleich einer Frequenz ist, bei der das Phasenrauschen des YIG-Oszillatorsignals kleiner wird als das durch das Referenzsignal induzierte Phasenrauschen.

7. Verfahren in einem phasenverriegelten Oszillator zum Erzeugen eines phasenverriegelten Ausgangssignals auf einem Ausgang, mit folgenden Schritten:

1. Erzeugen eines Trägersignals auf einer einstellbaren Trägerfrequenz,
2. Erzeugen eines Fehlersignals durch Bestimmen einer Pha sendifferenz zwischen dem Ausgangssignal und einem Referenzsi gnal,
3. Erzeugen eines ersten Einstell-Steuersignals durch Fil tern des Fehlersignals in Übereinstimmung mit einer Tiefpaß filter-Übertragungskennlinie eines Niederfrequenzpfades, so daß das erste Einstell-Steuersignal erzeugt wird,
4. Erzeugen eines zweiten Einstell-Steuersignals durch Filtern des Fehlersignals in Übereinstimmung mit einer Tief paßfilter-Übertragungskennlinie eines Hochfrequenzpfades, so daß das zweite Einstell-Steuersignal erzeugt wird, wobei die Filter-Übertragungskennlinie des Hochfreguenzpfades auf eine Überschneidungsfrequenz bezogen ist und der Schritt der Erzeu gung des zweiten Einstell-Steuersignals eine Dämpfung des Fehlersignals einschließt, wenn die Frequenz des Fehlersignals die vorbestimmte Überschneidungsfrequenz übersteigt,
5. Einstellen der Trägerfrequenz des Trägersignals auf Grundlage des ersten Einstell-Steuersignals und
6. selektives Modulieren der Phase des Trägersignals in Übereinstimmung mit dem zweiten Einstell-Steuersignal zum Erzeugen des Ausgangssignals.

8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Schritte der Filte rung des Fehlersignals ausgeführt werden für eine Überschnei dungsfrequenz, die auf eine Frequenz bezogen ist, bei der das Phasenrauschen des Referenzsignals das Phasenrauschen eines Oszillatorsignals übersteigt, so daß das am Ausgang erschei nende Phasenrauschen für Frequenzen unterhalb der Überschnei dungsfrequenz durch Phasenrauschenkennlinien eines Referenzos zillators (124) und für Frequenzen oberhalb der Überschnei dungsfrequenz durch Phasenrauschkennlinien des Oszillators bestimmt wird.