DE102006052873B4

DE102006052873B4 - Filter-Schaltungsanordnung

Info

Publication number: DE102006052873B4
Application number: DE102006052873A
Authority: DE
Inventors: Jan Bollenbeck; Dr. Oppelt Ralph
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2006-11-09
Filing date: 2006-11-09
Publication date: 2013-07-11
Anticipated expiration: 2026-11-10
Also published as: DE102006052873A1; US7890070B2; CN101179262B; CN101179262A; US20080136473A1

Abstract

Filter-Schaltungsanordnung (10) zur Filterung eines Hochfrequenz-Signals (LI) mit einem ersten abstimmbaren Filter (30) und einer Phasenregelschleife (25), um das erste abstimmbare Filter (30) auf einer bezogen auf die Frequenz des Hochfrequenz-Signals (LI) konstanten Transmissionsphase zu halten, gekennzeichnet durch ein parallel zum ersten abstimmbaren Filter (30) in der Phasenregelschleife (25) angeordnetes zweites abstimmbares Filter (31), wobei das erste abstimmbare Filter (30) und das zweite abstimmbare Filter (31) unterschiedliche Dämpfungscharakteristika aufweisen und so ausgebildet und innerhalb der Phasenregelschleife (25) beschaltet sind, dass ein Fangbereich der Filter-Schaltungsanordnung (10), in welchem eine Einregelung der Phasenregelschleife (25) auf ein zu filterndes Hochfrequenzsignal (LI) möglich ist, durch die Dämpfungscharakteristik des zweiten abstimmbaren Filters (31) dominiert wird, und dass ein Übertragungsverhalten der Filter-Schaltungsanordnung (10) im Betrieb bei eingeregelter Phasenregelschleife (25) durch die Dämpfungscharakteristik des ersten abstimmbaren Filters (30) dominiert wird.

Description

Die Erfindung betrifft eine Filter-Schaltungsanordnung zur Filterung eines Hochfrequenzsignals mit einem ersten abstimmbaren Filter und einer Phasenregelschleife, um den ersten abstimmbaren Filter bezogen auf die Frequenz des Hochfrequenzsignals auf einer konstanten Transmissionsphase zu halten.
In vielen technischen Bereichen werden in einer Vielzahl von Anwendungen hochwertige Hochfrequenzsignalquellen benötigt, deren Signalfrequenz in kleinen Schritten, d. h. quasi kontinuierlich, eingestellt werden kann. Ein typisches Beispiel hierfür sind Lokaloszillatoren in Empfängern und Sendern in der Nachrichtentechnik. Zu den Anforderungen an eine solche Hochfrequenzsignalquelle gehören beispielsweise eine bestimmte untere und obere Frequenzgrenze, eine möglichst geringe Frequenz-Schrittweite und eine möglichst hohe Schrittgeschwindigkeit bei gleichzeitiger hoher Einstellgenauigkeit und Konstanz der eingestellten Frequenz. Darüber hinaus werden in der Regel ein minimaler Phasenrauschabstand in Abhängigkeit vom Frequenzabstand zum Träger sowie ein minimaler Störsignalabstand spezifiziert, der jeweils nicht unterschritten werden darf. Besonders für solche Anwendungen, bei denen sehr geringe Frequenz-Schrittweiten erforderlich sind, eignen sich Signalquellen, die nach dem Prinzip der direkten Digitalsynthese (Direct Digital Synthesis, DDS) arbeiten. Die direkte Digitalsynthese ist eine Technik, bei der digitale Datenverarbeitungsblöcke als Mittel verwendet werden, um ein frequenz- und phasenverstellbares Ausgangssignal bezogen auf eine hochpräzise Taktquelle mit fester Frequenz herzustellen. Im Wesentlichen wird dabei der Referenztakt innerhalb der DDS-Architektur mit einem Teilungsfaktor heruntergeteilt, der in einem programmierbaren, binär verstellbaren Wort hinterlegt ist. Das Datenwort ist typischerweise 24 bis 48 Bit breit, wodurch mit einem solchen DDS-Baustein das Ausgangssignal mit einer außerordentlich hohen Frequenzauflösung einstellbar ist. Aus technischen Gründen wird in verfügbaren DDS-Bausteinen die Auflösung des Phasenakkumulatorausgangs jedoch auf eine praktikable Datenwortbreite begrenzt. Es wird lediglich eine bestimmte Anzahl der höherwertigen Bits des Datenwortes verarbeitet und die niederwertigen Bits ignoriert. Hierdurch entsteht in jedem Ausgangswert eines DDS-Systems ein mehr oder weniger großer Amplitudenfehler. Da sich diese Fehlerabfolge bei einem periodischen Ausgangssignal zyklisch wiederholt, erscheinen im Frequenzspektrum des DDS-Ausgangssignals oft diskrete Störlinien, welche üblicherweise auch als „Spurious Signale” bezeichnet werden. Die Amplitude und Frequenzlage dieser Störsignale sind dabei vom vorliegenden Datenwort abhängig, mit dem die Schrittweite des Akkumulators und somit die Frequenz des Ausgangssignals festgelegt wird. Solche Spurious Signale können zu Störungen in der betreffenden Applikation führen, in der das DDS-System als Lokaloszillator verwendet wird. Wird mit einem DDS-Signal beispielsweise als Lokaloszillator ein Frequenzmischer eines Senders angesteuert, so kann es zu unerwünschten Nebenaussendungen kommen. Umgekehrt kann es auf einer Empfängerseite bei Verwendung eines DDS-Signals als Lokaloszillatorsignal zu unerwünschten Nebenempfangsstellen kommen. Bei einer Verwendung von DDS-Signalen als Lokaloszillatoren im medizinischen Bildgebungsverfahren kann dies beispielsweise auch zu Artefakten führen.
In der ADI Applikationsschrift „Direct Digital Synthesis (DDS) Controls Waveforms in Test, Measurement, and Communications” (http://www.analog.com/library/analogDialogue/archives/39-08/dds_apps.pdf) wird unter dem Kapitel „Finetunable reference for a PLL” eine Hybridarchitektur beschrieben, in der der Referenzsignaleingang einer Phasenregelschleife, im Folgenden auch als „Phase-Locked-Loop” oder kurz „PLL” bezeichnet, aus einem DDS-Baustein gespeist wird. Mit diesem Hybridsystem ist eine grobe Frequenzwahl durch Einstellung des Teilerfaktors im PLL-Rückkoppelpfad möglich. Feine Frequenzschritte können durch Vorgabe der DDS-Frequenz mit einer sehr hohen Auflösung eingestellt werden. Die Phasenregelschleife wirkt dabei für das Referenzsignal wie ein Bandpass mit der doppelten Bandbreite des Schleifenfilters. Der Störabstand von Spurious Signalen, deren Frequenzabstand zum Referenzsignal größer als die Loop-Bandbreite der Phasenregelschleife ist, vergrößert sich folglich durch die Filterwirkung. Andererseits nimmt jedoch aufgrund der multiplikativen Frequenzumsetzung um den Faktor N der Störsignalabstand innerhalb der PLL um 20·log(N) [dB] ab, so dass auch der Störabstand für Störsignale innerhalb der Regelschleifen-Bandbreite um diesen Wert vermindert wird. Bei der Dimensionierung der Bandbreite der Regelschleife und der Referenzfrequenz ist somit ein Kompromiss bezüglich Rauschperformance, Schaltgeschwindigkeit und Störsignalunterdrückung einzugehen. Zwar lassen sich Spurious Signale außerhalb des Abstimmbereichs des DDS durch ein dem DDS nachgeschaltetes, festes Bandpassfilter unterdrücken. Innerhalb des DDS-Abstimmbereichs liegende Spurious Signale passieren den Filter jedoch ungedämpft.
Im selben Dokument wird außerdem eine weitere Variante beschrieben, bei der das DDS-Signal mit dem Rückkoppelsignal der PLL gemischt wird. Diese Variante wird als Offset-PLL bezeichnet. Auch hier kann die hohe Frequenzauflösung der DDS genutzt werden. Da das Ausgangssignal des Mischers zunächst aber einen Teiler mit dem Divisor N durchläuft, bevor es in den Phasendetektoreingang der Phasenregelschleife gelangt, wird der Effekt der oben beschriebenen grundsätzlichen Abnahme des Störabstands kompensiert. Jedoch wird das Ausgangssignal durch den Mischvorgang mit zusätzlichem Rauschen beaufschlagt. Spurious Signale innerhalb der Filterbandbreite bzw. innerhalb der Schleifenfilter-Bandbreite erscheinen mit unverändertem Pegelabstand zum Träger auf dem Ausgangssignal der Phasenregelschleife.
Eine andere Möglichkeit zur Erzeugung eines möglichst guten Referenzsignals, insbesondere als Lokaloszillatorsignal, wird in der nicht vorveröffentlichten DE 10 2005 024 624 B3 vorgeschlagen. In dem dort beschriebenen System wird ein in einem geregelten Ofen betriebener Quarzoszillator, ein sog. „ofenkontrollierter Oszillator” (Oven Controlled Oscillator; OCXO), eingesetzt und das Ausgangssignal dieses OCXO dann durch eine phasengeregelte Filter-Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art geleitet. Der phasengeregelten Filter-Schaltungsanordnung ist ein Frequenzvervielfacher nachgeschaltet. Dieser Aufbau ist in 1 gezeigt, wobei anhand dieses Beispiels auch das Grundprinzip eines derartigen phasengeregelten Filters dargestellt ist. Wesentlicher Bestandteil der phasengeregelten Filter-Schaltungsanordnung 1 ist ein Filterbaustein 5, hier ein Quarzfilter mit variabler Mittenfrequenz. Dieser abstimmbare Filter 5 wird innerhalb der Phasenregelschleife 4 so abgestimmt, dass die Mittenfrequenz des Filters 5 einem in der Frequenz driftenden Eingangssignal folgen kann. Bestandteile dieser Phasenregelschleife 4 sind in üblicher Weise ein Soll-/Ist-Wert-Vergleicher bzw. Phasenvergleicher 6, hier in Form eines Multiplikationselements 6, ein nachgeschalteter Integralregler 7 und ein Tiefpassfilter 8. Das Prinzip funktioniert so, dass das vom Oszillator 2 kommende Signal zum einen zum Eingang des verstimmbaren Filters 5 geführt wird und zum anderen als Referenzsignal, d. h. als Soll-Signal, zum Phasenvergleicher 6. Das aus dem verstimmbaren Filter 5 kommende Ausgangssignal wird als Ist-Signal bzw. Rückkoppelsignal ebenfalls zum Phasenvergleicher 6 zurückgeführt. Das Ausgangssignal dieses Phasenvergleichers 6 ist abhängig von der Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal des Filters 5 und dem Eingangssignal der Filter-Schaltungs-Anordnung. Dementsprechend wird im Integralregler 7 und nachgeschalteten Tiefpassfilter 8 ein Stellsignal erzeugt, welches auf den Stelleingang 9 des verstimmbaren Filters 5 gegeben wird, um so den Filter 5 passend nachzuregeln.
Das ausgehende Signal wird dann an den Frequenzvervielfacher 3 übergeben, welcher das gewünschte Lokaloszillatorsignal erzeugt. Ein solcher nachgeregelter Filter auf Basis einer Phasenregelschleife hat zwar den Vorteil, dass die Mittenfrequenz des Filters der wandernden Frequenz des Eingangssignals automatisch folgt. Ein Problem besteht jedoch darin, dass der Fangbereich der Phasenregelschleife in direktem Zusammenhang zur Bandbreite des verwendeten Filters 5 innerhalb der Filteranordnung 1 steht. Mit sinkender Bandbreite verkleinert sich auch der Fangbereich. Als Fangbereich wird hierbei der Frequenzbereich bezeichnet, in welchem sich die Phasenregelschleife auf die entsprechende Eingangsfrequenz einregeln kann. Befindet sich das Eingangssignal während eines Einregelvorgangs der Phasenregelschleife auf der Filterflanke weit von der momentanen Filtermittenfrequenz des Filters 5 entfernt, so reicht der Pegel des rückgekoppelten Signals für einen Betrieb des Phasendetektors 6 nicht aus. Die Regelung kann sich daher nicht einregeln bzw. „fangen” oder „einrasten”. Zwar kann der Fangbereich vergrößert werden, indem die Bandbreite des in der Filterschaltung verwendeten Filters 5 vergrößert wird. Dies hat jedoch den Nachteil, dass die Filter-Schaltungsanordnung nicht mehr so gut ausfiltert und auch weiter von der Mittenfrequenz entfernt liegende Spurious Signale den Filter durchlaufen können. Die Filter-Schaltungsanordnung eignet sich aus diesem Grund also nicht für Anwendungen, in denen einerseits eine hohe Selektion und andererseits ein großer Fangbereich gefordert werden. Der Aufbau einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines in einem breiteren Frequenzbereich verstellbaren Lokaloszillatorsignals, z. B. mit einem DDS als Oszillator, ist also mit dieser Filter-Schaltungsanordnung nicht möglich.
Ein weiterer phasengeregelter Nachlauffilter wird in der US 6,420,916 B1 beschrieben. Auch bei dieser Konstruktion besteht aber das Problem, dass bei einem Eingangssignal, dessen Frequenz weit außerhalb des momentan (über die variable Mittenfrequenz) eingestellten Durchlassbandes liegt, die Amplitude des rückgekoppelten Signals nicht ausreicht, um die Schleife einrasten zu lassen.
In der DE 23 63 387 B2 wird ein Nachlauffilter beschrieben, der als frequenzselektiven Funktionsblock eine zu einem N-Pfad-Filter verschaltete Tiefpassfilterbank enthält. Um eine Entkopplung von Filterfangbereich und Filterbandbreite/güte zu erreichen, wird vorgeschlagen, die Filterbank im ungerasteten Zustand über einen Umwegpfad zu überbrücken. Die Dämpfung des Umwegpfades wird über die Amplitude des Ausgangssignales geregelt. Die minimale Dämpfung des Umwegpfades wird derart gewählt, dass zum einen die Amplitude des Ausgangssignal ausreicht, das Filter einrasten zu lassen, jedoch zum anderen die Signalamplitude am Ausgang des Umwegzweiges deutlich kleiner ist als am Ausgang der Filterbank im gerasteten Zustand. Mit zunehmendem Ausgangspegel wird die Dämpfung im Umwegpfad sukzessive erhöht. Im eingerasteten Zustand ist der Umwegpfad komplett abgeregelt. Diese besondere Art der Fangbereichsaufweitung ist jedoch, da hierbei die Transmissionsphase des Umwegpfades für den Einrastvorgang des Filters unberücksichtigt bleibt, auf die spezielle Anwendung mit N-Pfad-Filtern begrenzt und nicht für eine Nutzung mit klassischen LC-Filtern geeignet. N-Pfad Filter weisen aber gegenüber klassischen LC-Filtern bekannte gravierende Nachteile auf.
In dem Artikel „Dual-bandwidth loop speeds phase lock” von A. T. Anderson et al. in Electronics, 1975, January 9, S. 116 bis 117, wird eine PLL beschrieben, in der zwischen zwei unterschiedlichen Loop-Pfaden gewählt werden kann. Durch eine geeignete Ausführung des Umschalters wird erreicht, dass die Umstellung von einem Loop-Pfad auf den anderen Pfad gleitend möglich ist. Die Umschaltung auf eine geringere Bandbreite geschieht nach dem Einrasten der PLL. Da in einer solchen Konstruktion die VCO-Kontrollspannung einen Gleichspannungsanteil aufweisen muss, müssen die Loopfilter prinzipbedingt ein Tiefpassverhalten aufweisen. Durch die beschriebene Anordnung wird daher nur die Loop-Bandbreite, d. h. die obere Grenzfrequenz, des Tiefpassfilters geändert. Der Aufbau ist somit nicht für Hochfrequenz-Bandpassfilter geeignet.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Filter der eingangs genannten Art dahingehend zu verbessern, dass der Fangbereich vergrößert wird, wobei das Übertragungsverhalten, vorzugsweise eine hohe Selektivität des Filters, durch die Erweiterung des Fangbereich nicht beeinträchtigt wird.
Diese Aufgabe wird durch eine Filter-Schaltungsanordnung gemäß Patentanspruch 1 gelöst.
Erfindungsgemäß weist die Filter-Schaltungsanordnung hierzu einen parallel zum ersten abstimmbaren Filter in der Phasenregelschleife angeordneten zweiten abstimmbaren Filter auf. Dabei weisen das erste abstimmbare Filter und das zweite abstimmbare Filter unterschiedliche Dämpfungscharakteristika auf und sind so ausgebildet und innerhalb der Phasenregelschleife beschaltet, dass der Fangbereich der Filter-Schaltungsanordnung, in welchem eine Einregelung der Phasenregelschleife auf ein zu filterndes Hochfrequenzsignal möglich ist, durch die Dämpfungscharakteristik des zweiten abstimmbaren Filters dominiert wird und dass das Übertragungsverhalten, insbesondere die Bandbreite, der Filter-Schaltungsanordnung im Betrieb bei eingeregelter Phasenregelschleife durch die Dämpfungscharakteristik des ersten abstimmbaren Filters dominiert wird. Unter der „Dämpfungscharakteristik” eines Filters wird dabei die Dämpfungswirkung des Filters auf ein durch den Filter laufendes Signal in Abhängigkeit von dessen Frequenz verstanden.
Mit anderen Worten wird die Phasenregelschleife um einen Filter-Nebenzweig erweitert, welcher speziell den Fangbereich vorgibt, wogegen im Hauptzweig innerhalb der Phasenregelschleife mit einer weitgehend beliebig vorgegebenen Dämpfungscharakteristik gearbeitet werden kann, um so im eingerasteten Zustand eine Filter-Schaltungsanordnung mit der gewünschten Selektivität zu haben.
Weitere besonders vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen sowie der nachfolgenden Beschreibung.
Vorteilhafterweise sollte wie oben beschrieben einerseits der Fangbereich möglichst weit sein, aber andererseits im eingerasteten Zustand der Phasenregelschleife die Selektivität der Filter-Schaltungsanordnung sehr hoch sein. Daher sind vorzugsweise die Dämpfungscharakteristiken des ersten und des zweiten abstimmbaren Filters so gewählt, dass das erste abstimmbare Filter eine schmalere, besonders bevorzugt eine sehr viel schmalere, Filterbandbreite aufweist als das zweite abstimmbares Filter.
Vorzugsweise kann der erste abstimmbare Filter auch so ausgebildet sein, dass seine Dämpfungscharakteristik zumindest eine Dämpfungskerbe, üblicherweise auch als „Notch” bezeichnet, aufweist. Eine derartige Filter-Schaltungsanordnung eignet sich z. B. zum Filtern eines Signals, dessen Frequenz über mehr als eine Oktave verstellt werden kann. Hier besteht die Schwierigkeit darin, dass sich die Harmonischen des Signals nicht durch feste Tiefpassfilter unterdrücken lassen, da z. B. die zweite Harmonische der tiefsten einstellbaren Frequenz unterhalb der höchsten einstellbaren Frequenz liegt. Daher ist bevorzugt der erste abstimmbare Filter so ausgebildet, dass zumindest eine Dämpfungskerbe im Bereich der Harmonischen einer Mittenfrequenz des Filters liegt. Ebenso können auch Filter mit mehreren Dämpfungskerben aufgebaut werden, so dass nicht nur die zweite Harmonische, sondern auch die 3., 4., 5., ... Harmonische unterdrückt werden.
Vorzugsweise weist die Filter-Schaltungsanordnung eingangsseitig zunächst einen geeigneten Leistungsteiler auf, um das Eingangssignal der Filter-Schaltungsanordnung in ein erstes Teilsignal für den ersten abstimmbaren Filter, ein zweites Teilsignal für den zweiten abstimmbaren Filter und ein drittes Teilsignal als Sollwert-Signal für die Phasenregelschleife aufzuspalten. Entsprechend befindet sich zur Zusammenführung des Filter-Hauptzweigs und des Filter-Nebenzweigs innerhalb der Phasenregelschleife ein Addierelement (Addierstufe) in der Filter-Schaltungsanordnung, welches ein Ausgangssignal des ersten abstimmbaren Filters und ein Ausgangssignal des zweiten abstimmbaren Filters zur Bildung eines Rückkopplungssignals addiert. Vorteilhafterweise weist diese Addierstufe eine ausreichende Entkopplung der beiden Eingangstore auf, um zu vermeiden, dass vom Nebenzweig aus Signalanteile in den Hauptzweig gelangen, da dies die Selektion des Filters vermindern würde.
Bei einer besonders bevorzugten Variante ist ein Ausgang des Addierelements zunächst mit einem Inverter gekoppelt, um das Rückkopplungssignal zu invertieren. Diesem Inverter ist ein erster Frequenzteiler nachgeschaltet, der die Frequenz des invertierten Rückkopplungssignals halbiert. Außerdem ist dem Ausgang des Leistungsteilers, an dem das Sollwert-Signal ausgegeben wird, ein zweiter Frequenzteiler nachgeschaltet, der die Frequenz des Sollwert-Signals halbiert. Die Ausgänge des ersten und zweiten Frequenzteilers führen zu dem Multiplizierelement in der Phasenregelschleife, welches das heruntergeteilte invertierte Rückkopplungssignal und das heruntergeteilte Sollwert-Signal zur Erzeugung eines Stellsignals für die ersten und zweiten abstimmbaren Filter multipliziert. Wie nachfolgend noch detailliert erläutert wird, hat dies den Vorteil, dass als Phasendetektor der besagte Multiplizierer eingesetzt werden kann, wobei dieser im eingerasteten Zustand der Phasenregelschleife als Stellgröße eine Ausgangsspannung von 0 Volt ausgibt. Auf diese Weise ist die Regelung von Amplitudenschwankungen der Führungsgröße und der Rückkopplung entkoppelt.
Wie bereits erwähnt, ist es für die Selektivität der Filter-Schaltungsanordnung wichtig, dass möglichst keine Signalanteile des Nebenzweigs in den Hauptzweig gelangen können. Dies gilt insbesondere im eingerasteten Zustand der Phasenregelschleife. Um dies ganz sicherzustellen, ist bei einer bevorzugten Variante zwischen dem Ausgang des zweiten abstimmbaren Filters und dem Addierelement ein Schaltelement geschaltet. Dieses wird von einer Detektorschaltung, beispielsweise einer geeigneten „Lock-Detection”-Schaltung, so angesteuert, dass die Weiterleitung des Ausgangssignals des zweiten abstimmbaren Filters an das Addierelement unterbrochen wird, wenn die Phasenregelschleife eingeregelt ist. Als Detektorschaltung kann beispielsweise ein geeigneter Fensterkomparator verwendet werden, mit dem das Stellsignal für die beiden abstimmbaren Filter detektiert wird.
Ein wichtiger Punkt für eine besonders gute Funktionsweise der gesamten Filteranordnung besteht darin, dass sich die Mittenfrequenzen der im Filter-Hauptzweig und im Filter-Nebenzweig eingesetzten verstimmbaren Filter stets synchron in Abhängigkeit von dem in der Regelschleife erzeugten Stellsignal verändern. Daher sind bevorzugt im ersten und im zweiten abstimmbaren Filter vorhandene Resonatoren, beispielsweise LC-Schwingkreise, Schwingquarze etc., im Wesentlichen identisch ausgebildet. D. h. sie sind zumindest insoweit identisch ausgebildet, dass sie synchron in Abhängigkeit vom Stellsignal verstimmt werden.
Üblicherweise bestimmen die Betriebsgüten der Filter die jeweiligen Filterbandbreiten. Daher kann z. B. dafür gesorgt werden, dass die beiden Filter mit identischen Resonatoren so aufgebaut werden, dass die Betriebsgüte des ersten Filters relativ hoch ist und somit dieser Filter eine hohe Selektivität hat. Dagegen wird die Betriebsgröße des zweiten Filters im Nebenzweig derart niedrig ausgelegt, dass das Filter-Ausgangssignal über den gesamten vorgegebenen Fangbereich einen zum Betrieb des Phasendetektors ausreichenden Pegel beibehält. Um dafür zu sorgen, dass der erste abstimmbare Filter im Hauptzweig bei eingerasteter Phasenregelschleife dominiert, weist bevorzugt der zweite abstimmbare Filter gegenüber dem ersten abstimmbaren Filter eine stärkere Grunddämpfung auf, d. h. er ist insgesamt zusätzlich gedämpft, beispielsweise um ca. 2 bis 5 dB, besonders bevorzugt um 3 dB.
Für den Aufbau der Filter gibt es verschiedene Möglichkeiten. So können der erste und der zweite abstimmbare Filter jeweils einen Schwingkreis mit einer Induktivität, d. h. beispielsweise einer geeigneten Spule, und einer mit einem Stelleingang des betreffenden Filters verbundenen verstellbaren Kapazität aufweisen. Als verstellbare Kapazität bieten sich z. B. eine Varaktordiode oder sonstige Kapazitätsdiode an. Um die Betriebsgüte und somit z. B. die Bandbreite des jeweiligen Filters zu verstellen, kann innerhalb des Schwingkreises parallel zu der Induktivität und der Kapazität ein ohmscher Widerstand geschaltet werden, der die Betriebsgüte heruntersetzt. Da ja von dem im Hauptzweig eingesetzten ersten abstimmbaren Filter eine möglichst hohe Betriebsgüte verlangt ist, reicht es aus, wenn ein solcher ohmscher Widerstand lediglich im Schwingkreis des zweiten abstimmbaren Filters eingesetzt ist, um dessen Betriebsgüte herabzusetzen und die Bandbreite zu verbreitern. Im ersten verstimmbaren Filter kann z. B. auf den Einsatz eines solchen ohmschen Widerstands verzichtet werden, um die Selektivität nicht zu verringern.
Sofern bei einem derartigen Filteraufbau die Dämpfungscharakteristik so ausgebildet sein soll, dass sie eine Dämpfungskerbe aufweist, kann vorzugsweise innerhalb des Schwingkreises zumindest eine geeignete Induktivität in Reihe zu der Kapazität geschaltet sein. Welche Höhe die einzelnen Induktivitäten und Kapazitäten aufweisen müssen, um eine Dämpfungscharakteristik mit einer Dämpfungskerbe in einer bestimmten Frequenzlage relativ zur Mittenfrequenz zu erreichen, wird später noch anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert.
Besonders bevorzugt weisen der erste und auch der zweite abstimmbare Filter sowohl eingangsseitig vor dem Schwingkreis als auch ausgangsseitig hinter dem Schwingkreis jeweils entkoppelnde Trennverstärker auf. Hierfür können beispielsweise Kaskodenverstärker verwendet werden. Solche Verstärker weisen einen hohen Eingangswiderstand sowie eine sehr hohe Rückwärtsisolation, d. h. Entkopplung, auf. Vorzugsweise sind auch diese Verstärker in beiden abstimmbaren Filtern im Prinzip identisch aufgebaut, jedoch kann durch entsprechende Auswahl der passenden Bauteile hierüber auch die Dämpfung der beiden abstimmbaren Filter unterschiedlich eingestellt werden.
Eine solche Filter-Schaltungsanordnung kann für verschiedenste Zwecke eingesetzt werden, in denen es erforderlich ist, einen Filter zu haben, der einerseits der Frequenz des zu filternden Signals nachläuft, andererseits trotzdem eine bestimmte – möglichst hohe – Selektivität bietet. Besonders bevorzugt wird eine solche Filter-Schaltungsanordnung in einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals eingesetzt. Diese muss lediglich einen geeigneten Schwingungserzeuger und eine dem Schwingungserzeuger nachgeschaltete erfindungsgemäße Filter-Schaltungsanordnung aufweisen. Als Schwingungserzeuger wird vorzugsweise ein DDS-System genutzt, um ein über einen weiten Bereich einstellbares Lokaloszillatorsignal zu erhalten. Grundsätzlich kann aber auch ein anderer Oszillatorbaustein eingesetzt werden, z. B. ein OCXO, wie dies in der DE 10 2005 024 624 B3 beschrieben wird.
Die Erfindung wird im Folgenden unter Hinweis auf die beigefügten Figuren anhand von Ausführungsbeispielen noch einmal näher erläutert. Dabei sind in den verschiedenen Figuren gleiche oder ähnliche Komponenten mit identischen Bezugsziffern versehen. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild mit den wesentlichen Komponenten einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals mit einer bisher verwendeten phasengeregelten Filteranordnung,
2 ein Blockschaltbild mit den wesentlichen Komponenten einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals mit einer phasengeregelten Filter-Schaltungsanordnung nach einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
3 ein Schaltbild eines innerhalb der erfindungsgemäßen Filter-Schaltungsanordnung gemäß 2 verwendbaren abstimmbaren Filters nach einem ersten Ausführungsbeispiel,
4 ein Diagramm zur Darstellung der Transmissionsphasen des verstimmbaren Filters im Hauptzweig und des verstimmbaren Filters im Nebenzweig innerhalb einer erfindungsgemäßen Filter-Schaltungsanordnung sowie die Transmissionsphase des Summensignalpfads,
5 ein Diagramm zur Darstellung der Filterdämpfung des verstimmbaren Filters im Hauptzweig und des verstimmbaren Filters im Nebenzweig innerhalb einer erfindungsgemäßen Filter-Schaltungsanordnung sowie der Dämpfung bis hin zum Ausgang des Addierers,
6 eine vergrößerte Darstellung des oberen Bereichs des Diagramms aus 6, jedoch ohne die Darstellung der Filterdämpfung im Hauptzweig,
7 ein Blockschaltbild mit den wesentlichen Komponenten einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals mit einer phasengeregelten Filter-Schaltungsanordnung nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
8 ein Schaltbild eines Schwingkreises für einen abstimmbaren Filter nach 3 und zum Vergleich ein modifizierter Schwingkreis zur Realisierung einer Dämpfungskerbe in der Dämpfungcharakteristik des Filters,
9 ein Diagramm zur Darstellung der Filterdämpfung eines im Hauptzweig der Filter-Schaltungsanordnung eingesetzten verstimmbaren Filters mit einer Dämpfungskerbe, der Filterdämpfung eines verstimmbaren Filters im Nebenzweig sowie der Dämpfung bis hin zum Ausgang des Addierers,
10 ein Schaltbild eines innerhalb der erfindungsgemäßen Filter-Schaltungsanordnung verwendbaren abstimmbaren Filters nach einem weiteren Ausführungsbeispiel,
11 ein Diagramm zur Darstellung der Filterdämpfung eines im Hauptzweig der Filter-Schaltungsanordnung eingesetzten verstimmbaren Filters mit zwei Dämpfungskerben, der Filterdämpfung eines verstimmbaren Filters im Nebenzweig sowie der Dämpfung bis hin zum Ausgang des Addierers.
Das Grundprinzip einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Lokaloszillators mit einem Schwingungserzeuger und einer nachgeschalteten Filter-Schaltungsanordnung mit einer Phasenregelschleife wurde bereits eingangs anhand von 1 erläutert. Für weitere Erläuterungen hierzu wird auf die DE 10 2005 024 624 B3 verwiesen.
Bei dem erfindungsgemäßen Aufbau einer solchen Schaltungsanordnung 100 wird, wie in 2 dargestellt, dieses Prinzip um einen Nebenzweig erweitert. Das hier von einem Oszillator 2, hier einem DDS-Oszillator 2, erzeugte zu filternde Lokaloszillatorsignal L_I wird auf einen Eingang 10 _I der Filter-Schaltungsanordnung 10 gegeben. Im Inneren der Filter-Schaltungsanordnung 10 befindet sich eingangsseitig ein entkoppelter Leistungsteiler 11 mit drei Ausgängen 12, 13, 14. Am ersten Ausgang 12 wird ein Signalanteil S_H für den Hauptzweig ausgegeben. Dieses Signal wird an den Eingang 30 _I eines ersten abstimmbaren Filters 30 übergeben. Am zweiten Ausgang 13 des entkoppelten Leistungsteilers 11 wird ein Signalanteil S_N für den Nebenzweig ausgegeben, der zum Eingang 31 _I eines zweiten abstimmbaren Filters 31 geführt wird. Am dritten Ausgang 14 des Leistungsteilers 11 wird schließlich ein Soll-Signal S_SO für die Phasenregelschleife 25 ausgegeben.
Ein möglicher Aufbau der beiden abstimmbaren Filter 30, 31 wird später noch anhand der 3 und 10 näher erläutert. Das am Ausgang 30 _O des ersten abstimmbaren Filters 30 im Hauptzweig anliegende Signal ist das Ausgangssignal L_O der Filter-Schaltungsanordnung 10, welches an deren Ausgang 10 _O ausgegeben wird. Gleichzeitig wird dieses Signal auch zu einer Addierstufe 15 geführt. Der zweite Eingang dieser Addierstufe 15 ist mit dem Ausgang 31 _O des zweiten abstimmbaren Filters 31 im Nebenzweig verbunden. Die Eingangstore der Addierstufe 15 sind möglichst gut voneinander entkoppelt.
Das aufsummierte Signal wird als Rückkopplungssignal S_R zum Phasendetektor der Phasenregelschleife 25 zurückgeführt. Dabei durchläuft es zunächst einen Inverter 21 und nachfolgend einen Frequenzsteiler 19, in dem die Frequenz des Rückkopplungssignals S_R halbiert wird. Ebenso wird das Soll-Signal S_SO durch einen Frequenzteiler 20 geleitet, in dem die Frequenz des Soll-Signals halbiert wird. Als Phasendetektor 16 kann dann ein einfacher Multiplizierer 16 verwendet werden. Dieser Aufbau mit einem Inverter 21 und zwei Frequenzteilern 19, 20 zur Vorverarbeitung der Eingangssignale für den Multiplizierer 16 hat folgenden Vorteil:
Durch die Invertierung wird die Phase des Rückkopplungssignals um 180° gedreht. Durch das Herunterteilen des invertierten Rückkopplungssignals S_R und des Soll-Signals S_SO um den Faktor 2 wird außerdem dafür gesorgt, dass schließlich der Phasenversatz zwischen dem Soll-Signal S_SO und dem rückgekoppelten Signal S_R genau 90° beträgt. Die Kennlinie des als Phasendiskriminator eingesetzten Multiplizierers 16 folgt in Form einer Kosinusfunktion der Differenz zwischen der Phase des Rückkopplungssignals S_R und der Phase des Soll-Signals S_SO. Durch die beschriebene Vorverarbeitung der Signale wird erreicht, dass der Phasenunterschied zwischen dem Rückkopplungssignal S_R und dem Soll-Signal S_SO genau dann 90° beträgt, wenn das Ausgangssignal mit dem Eingangssignal in der Phase übereinstimmt. Das heißt, im eingerasteten Betriebszustand der Phasenregelschleife stellt sich am Ausgang des Multiplizierers 16 eine Detektorspannung von Null Volt ein. Dies hat den Vorteil, dass nur die Phase in die Regelung eingeht und Amplitudenunterschiede unterdrückt werden.
Eine alternative Möglichkeit zu diesem Aufbau wird in der bereits erwähnten DE 10 2005 024 624 B3 im Zusammenhang mit der bisher verwendeten Phasenregelschleife gemäß 1 erläutert. In diesem Fall ist innerhalb des verwendeten abstimmbaren Filters ein so genanntes π-Glied eingebaut, welches schmalbandig auf der Betriebsfrequenz als Impedanz-Inverter mit einer Phasenverschiebung von –90° wirkt. Es kann dann auf den Inverter 21 und die Frequenzteiler 19, 20 verzichtet werden. Die hier in 2 beschriebene Variante hat aber den Vorteil, dass prinzipiell auch ein Filter ohne interne Phasenverschiebung verwendet werden kann. Diese Anordnung erreicht zudem eine Phasenverschiebung, die über einen weiten Frequenzbereich hinreichend genau –90° entspricht.
Um aus dem vom Multiplizierer 16 erzeugten Detektorsignal ein geeignetes Stellsignal S_St für die Stelleingänge 30 _S, 31 _S der verstimmbaren Filter 30, 31 zu erzeugen, ist dem Ausgang des Multiplizierers 16 ein Integralregler 17 nachgeschaltet. Eventuelles Rauschen des Multiplizierers 16 und der Operationsverstärker im Integralregler 17 können über einen nachgeschalteten Tiefpassfilter 18 wirkungsvoll unterdrückt werden. An einem Abzweig 22 wird dann das Stellsignal S_St aufgeteilt und auf die beiden Stelleingänge 30 _S, 31 _S der beiden abstimmbaren Filter 30, 31 gegeben.
Ein möglicher bevorzugter Aufbau dieser Filter ist am Beispiel des zweiten Filters 31 für den Nebenzweig in 3 dargestellt.
Kernpunkt des Filters 31 ist ein LC-Schwingkreis 32, welcher mit einer üblichen Spule 33 und einer verstimmbaren Kapazität 34 aufgebaut ist. In Serie mit der verstimmbaren Kapazität 34 ist außerdem ein fester Kondensator 36 geschaltet. Die verstimmbare Kapazität 34 ist hier eine Varaktordiode 34, die über einen Widerstand 37 mit dem Stellsignaleingang 31 _S des Filters 31 verbunden ist. Je höher die Sperrspannung an der Varaktordiode 34 ist, desto niedriger ist deren Kapazität, wodurch die Resonanz des LC-Schwingkreises 32 erhöht wird. Auf diese Weise wird mittels des Stellsignals S_ST die Filter-Mittenfrequenz und somit die Transmissionsphase des Filters 31 verstellt. Alternativ kann auch der feste Kondensator 36 auf übliche Weise durch eine, zur Varaktordiode 34 antiparallel geschaltete, Diode ersetzt werden.
Der im Schwingkreis 32 parallel zu der Spule 33 und zur verstellbaren Kapazität 34 geschaltete Widerstand 35 dient zur Einstellung der Betriebsgüte und somit der Bandbreite des Schwingkreises 32. Die Betriebsgüte des Schwingkreises wird durch die Höhe des Werts des Parallelwiderstands 35, d. h. durch die resistive Belastung des Schwingkreises bestimmt. Je größer der Widerstand 35 ist, desto höher ist die Betriebsgüte des Schwingkreises 32. Mit wachsender Betriebsgüte des Schwingkreises nimmt dessen Bandbreite ab.
Der Filter 31 ist sowohl eingangs- als auch ausgangsseitig jeweils über Kaskodenverstärker 50, 53 entkoppelt. Diese Kaskodenverstärker sind in üblicher Weise jeweils mit Hilfe zweier Transistoren 51, 52, 54, 55 aufgebaut. Sie dienen dazu, den eigentlich filternden Teil, nämlich den Schwingkreis 32, möglichst gut zu entkoppeln, so dass der gesamte Filter 31 außenseitig beliebig beschaltet werden kann, ohne den Schwingkreis 32 zu verstimmen oder zu bedämpfen. Über diese Kaskodenverstärker 50, 53 kann außerdem eine Grunddämpfung innerhalb des abstimmbaren Filters 31 eingestellt werden.
Ein eventuell vorhandener Amplitudengang, d. h. eine Abhängigkeit der Amplitude über der eingestellten Frequenz, kann durch Nachführen der Gegenkopplung einer der beiden Verstärker 50, 53 kompensiert werden. In dem in 3 dargestellten Ausführungsbeispiel befindet sich hierzu im eingangsseitigen Kaskodenverstärker 50 eine Kompensationsschaltung 40, in der ein Teil des Strom-Gegenkopplungs-Widerstandes des Verstärkers 50 durch eine PIN-Diode 43 ausgebildet wird, welche über eine Induktivität 42 von einem Spannungs-/Stromkonverter (U/I-Konverter) 41 angesteuert wird. Dieser U/I-Konverter 41 ist eingangsseitig mit dem Stelleingang 31 _S des Filters 31 verbunden. Im U/I-Konverter 41 wird das Stellsignal S_ST, welches einer bestimmten Steuerspannung entspricht, in ein Stromsignal umgewandelt. Es wird so in Abhängigkeit von der Steuerspannung ein Steuerstrom für die PIN-Diode erzeugt, um deren Widerstand zu verstellen. Die Charakteristik des U/I-Konverters 41 ist hierzu derart ausgelegt, dass der eingangsfrequenzabhängige Verlauf des Stellsignals S_St einen passenden Verlauf des Diodenstroms bedingt, so dass der Amplitudengang über die resultierende Verstärkungsänderung ausgeglichen wird.
In gleicher Weise wie der in 3 dargestellte zweite verstimmbare Filter 31 für den Nebenzweig kann auch der Filter 30 für den Hauptzweig ausgebildet sein. Erfindungsgemäß sollte dieser Filter 30 jedoch eine geringere Dämpfung und eine kleinere Bandbreite aufweisen, um so eine höhere Selektivität zu gewährleisten. Wie oben erläutert, hängt die Bandbreite des Filters von der Betriebsgüte des Schwingkreises 32 und somit direkt vom Wert des Parallelwiderstandes 35 ab. Um eine möglichst hohe Betriebsgüte im Hauptzweigfilter 30 zu erreichen, wird dort auf den Parallelwiderstand 35 verzichtet. Daher ist der Widerstand 35 in 3 gestrichelt dargestellt. Im Nebenzweig wird dagegen beispielsweise ein Parallelwiderstand 35 von ca. 120 Ω eingesetzt.
Außerdem ist die Grunddämpfung über die Kaskodenverstärker 50, 53 bei den beiden Filtern unterschiedlich eingestellt. So ist im Filter 31 für den Nebenzweig über die Kaskodenverstärker 50, 53 eine etwas stärkere Dämpfung von ca. 2 bis 5 dB, vorzugsweise 3 dB, eingestellt als beim Filter 30 im Hauptzweig.
Grundsätzlich können übrigens zur Erhöhung der Selektion oder für andere Zwecke, z. B. die Realisierung bestimmter Dämpfungscharakteristiken, im Filter 30 für den Hauptzweig auch vorzugsweise mehrere Resonatoren bzw. Schwingkreise 32 über entkoppelnde Trennverstärker kaskadiert werden. Für den Nebenzweig reicht es im Allgemeinen aus, einen einzelnen Schwingkreis 32 zu verwenden, wie dies in 3 dargestellt ist. Da die Filter 30, 31 im Übrigen gleich aufgebaut sind und identische Resonatoren enthalten, verändern sich die Resonanzfrequenzen sämtlicher Resonatoren als Funktion des Stellsignals (bzw. der Steuerspannung) stets synchron.
Die Funktionsweise der gesamten Filter-Schaltungsanordnung 10 ist wie folgt:
Während des Einrastvorgangs der Phasenregelschleife 25 bestimmt nahezu ausschließlich das Ausgangssignal S_NO des Filters 31 des Nebenzweigs (Nebensignal) das Rückkopplungssignal R_S. Dabei geschieht die Abstimmung der beiden Filter 30, 31 jedoch synchron. Kurz vor dem Einrasten befinden sich daher die Mittenfrequenzen beider Filter 30, 31 nahe der Frequenz des Eingangssignals L_I. Das Ausgangssignal S_HO des Filters 30 im Hauptzweig (Hauptsignal) wird in diesem Bereich nur wenig gedämpft und dominiert mit schwindendem Frequenzabstand zunehmend das Rückkopplungssignal S_R. Nahe der Filter-Mittenfrequenz ist der Phasengang im Filter 30 des Hauptzweigs aufgrund der höheren Betriebsgüte sowie der größeren Anzahl der Resonatoren deutlich steiler als der im Nebenzweig. Zudem wird über eine geeignete Auslegung der Pfade, d. h. die Verstärkung, sichergestellt, dass der Pegel des Hauptsignals S_HO vor der Summierstufe 15 im Resonanzfall deutlich über dem des Nebensignals S_HO liegt. Im eingerasteten Zustand der Phasenregelschleife 25 erfolgt die Regelung daher nahezu ausschließlich über den Filter 30 des Hauptzweigs.
In 4 ist zur Verdeutlichung der Verlauf der Transmissionsphase P_H des Filters im Hauptzweig, der Transmissionsphase P_N des Filters 31 im Nebenzweig sowie die Transmissionsphasen P_S des Summensignalpfads (hinter dem Addierer) dargestellt. Aufgezeichnet ist jeweils die Phase von –180° bis 180° über der Frequenz in MHz.
Entsprechend hierzu korrespondieren die in dargestellten Graphen für die Filterdämpfungen, durch die auch die Bandbreite der Filter dargestellt wird. Es zeigt sich deutlich, dass die Dämpfungskurve M_H des Filters 30 im Hauptzweig erheblich steiler und enger verläuft als die fast gradlinig verlaufende Dämpfungskurve M_N für den Filter 31 im Nebenzweig. Dargestellt ist hier auch eine Summen-Dämpfungskurve M_S, die sich aus der Summe der Dämpfungskurve M_H für den Filter 30 im Hauptzweig und der Dämpfungskurve M_N für den Filter 31 im Nebenzweig ergibt. Dies ist die für die Regelung innerhalb der Phasenregelschleife 25 entscheidende Dämpfungskurve M_S, die zwischen dem Eingang 10 _I der Filterschaltungsanordnung 10 und einem Messpunkt hinter der Addierstufe 15 (im Rückkopplungszweig) gemessen werden kann.
6 zeigt einen vergrößerten Ausschnitt des oberen Teils dieses Diagramms, wobei die Dämpfungskurve M_H des Filters im Hauptzweig weggelassen wurde. Entscheidend ist hier wie gesagt die Form der Summen-Dämpfungskurve M_S. Aus dieser ist gut ersichtlich, dass über eine sehr große Frequenzbandbreite die Dämpfungskurve M_N des Filters 31 im Nebenzweig dominiert. Lediglich im Bereich nahe der Mittenfrequenz, hier bei 32 MHz, wird die Summen-Dämpfungskurve M_S durch die Dämpfungskurve M_H des Filters 30 im Hauptzweig dominiert. Dies führt insgesamt dazu, dass die erfindungsgemäße Filteranordnung zwar einen sehr großen Fangbereich aufweist, aber schließlich im eingerasteten Zustand, d. h. wenn die Filter-Mittenfrequenz passend auf das Eingangssignal eingestellt ist, die Selektivität letztlich durch die sehr enge Bandbreite des Filters 30 im Hauptzweig gegeben ist.
Die Messungen zur Aufnahme der in den 4 bis 6 gezeigten Diagramme wurden an einer Filter-Schaltungsanordnung durchgeführt, in der der verstimmbare Filter 30 im Hauptzweig zwei kaskadierte Resonatoren aufweist, um dessen Selektivität zu erhöhen. Ein spezielles Beispiel eines kaskadierten Aufbaus ist in 10 gezeigt und wird später noch genauer erläutert. Bei den Messungen wurde jeweils die Regelspannung, d. h. das Stellsignal S_ST für die Stelleingänge 30 _S, 31 _S der beiden Filter 30, 31 am Punkt 22 abgeklemmt und stattdessen das Stellsignal mit einem Netzteil auf einen festen Wert gesetzt. Es wurde dann die Signalfrequenz des Eingangssignals variiert und der Frequenzgang mit Hilfe eines Netzwerkanalysators aufgenommen. Das Summensignal wurde jeweils unmittelbar hinter der Addierstufe 15 abgegriffen.
Im eingerasteten Zustand wird wie oben beschrieben der Nebenzweig eigentlich nicht mehr benötigt. Daher kann der Nebenzweig auch prinzipiell komplett ausgeschaltet werden. Damit kann ganz sicher vermieden werden, dass noch Signalanteile aus dem Nebenzweig über den Addierer 15 in den Hauptzweig überkoppeln und somit die Selektion der gesamten Filter-Schaltungsanordnung 10 verringern.
Eine entsprechende Variante der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist in 7 dargestellt. Diese Schaltungsanordnung ist im Wesentlichen genau wie die Schaltung in 2 aufgebaut. Jedoch wird das Stellsignal S_ST am Punkt 22 zusätzlich einem Fensterkomparator 23 zugeführt, welcher als „Lock-Detect”-Schaltung agiert. Befindet sich nämlich die Regelschleife 25 im ausgerasteten Zustand, so weist das Stellsignal S_ST entweder einen Maximal- oder einen Minimalwert auf. Der Fensterkomparator 23 erkennt folglich den eingerasteten Zustand, da das Stellsignal dann in einem mittleren Bereich, d. h. einem bestimmten Fenster, liegt. Sofern das Stellsignal S_ST Spannungswerte zwischen 0 und 10 Volt annehmen kann, kann beispielsweise das Fenster einen Bereich zwischen 1 und 9 Volt abdecken. Ist dieser eingerastete Zustand über eine vorgegebenes Zeitdauer detektiert, so wird vom Fensterkomparator 23 an ein Schaltelement 24 ein Signal gegeben und somit die Verbindung vom Ausgang 31 _O des Filters 31 im Nebenzweig zum Addierer 15 unterbrochen.
Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 100 ist es also möglich, ein sehr präzises, schmalbandiges Lokaloszillatorsignal zu erzeugen, welches auch über einen breiten Frequenzbereich verstimmt werden kann. Dieses Signal kann dann in beliebiger Weise weiterverarbeitet werden. Beispielsweise kann das Signal L_O, wie dies in 1 dargestellt ist, einem Frequenzvervielfacher zugeführt werden, soweit dies gewünscht wird.
Im Folgenden wird anhand eines weiteren Beispiels erläutert, wie durch geeigneten Aufbau eines Schwingkreises im abstimmbaren Filter 30 dafür gesorgt werden kann, dass die Dämpfungscharakteristik in einer bestimmten Frequenzlage eine Dämpfungskerbe aufweist. Dabei wird die Dämpfungscharakteristik vorteilhafterweise so eingestellt, dass die Dämpfungskerbe genau bei der zweiten Harmonischen der Mittenfrequenz des Filters 30 liegt.
8 zeigt auf der linken Seite hierzu noch einmal den einfachen Schwingkreis des Filters aus 3, jetzt jedoch ohne den optionalen Widerstand. Wird dieser einfache Schwingkreis zu dem in 8 rechts gezeigten Netzwerk mit einer in Reihe zu den Kapazitäten 34, 36 geschalteten zusätzlichen Induktivität 38, beispielsweise einer einfachen Spule 38, ergänzt, so weist die Übertragungsfunktion der Filterschaltung eine ausgeprägte Dämpfungskerbe auf. Die relative Frequenzlage dieser Dämpfungskerbe zur Filtermittenfrequenz zeigt sich dabei unabhängig von der aus den einzelnen kapazitiven Bauelementen 34, 36 gebildeten Abstimmkapazität. Die induktiven Elemente 33, 36 lassen sich daher derart dimensionieren, dass die Dämpfungskerbe stets auf einer Harmonischen des Eingangssignals (= Filtermittenfrequenz) zu liegen kommt. Die Ordnung n der Harmonischen kann dabei frei gewählt werden. Die richtige Dimensionierung kann wie folgt ermittelt werden:
Hierzu wird zunächst angenommen, dass L₀ der Wert der Induktivität 33 und C der Wert der von den beiden kapazitiven Bauelementen 34, 36 gebildeten Abstimmkapazität im einfachen Schwingkreis ist, welcher mit der Frequenz ω₀ schwingt. Gesucht sind der Wert L₁ der Induktivität 33 und der Wert L₂ der Induktivität 38 bei gegebenem Abstimmkapazitätswert C, so dass die gewünschte Dämpfungskerbe bei der n-ten Harmonischen der Frequenz ω₀ liegt
Die Dämpfungskerbe wird durch die Serienresonanz erzeugt, die bei n·ω₀ durch die Werte C und L2 gebildet wird.
Die Impedanz des gesamten Netzwerks (rechts in 8) für eine beliebige Kreisfrequenz ω ergibt sich zu:
Hieraus lässt sich die Filtermittenfrequenz ω_P dieses Netzwerks errechnen:
Die Kerbfrequenz ω_S, d. h. die Frequenz ω_S, an der die Dämpfungskerbe liegt, ist dann:
Aus der Vorgabe, dass die Kerbfrequenz ω_S auf die n-te Harmonische des Eingangssignals (d. h. der Filtermittenfrequenz ω_P) fallen soll, ergibt sich das Verhältnis des Werts L₁ der Induktivität 33 zum Wert L₂ der Induktivität 38:
Mit der Filtermittenfrequenz ω₀, dem Wert L₀ der Induktivität 33 und dem Wert C der Abstimmkapazität des ursprünglichen, einfachen Schwingkreises (8, links) können die Werte L₁ und L₂ der Induktivitäten 33, 38 für den modifizierten Schwingkreis (8, rechts) berechnet werden:
9 zeigt eine Dämpfungskurve M_H', d. h. die Dämpfungscharakteristik, eines verstimmbaren Filters 31 für den Hauptzweig in einer erfindungsgemäßen Filter-Schaltungsanordnung mit einer entsprechenden Dämpfungskerbe bei der 2. Harmonischen (n = 2). Die Filtermittenfrequenz ist hier bei 30 MHz eingestellt. Dementsprechend liegt die Dämpfungskerbe bei 60 MHz. Im Nebenzweig bleibt der einfache Schwingkreis unverändert, so dass sich hierfür die gleiche Dämpfungskurve M_N wie bisher ergibt. Der Fangbereich erstreckt sich dadurch von 10 MHz bis 100 MHz. Gezeigt ist auch die hinter der Addierstufe 15 aufgenommene Summen-Dämpfungskurve M_S'.
Diese Filter-Schaltungsanordnung eignet sich z. B. für die Filterung des Signals eines Frequenzsynthesizers, dessen einstellbarer Frequenzbereich sich über mehr als eine Oktave (bis zu zwei Oktaven) erstreckt. Hier kann die zweite Harmonische ja nicht durch einen festen Tiefpassfilter unterdrückt werden, da sie unterhalb der höchsten einstellbaren Frequenz liegt. Die Dämpfungskerbe sorgt dafür, dass genau diese Harmonische ausgefiltert wird, wobei die Lage der Dämpfungskerbe synchron mit der Mittenfrequenz des Filters mitgeführt wird und daher immer passend für das Eingangssignal liegt.
Wird der verstimmbare Filter 31 aus einer Kaskade mehrerer voneinander entkoppelter Schwingkreise aufgebaut, so können z. B. auch die zweite Harmonische und die dritte Harmonische gleichzeitig unterdrückt werden. Hierzu wird auf 10 verwiesen, in der ein entsprechender Filteraufbau mit zwei voneinander entkoppelten Schwingkreisen 32', 32'' gezeigt ist.
Auch dieser Filter 30 ist sowohl eingangs- als auch ausgangsseitig jeweils über Kaskodenverstärker 56, 62 entkoppelt. Ein weiterer, zwischen die Schwingkreise 32', 32'' geschalteter Kaskodenverstärker 59 sorgt für eine Entkopplung der Schwingkreise 32', 32'' untereinander. Die Kaskodenverstärker 56, 59, 62 sind jeweils wieder in üblicher Weise mit Hilfe zweier Transistoren 57, 58, 60, 61, 63, 64 aufgebaut. Auch hier kann ein eventuell vorhandener Amplitudengang durch Nachführen der Gegenkopplung einer der Verstärker 56, 59, 62 kompensiert werden. In dem in 10 dargestellten Ausführungsbeispiel befindet sich hierzu am mittleren Kaskodenverstärker 59 eine Kompensatorschaltung 40, welche wie in 3 aufgebaut ist.
Da in jedem Kaskodenverstärker 56, 59, 62 die Phase des Signals um –180° gedreht wird, muss bei diesem Aufbau mit drei Kaskodenverstärkern 56, 59, 62 zum Ausgleich das Signal noch einmal invertiert werden. Dadurch wird dafür gesorgt, dass im eingerasteten Betrieb das Ausgangssignal die gleiche Phase wie das Ausgangssignal des parallelen Filters 31 im Nebenzweig hat, welcher ja nur zwei Kaskodenverstärker 50, 53 aufweist. Hierzu befindet sich am Ausgang des Filters 30 ein Transformator 65. Anstelle dieses Transformators 65 kann aber auch ein anderer Schaltungsteil verwendet werden, um die Phase um –180° zu drehen. Sofern im Nebenzweig ebenfalls ein Filter eingesetzt wird, der eine Phasendrehung von –180° bewirkt, so kann auf den ausgangsseitigen Schaltungsteil zum Drehen der Phase auch verzichtet werden. Die Signale im Haupt- und Nebenzweig können dann jeweils mit ihrer Phase von –180° in der Addierstufe 15 addiert werden und auf den Inverter 21 im Rückkoppelzweig (vgl. 2) kann in diesem Fall verzichtet werden.
11 zeigt die Dämpfungskurve M_H'' eines entsprechenden Filters 31 für den Hauptzweig, welche jeweils eine Dämpfungskerbe bei der 2. Harmonischen und bei der 3. Harmonischen aufweist. Hierzu wurde ein Filter 30 gemäß 10 verwendet, bei der der erste Schwingkreis 32' gemäß Gleichung (6) für n = 2 und der zweite Schwingkreis 32'' für n = 3 ausgelegt ist. Die Filtermittenfrequenz ist hier wieder bei 30 MHz eingestellt. Dementsprechend liegt die erste Dämpfungskerbe bei 60 MHz und die zweite Dämpfungskerbe bei 90 MHz. Im Nebenzweig bleibt auch hier der einfache Schwingkreis unverändert, so dass sich hierfür die übliche Dämpfungskurve M_N ergibt, welche den Fangbereich zwischen 10 MHz und 100 MHz definiert. Gezeigt ist auch hier wieder die hinter der Addierstufe 15 aufgenommene Summen-Dämpfungskurve M_S'. Mit Hilfe dieses Filteraufbaus kann die Frequenzlage der Dämpfungskerben bei Frequenzwechsel über mehr als zwei Oktaven automatisch nachgeführt werden.
Es wird abschließend noch einmal darauf hingewiesen, dass es sich bei dem vorhergehend detailliert beschriebenen Aufbau der Schaltungsanordnung lediglich um bevorzugte Ausführungsbeispiele handelt, welche vom Fachmann in verschiedenster Weise modifiziert werden können, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen, soweit er durch die Ansprüche vorgegeben ist. Insbesondere ist es auch möglich, andere Filtertypen als die im Zusammenhang mit den 3 und 10 beschriebenen Filteraufbauten einzusetzen. Die Erfindung ist in den verschiedensten Bereichen, insbesondere in der Nachrichtentechnik oder Medizintechnik, einsetzbar, in denen besonders gut verstellbare hochqualitative Lokaloszillatoren erforderlich sind.

Claims

Filter-Schaltungsanordnung (10) zur Filterung eines Hochfrequenz-Signals (L_I) mit einem ersten abstimmbaren Filter (30) und einer Phasenregelschleife (25), um das erste abstimmbare Filter (30) auf einer bezogen auf die Frequenz des Hochfrequenz-Signals (L_I) konstanten Transmissionsphase zu halten, gekennzeichnet durch ein parallel zum ersten abstimmbaren Filter (30) in der Phasenregelschleife (25) angeordnetes zweites abstimmbares Filter (31), wobei das erste abstimmbare Filter (30) und das zweite abstimmbare Filter (31) unterschiedliche Dämpfungscharakteristika aufweisen und so ausgebildet und innerhalb der Phasenregelschleife (25) beschaltet sind, dass ein Fangbereich der Filter-Schaltungsanordnung (10), in welchem eine Einregelung der Phasenregelschleife (25) auf ein zu filterndes Hochfrequenzsignal (L_I) möglich ist, durch die Dämpfungscharakteristik des zweiten abstimmbaren Filters (31) dominiert wird, und dass ein Übertragungsverhalten der Filter-Schaltungsanordnung (10) im Betrieb bei eingeregelter Phasenregelschleife (25) durch die Dämpfungscharakteristik des ersten abstimmbaren Filters (30) dominiert wird.
Filter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das erste abstimmbare Filter (30) eine schmalere Filterbandbreite aufweist als das zweite abstimmbare Filter (31).
Filter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest das erste abstimmbare Filter (30) eine Dämpfungscharakteristik mit zumindest einer Dämpfungskerbe aufweist.
Filter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das erste abstimmbare Filter (30) so ausgebildet ist, dass zumindest eine Dämpfungskerbe im Bereich einer Harmonischen einer Mittenfrequenz des ersten abstimmbaren Filters (30) liegt.
Filter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch einen Leistungsteiler (11), um ein Hochfrequenz-Signal (L_I) in ein erstes Teilsignal (S_H) für das erste abstimmbare Filter (30), ein zweites Teilsignal (S_N) für das zweite abstimmbare Filter (31) und ein drittes Teilsignal als Sollwert-Signal (S_SO) für die Phasenregelschleife (25) aufzuspalten.
Filter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch ein Addierelement (15), um ein Ausgangssignal (S_HO) des ersten abstimmbaren Filters (30) und ein Ausgangssignal (S_NO) des zweiten abstimmbaren Filters (31) zur Bildung eines Rückkopplungssignals (S_R) innerhalb der Phasenregelschleife (25) zu addieren.
Filter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein Ausgang des Addierelements (15) mit einem Inverter (21) gekoppelt ist, um das Rückkopplungssignal (S_R) zu invertieren, und dem Inverter (21) ein erster Frequenzteiler (19) nachgeschaltet ist, welcher die Frequenz des invertierten Rückkopplungssignals (S_R) halbiert, und dass einem Ausgang (14) des Leistungsteilers (11), an dem das Sollwert-Signal (S_SO) ausgegeben wird, ein zweiter Frequenzteiler (20) nachgeschaltet ist, welcher die Frequenz des Sollwert-Signals (S_SO) halbiert, und dass ein Ausgang des ersten Frequenzteilers (19) und ein Ausgang des zweiten Frequenzteilers (20) mit einem Multiplizierelement (16) verbunden sind, welches das herunter geteilte invertierte Rückkopplungssignal (S_R) und das herunter geteilte Sollwert-Signal (S_SO) zur Erzeugung eines Stellsignals (S_ST) für die ersten und zweiten abstimmbaren Filter (30, 31) multipliziert.
Filter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, gekennzeichnet durch ein zwischen den Ausgang des zweiten abstimmbaren Filters (31) und das Addierelement (15) geschaltetes Schaltelement (24), welches von einer Detektorschaltung (23) so angesteuert wird, das die Weiterleitung des Ausgangssignals (S_NO) des zweiten abstimmbaren Filters (31) an das Addierelement (15) unterbrochen wird, wenn die Phasenregelschleife (25) eingeregelt ist.
Filter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten und im zweiten abstimmbaren Filter (30, 31) vorhandene Resonatoren (32, 32', 32'') im Wesentlichen identisch ausgebildet sind.
Filter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite abstimmbare Filter (31) gegenüber dem ersten abstimmbaren Filter (30) eine stärkere Grunddämpfung aufweist.
Filter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite abstimmbare Filter (30, 31) jeweils einen Schwingkreis (32, 32', 32'') mit einer Induktivität (33) und einer mit einem Stelleingang (30 _S, 31 _S) des betreffenden Filters (30, 31) verbundenen verstellbaren Kapazität (34) aufweisen.
Filter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest das zweite abstimmbare Filter (31) einen innerhalb des Schwingkreises (32, 32', 32'') parallel zu der Induktivität (33) und der Kapazität (34) geschalteten ohmschen Widerstand (35) aufweist.
Filter-Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung einer Dämpfungskerbe innerhalb des Schwingkreises (32', 32'') zumindest eine Induktivität (38) in Reihe zu der Kapazität (34) geschaltet ist.
Filter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass das erste und/oder das zweite abstimmbare Filter (30, 31) eingangsseitig vor dem Schwingkreis (32, 32', 32'') und ausgangsseitig hinter dem Schwingkreis (32, 32', 32'') jeweils einen entkoppelnden Trennverstärker (50, 53, 56, 62) aufweisen.
Filter-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass das erste abstimmbare Filter (30) und/oder das zweite abstimmbare Filter (31) mehrere kaskadierte Schwingkreise (32', 32'') aufweisen.
Schaltungsanordnung (100) zur Erzeugung eines Lokaloszilatorsignals (L_O) mit einem Schwingungserzeuger (2) und einer dem Schwingungserzeuger (2) nachgeschalteten Filter-Schaltungsanordnung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 15.