DE102005024624B3 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzsignals - Google Patents

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  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzsignals mit einem Schwingungserzeuger. Erfindungsgemäß ist dem Schwingungserzeuger ein phasengeregeltes Filter mit einem Ausgang zur Abgabe des Referenzsignals nachgeschaltet.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzsignals mit einem Schwingungserzeuger und einem nachgeschalteten Frequenzvervielfacher, der mit einem Ausgang zur Abgabe des Referenzsignals verbunden ist.
  • In verschiedenen elektrotechnischen Geräten und Anlagen werden hochstabile und rauscharme Hochfrequenz-Signale als Referenz benötigt. Die Funktion des Referenzsignals ergibt sich jeweils aus dem speziellen Anwendungsfall. Beispielsweise wird ein derartiges Referenzsignal als Taktsignal für Analog-Digital Wandler (ADC) oder Digital-Analog Wandler (DAC) oder als Taktsignal für Direkt-Digital-Synthese (DDS) oder auch als Referenzsignal für Phasen-Regelschleifen (PLL) verwendet.
  • Die Güte des Signals in Bezug auf Stabilität bzw. Rauscharmut wird im Allgemeinen über Parameter charakterisiert, wie zum Beispiel die Langzeit-Frequenzstabilität (Alterung), die Kurzzeit-Frequenzstabilität, die Frequenz- und Phasenstabilität in Abhängigkeit der Temperatur, die Phasenstabilität in Abhängigkeit der Alterung und/oder Temperatur und/oder Mikrophonie, das Phasenjitter oder die Einseitenband Phasenrauschleistungsdichte [dBm/Hz] (oder bezogen auf die Signalleistung [dBc/Hz]) in unterschiedlichen Frequenzabständen.
  • Aufgrund ihrer hervorragenden Eigenschaften (Kurzzeitstabilität, geringes trägernahes Phasenrauschen, niedriger Rauschflur, niedriger Preis) werden als Signalquellen für Referenzsignale vornehmlich Quarzoszillatoren eingesetzt. Diese werden zugunsten einer niedrigen Empfindlichkeit gegenüber Temperaturschwankungen häufig in einem geregelten Ofen betrieben (Oven Controlled Oscillator, OCXO). Der Schaltungs- und Mechanikentwurf stellt eine große Herausforderung an den Ent wickler dar und ist zudem nur in enger Zusammenarbeit mit dem Quarzhersteller möglich. Es kann daher ökonomisch sinnvoll sein den kompletten OCXO als Standard-Teil zu beziehen. Bei der Schaltungsauslegung verhalten sich die zum Erreichen der einzelnen Vorgaben notwendigen Maßnahmen zum Teil gegenläufig. So ergibt sich zum Beispiel bei Quarzoszillatoren eine minimale Alterung bei Verwendung eines Quarzschliffes, der nicht gleichzeitig ein Optimum in Bezug auf ein geringes Phasenrauschen darstellt. Unter Umständen müssen bei der Spezifikation der verschiedenen Parameter Kompromisse eingegangen werden, oder ein passender OCXO, mit dem sämtliche spezifizierten Werte erreicht werden, lässt sich (im vorgegebenen Preisrahmen) nicht finden.
  • Eine weitere Schwierigkeit ergibt sich aus dem Umstand, dass sich Quarze für diese Anwendung nur für Frequenzen bis zu wenigen 100 MHz herstellen lassen (Oberton-Quarze). Zudem sinkt deren Güte mit steigender Frequenz stark ab.
  • Die Erzeugung von extrem langzeitstabilen und zugleich rauscharmen Referenzsignalen sowie von hochwertigen Referenzsignalen mit Frequenzen größer 100 MHz ist somit nicht mit einem herkömmlichen OCXO als eigenständige Lösung möglich. Vielmehr sind besondere Schaltungsmaßnahmen erforderlich.
  • So sind Schaltungsanordnungen der eingangs genannten aus dem Fachbuch von Ulrich L. Rohde „Microwave and Wireless Synthesizers – Theory and Design", Seiten 106 bis 110, erschienen 1997 bekannt. Dort werden drei technisch praktikable Lösungsmöglichkeiten für eine Referenzfrequenzaufbereitung für Frequenzen größer 200 MHz am Beispiel einer Aufbereitung für 640 MHz gegenübergestellt.
  • Diesen Ansätzen ist gemeinsam, dass ein OCXO-Signal von 10 MHz mit einem Faktor n = 64 vervielfacht wird. Grundlegend für die dargestellten Überlegungen ist die Tatsache, dass sich das Seitenbandrauschen und mögliche störende Signale (spurious signals) um denselben Faktor n erhöhen. Hieraus ergibt sich für die Einseitenband-Rauschleistungsdichte ein Anstieg in dB um 20·log n, bei einer Vervielfachung von 64 ein Anstieg von 36 dB. Bei einer Vervielfacherkette wirken sich Rauschbeiträge der einzelnen Glieder umso stärker aus, je weiter vorne in der Kette sie angeordnet sind. Werden sehr rauscharme Verdoppler verwendet, so dominiert das Rauschen des OCXOs.
  • Über die so genannte Leeson-Gleichung lässt sich die Einseitenband-Rauschleistungsdichte (SSB-Rauschleitungsdichte) eines Oszillatorsignals für vorgegebene Frequenzabstände bestimmen, siehe beispielsweise in dem Buch von Peter Vizmuller „RF Design Guide – Systems, Circuits, and Equations", erschienen 1995, auf Seite 230. Danach besteht ein gleicher Zusammenhang zwischen Oszillatorfrequenz und SSB-Rauschleistungsdichte wie bei einer Frequenzvervielfachung. Eine Verdopplung der Oszillatorfrequenz ergibt einen Anstieg der SSB-Rauschleistungsdichte um 6 dB, wenn sämtliche verbleibenden Parameter (Transistor-Rauschfaktor, Schwingkreisgüte, Signalleistung) unverändert belassen werden. Da jedoch, wie oben erwähnt, die Güte des Quarzes mit steigender Frequenz abnimmt, erzielt man über eine Vervielfachung einer relativ niedrigen Ausgangsfrequenz im allgemeinen günstigere Werte in Bezug auf Phasenrauschleistung als über eine direkte Erzeugung auf der Endfrequenz.
  • Die in der zuerst genannten Literaturstelle Rhode favorisierte Architektur B weist allerdings einen für einige Anwendungen entscheidenden Nachteil auf. Aufgrund der extremen Tempe raturgänge der Quarzfilter geht eine starre Ankopplung der Phase des 640 MHz-Signals an das 10 MHz-Signal verloren. Da sich der Phasengang des betroffenen Filters mit dem Vervielfachungsfaktor der folgenden Stufen skaliert, würde sich ein Phasengang eines dem OCXO unmittelbar folgenden 10 MHz-Filters besonders stark auswirken. Ein Lösungsweg, bei dem das Filter in den Ofen integriert würde, hätte ein kundenspezifisches und somit extrem teures Bauteil zur Folge. Wird das Filter aus diesem Grund weiter hinten in der Kette angeordnet, lässt die Filterwirkung stark nach, d. h. das trägernahe Rauschen wird nur ungenügend unterdrückt, da bei hohen Frequenzen der Filterselektion und Schmalbandigkeit technologische Grenzen gesetzt sind. Mit steigender Filter-Frequenz muss zunehmend ein Kompromiss bezüglich Filterbandbreite und Zuverlässigkeit der Anordnung eingegangen werden, da sich der Filter-Durchlassbereich aufgrund von Temperaturgang, Alterung oder Fehlabgleich von der Signalfrequenz unterscheiden kann.
  • Zudem bergen schmalbandige Quarzfilter die Gefahr, mechanische Schwingungen, z. B. von Lüftervibrationen, in elektrische Störungen zu wandeln. Dieses Verhalten wird auch als Mikrophonie bezeichnet.
  • Aus der DE 30 29 249 C2 ist ein Verfahren zur Synchronisation eines gestörten Eingangssignals mit dem zugehörigen Sendesignal sowie eine entsprechende Schaltungsanordnung bekannt. Das dort beschriebene Verfahren wird bei Signalen mit einem Zeit-Bandbreiteprodukt von sehr viel größer als Eins (spread spectrum systems) verwendet. Dabei wird aus dem gestörten Empfangssignal mittels eines phasengeregelten Filters das Sendesignal regeneriert. Damit ist eine Nachführung des Empfangssignals mit dem zugehörigen Sendesignal nach erfolgter Anfangssynchronisation ohne Umschaltung möglich.
    •
  • Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die ein langzeitstabiles und zugleich rauscharmes Referenzsignal hoher Frequenz erzeugt.
  • Die Aufgabe wird durch den Gegenstand des Anspruchs 1 gelöst. Dabei wird ist dem Schwingungserzeuger ein phasengeregeltes Filter nachgeschaltet mit einem Ausgang zur Abgabe des Referenzsignals. Damit ergibt sich eine kostengünstige Schaltungsanordnung, da ein Standard-OCXO verwendet werden kann. Die Filterwirkung und damit die Qualität des Referenzsignals bleibt konstant gut, da die Mittenfrequenz des Filters einer driftenden Signalfrequenz folgt. Ein Phasengang aufgrund von Bauteiletoleranzen, Temperaturänderungen und Alterung wird ausgeregelt. Das Filter kann daher äußerst schmalbandig ausgelegt werden. Hierdurch wird mit relativ geringem Aufwand eine sehr gute Filterwirkung für sehr kleine Frequenzabstände erzielt. Ein Abgleich des Filters kann bei entsprechender Dimensionierung entfallen. In besonderen Anwendungsfällen kann die Regelung derart angepasst werden, dass Mikrophonie-Effekte ausgeregelt werden. Das hochfrequente Referenzsignal wird dann mit einem nachgeschalteten Frequenzvervielfacher erzeugt.
  • Eine besonders vorteilhafte Ausgestaltung zeichnet sich dadurch aus, dass ein Frequenzvervielfacher mit dem Ausgang zur Abgabe des Referenzsignals verbunden ist und dass ein Istwerteingang des Phasenreglers mit einem Ausgang des Frequenzvervielfachers über einen Frequenzteiler verbunden ist, dessen Teilerwert dem Vervielfacherwert des Frequenzvervielfachers entspricht. Es ist kein Abgleich der Schaltung erforderlich. Phasenänderungen des Vervielfachers inklusive von gegebenenfalls erforderlichen Schnittstellenfiltern werden so ausgeregelt. Auch große Änderungen der Transmissionsphase der Schnittstellenfilter in den Vervielfachern aufgrund von Alterung werden durch diese Anordnung ausgeglichen.
  • Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung ist der Frequenzteiler umschaltbar mit einen weiteren Teilerwert zur Synchronisierung der Phasenregelung ausgebildet. Diese Ausgestaltung ermöglicht den Einsatz preiswerter Teiler ohne Reset-Möglichkeit. Trotzdem kann so speziell bei hohen Endfrequenzen (großes n) der Eingangsteiler auf eine definierte Flanke des Eingangssignals triggern.
  • Die übrigen Unteransprüche geben ebenfalls Ausführungsformen der Erfindung wieder.
    •
  • Nachfolgend werden drei Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand von drei Figuren erläutert. Es zeigen:
  • 1 in einem Blockschaltbild die wesentlichen Elemente einer ersten Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzsignals,
  • 2 eine erste Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzsignals und
  • 3 eine zweite Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzsignals hoher Frequenz.
  • Die in 1 mit seinen wesentlichen Elementen dargestellte Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines langzeitstabilen und rauscharmen Referenzsignals umfasst einen Quarzoszillator 2, der in einem temperaturgeregelten Ofen (Oven Controlled Oscillator, OCXO) betrieben wird. Damit werden Temperaturabhängigkeiten bei der Frequenz und Phase des Oszillatorsignals weitgehend vermieden. Der Signalausgang des Quarzoszillators ist mit einem Eingang 4 eines phasengeregelten Filters 6 verbunden. Das Filter 6 ist als Bandpassfilter ausgeführt. An einem Ausgang 8 des phasengeregelten Filters 6 wird ein langzeitstabiles und rauscharmes Referenzsignal abgegeben. Soll ein Referenzsignal mit einer höheren Frequenz als die des Quarzoszillators 2 erzeugt werden, ist dem Ausgang 8 ein Frequenzvervielfacher 10 nachgeschaltet.
  • Das phasengeregelte Filter 6 umfasst ein spezielles Quarzfilter 12 mit variabler Mittenfrequenz, welches über eine Phasenregelschleife 14, im Englischen als „Phase Locked Loop" oder „PLL" bezeichnet, stets auf einer konstanten Transmissionsphase gehalten wird. Hierdurch stimmt die Mittenfrequenz des Quarzfilters 12 stets mit der Signalfrequenz des Quarzoszillators 2 überein oder mit anderen Worten, die Mittenfrequenz des Quarzfilters 12 folgt einem in der Frequenz driftenden Eingangssignal. Das Quarzfilter 12 kann sehr schmalbandig ausgeführt werden, da Temperaturgänge und Bauteiletoleranzen durch die Regelung ausgeglichen werden.
  • Die Phasenregelschleife 14 umfasst einen Soll-Istwertvergleicher 16 und einen Integralregler 18, dem noch ein Tiefpassfilter 20 nachgeschaltet ist. Der Ausgang des Tiefpassfilters 20 ist mit einem Stelleingang 22 des Quarzfilters 12 verbunden.
  • Der Soll-Istwertvergleicher 16 ist als Phasendiskriminator in Form eines Multiplizierers realisiert. Die Kennlinie des Multiplizierers folgt einer Kosinus-Funktion der Differenz von der Phase des Referenzsignals am Ausgang 8 und der Phase des Oszillatorsignals am Eingang 4. Die Anordnung ist so dimensioniert, dass die Regelung einen Phasenunterschied von 90° einstellt, was einem Kosinuswert von Null entspricht. In diesem Betriebszustand stellt sich am Ausgang des Soll-Istwertvergleichers 0 V Detektorspannung ein. Dies hat den Vorteil, dass nur die Phase in die Regelung eingeht. Amplitudenunterschiede werden unterdrückt.
  • 2 zeigt den Schaltungsaufbau des Quarzfilters 12 im Einzelnen. Das Quarzfilter 12 ist mit zwei in Serienresonanz betriebenen Quarzen 24 und 26 aufgebaut, die über einen 90°-Phasenschieber 28 in Serie geschaltet sind. In Reihe mit den Quarzen 24 und 28 ist jeweils eine Kapazitätsdiode 30 bzw. 32 geschaltet. Über die variable Kapazität der Kapazitätsdioden 30, 32 kann die Resonanzfrequenz der Quarze 24, 26 eingestellt werden. Im Resonanzfall weisen die in Serienresonanz betriebenen Quarze 24, 26 eine Transmissionsphase von 0° auf.
  • In Kombination mit dem 90°-Phasenschieber 28 ergeben sich die erforderlichen 90°. Der 90°-Phasenschieber arbeitet zudem als Impedanzinverter und erhöht somit die Wirkung der verschalteten Serienschwingkreise. Eine Kaskadierung weiterer Filter zur Erhöhung der Selektivität ist möglich.
  • Über Serienkapazitäten 34, 36 und Parallelkapazitäten 38, 40 kann in Verbindung mit der Charakteristik der Kapazitätsdioden 30, 32 der gewünschte Arbeitspunkt und Arbeitsbereich der Phasenregelschleife eingestellt werden. Die Widerstände 42 dienen als Gleichspannungszuführung der Reglerspannung des Reglers 18 zu den Kapazitätsdioden 30, 32.
  • Da durch die Phasenregelung lediglich Temperaturgang, Alterung und Bauteiletoleranzen kompensiert werden sollen, kann die Regelungsdynamik sehr langsam dimensioniert werden. Das Rauschen des Phasendiskriminators 16 und von Operationsverstärkern im Regler 18 kann daher über das Tiefpassfilter 20 wirkungsvoll unterdrückt werden.
  • Die 3 zeigt den Aufbau einer modifizierten Schaltungsanordnung zur Referenzsignalerzeugung mit einer Frequenz von 640 MHz aus einem Oszillatorsignal von 10 MHz. Dort ist die die Regelschleife derart erweitert, dass sie auch eine nachfolgende Vervielfacherstufe 44 inklusive eines Schnittstellenfilters 46 mit einschließt. Zur Phasenregelung muss die Frequenz des Ausgangssignals am Ausgang 8 mit einem Frequenzteiler 48 durch den gleichen Faktor n = 64 geteilt werden wie er bei der Vervielfacherstufe 44 zur Vervielfachung verwendet wird. Erst das in der Frequenz entsprechend wieder herabgesetzte Ausgangssignal kann mit dem Eingangssignal verglichen werden.
  • Eine Besonderheit ergibt sich durch die Eigenart des vorliegenden Phasenregelkreises, dessen Regelbereich auf den Stellbereich der Quarzfilter 12 mit variabler Mittenfrequenz begrenzt ist. Dies unterscheidet sich von einer herkömmlichen Phasenregelung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, im Englischen als Voltage Controlled Oscillator (VCO) bezeichnet, der beliebige Phasenänderungen ausregeln kann. Vorliegend muss die Transmissionsphase beim Durchlaufen der Kette Vervielfacher 44 und Teiler 48 in einem definierten Bereich liegen. Dies ist jedoch ohne besondere Vorkehrung nach einem Einschalten nicht gegeben, da der im Rückkoppelpfad eingesetzte Teiler 48 auf n verschiedene Taktflanken des Ausgangssignals triggern kann. Das heißt, dass die Relativphase des durch n (hier ist n = 64) geteilten Signals im Bezug zum 10 MHz-Eingangssignals n verschiedene Zustände einnehmen kann, abhängig von der Startflanke des Teilers, also der Flanke des 640 MHz-Signals am Ausgang 8, mit dem der Teiler 48 losläuft.
  • Eine besondere Synchronisierungsschaltung 50 „sucht" sich nach dem Einschalten automatisch die Startflanke, durch die sich ein Phasenunterschied am Detektor von ca. 90° ergibt. Die Schrittweite beim Suchen beträgt hierbei 360°/n. Als Bewertungskriterium dient die Regelspannung am Stelleingang 22.
  • Der Frequenzteiler 48 besteht aus zwei Subteilern 52 und 54, die jeweils die bei ihnen anliegende Eingangsfrequenz nur mit √n herunterteilen. Bei einem Gesamtteilungsfaktor von 64 wie vorliegend setzt jeder Subteiler 52, 54 die Frequenz um den Faktor 8 herunter. Zum funktionellen Zusammenwirkten mit der Synchronisierungsschaltung 50 ist der eingangsseitige Subteiler 52 als Dual-Modulus-Teiler ausgeführt, dessen Teilfaktor von 8 auf 16 und zurück umschaltbar ist. Bei jedem Umschalten des Teilfaktors rastet der Subteiler 52 im allgemeinen auf eine neue Eingangsflanke ein. Andere Aufteilungen der Teilfaktoren oder die Verwendung eines einzigen 65/64 Dual-Modulus Teilers ist gleichermaßen möglich. Ein gleicher Effekt ist auch durch ein Wegschalten des Eingangssignals zu erzielen. Dies erzwingt ebenso ein erneutes Loslaufen des Eingangszählers. Die Realisierung eines schnellen Teiler-Eingangsschalters ist jedoch technisch deutlich aufwendiger als der Einsatz eines Dual-Modulus Teilers.
  • Die Synchronisierungsschaltung 50 umfasst einen Multivibrator 56, womit der der Dual-Modulus-Teiler 52 periodisch kurzzeitig umgeschaltet wird. Eine Diode 58 bewirkt, dass die Umschaltzeiten für den Teilerfaktor 16 deutlich kürzer ausfallen als die Kontrollzeiten für den Teilerfaktor 8. Dies ist in 3 zusätzlich durch ein dem Ausgang des Multivibrators 58 zugeordnetes Zeitdiagramm (60) des Ausgangssignal veranschaulicht. Hierdurch wird die Such-Zeit der Flanke für die richtige Phase verkürzt.
  • Ein Fensterkomparator 62 erzeugt das Steuersignal für den Multivibrator 60. Fällt innerhalb der Kontrollzeit die über das Tiefpassfilter 20 abgegebene Ausgangsspannung des Reglers in ein vordefiniertes schmales Fenster (Narrow) des Fensterkomparators 62, so geht dessen Ausgangssignal auf High. Der Multivibrator 56 wird hierdurch angehalten. Sofern sich diese Ausgangsspannung während einer vorgegebenen Zeit nicht aus dem Fenster bewegt, wird über das Ausgangssignal eines Zeitglieds 64 das Fenster des Fensterkomparators 62 von „schmal" auf „breit" geschaltet. Lage und Breite der Fenster müssen an die verwendeten Komponenten angepasst werden.
  • Speziell das Einlaufen der Frequenz des Quarzoszillators 2 nach dem Einschalten führt dazu, dass die Spannung am Stelleingang 22 zunächst das schmale Fenster wieder verlässt. Die Ausgangsspannung des Fensterkomparators 62 fällt dann auf „Low" zurück; der Vorgang beginnt von Neuem. Erst wenn das Signal des Quarzoszillators 22 seine stabile Sollfrequenz erreicht hat, stellt sich ein endgültiger Zustand ein. Über die umschaltbare Fensterbreite wird sichergestellt, dass nach dem endgültigen Einrasten und dem anschließendem Aufweiten der Fensterbreite genügend Regelreserve vorhanden ist.
  • Gegenüber einer auch möglichen Anordnung mit festen, flankengetriggerten Teilern mit Reset-Funktion ergibt sich mit der Schaltung nach 3 der Vorteil, dass der eigentliche Regelbereich und somit die Regelsteilheit des Filters sehr klein gehalten werden kann, da kein Vorhalt für Bauteileparameterstreuungen berücksichtigt werden muss. Eine große Regelsteilheit würde eine Amplituden-Phasenmodulationskonversion an den Kennlinien der Kapazitätsdioden 30, 32 begünstigen, d.h. das Amplitudenmodulationsrauschen des Phasendetektors und des Operationsverstärkers auf der Regelspannung würde in Phasenmodulationsrauschen auf dem Signal konvertiert. Zudem entfällt jeglicher Abgleich.

Claims (14)

  1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Referenzsignals mit einem Schwingungserzeuger (2) und einem nachgeschalteten Frequenzvervielfacher (10), der mit einem Ausgang (8) zur Abgabe des Referenzsignals verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Schwingungserzeuger (2) und dem Frequenzvervielfacher (10) ein phasengeregeltes Filter (12) geschaltet ist.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das phasengeregelte Filter (12) einen Phasendetektor (16) und einen Phasenregler (18) umfasst zum Einstellen einer konstanten Transmissionsphase des Filters (12).
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass dass die Transmissionsphase des Filters (12) 90° beträgt.
  4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter (12) einen Stelleingang (22) umfasst, der mit einem ersten Filterglied (21) mit variabler Mittenfrequenz verbunden ist.
  5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenregler (18) als Integralregler ausgebildet ist.
  6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass dem Phasenregler (18) ein Tiefpassfilter (20) nachgeschaltet ist.
  7. Schaltungsanordnung nach einem Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das phasengeregelte Filter (12) ein zweites Stellglied (23) in Serie zum ersten Stellglied (21) umfasst, welches als Filterglied mit variabler Mittenfrequenz ausgebildet ist und mit dem Phasenregler (18) verbunden ist.
  8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem ersten und dem zweiten Filterglied (23) ein 90°-Phasenschieber (28) angeordnet ist.
  9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Filterglied (21) oder die Filterglieder (21, 23) einen in Resonanz betriebenen Quarz (24, 26) verbunden mit einer steuerbaren Reaktanz (34, 36) umfasst bzw. umfassen.
  10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass ein Istwerteingang des Phasendetektors (16) mit dem Ausgang (8) zur Abgabe des Referenzsignals verbunden ist.
  11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass dem phasengeregelten Filter (18) ein Frequenzvervielfacher (44) nachgeschaltet ist, dessen Ausgang mit dem Ausgang (8) zur Abgabe des Referenzsignals verbunden ist, und dass ein Istwerteingang des Phasendetektors (16) mit dem Ausgang zur Abgabe des Referenzsignals (8) über einen Frequenzteiler (48) verbunden ist, dessen Teilerwert dem Vervielfacherwert des Frequenzvervielfachers (44) entspricht.
  12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzteiler (48) einen weiteren Teilerwert zur Synchronisierung der Phasenregelung umfasst.
  13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzteiler (48) mit einer Synchronisierungsschaltung (50) zum kurzzeitigen Umschalten auf den weiteren Teilerwert verbunden ist, wobei ein Eingang der Synchronisierschaltung (50) mit dem Ausgang des Phasenreglers (18) verbunden ist.
  14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang der Synchronisierungsschaltung (50) über das Tiefpassfilter (20) mit dem Ausgang des Phasenreglers (18) verbunden ist.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102006052873A1 (de) * 2006-11-09 2008-05-21 Siemens Ag Filter-Schaltungsanordnung
WO2008113620A1 (de) * 2007-03-21 2008-09-25 Siemens Ag Österreich Verfahren zur rekonstruktion eines störungsreduzierten periodischen spannungssignals
EP2144370A1 (de) 2008-07-08 2010-01-13 Sand 9, Inc. Oszillator-Phasenrauschverringerung durch Selbsteinstellung der Filter- und Rauschrückmeldung
DE102015202505A1 (de) * 2014-12-04 2016-06-09 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Funktionsgenerator zum Bereitstellen elektrischer Signale

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2184857A4 (de) * 2007-08-28 2013-10-16 Fujitsu Ltd Phasenverriegelter oszillator und radareinrichtung damit
JP6029747B2 (ja) * 2012-05-11 2016-11-24 ヨーロピアン スペース エージェンシー 周波数調節可能なデジタル信号の生成方法及び装置、並びにこれらを用いた周波数シンセサイザー
US9548774B2 (en) * 2015-02-19 2017-01-17 Qualcomm Incorporated Signal generator with image rejection
US9407246B2 (en) * 2015-05-19 2016-08-02 The United States Of America, As Represented By The Secretary Of Commerce Phase modulation noise reducer

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2139039C3 (de) * 1970-08-04 1978-04-20 Fujitsu Ltd., Kawasaki, Kanagawa Bandpaßfilterschaltung
DE2902680A1 (de) * 1978-01-26 1979-08-02 Fujitsu Ltd Bandpassfilterschaltung
DE3029249C2 (de) * 1980-08-01 1984-11-15 ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang Verfahren zur Synchronisation eines gestörten Empfangssignals mit dem zugehörigen Sendesignal sowie Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens
US6392501B1 (en) * 1999-04-19 2002-05-21 Nokia Mobile Phones Ltd. Method and arrangement for tuning a resonator

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4551689A (en) * 1983-02-25 1985-11-05 Comtech Telecommunications Corp. RF Local oscillator with low phase noise
US4831339A (en) * 1987-08-21 1989-05-16 Nemeth-Bates Corp Oscillator having low phase noise
FR2728410B1 (fr) * 1994-12-16 1997-01-24 Thomson Csf Dispositif de synthese de frequence pour recepteur v/uhf large bande
JP2001036922A (ja) * 1999-07-21 2001-02-09 Mitsubishi Electric Corp 色相調整回路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2139039C3 (de) * 1970-08-04 1978-04-20 Fujitsu Ltd., Kawasaki, Kanagawa Bandpaßfilterschaltung
DE2902680A1 (de) * 1978-01-26 1979-08-02 Fujitsu Ltd Bandpassfilterschaltung
DE3029249C2 (de) * 1980-08-01 1984-11-15 ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang Verfahren zur Synchronisation eines gestörten Empfangssignals mit dem zugehörigen Sendesignal sowie Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens
US6392501B1 (en) * 1999-04-19 2002-05-21 Nokia Mobile Phones Ltd. Method and arrangement for tuning a resonator

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
U.L.ROHDE: Microwave and Wireless Synthesizers - Theorie and Design, John Wiley & Sons, Inc., New York, 1997, S.106-110 *

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102006052873A1 (de) * 2006-11-09 2008-05-21 Siemens Ag Filter-Schaltungsanordnung
DE102006052873B4 (de) * 2006-11-09 2013-07-11 Siemens Aktiengesellschaft Filter-Schaltungsanordnung
WO2008113620A1 (de) * 2007-03-21 2008-09-25 Siemens Ag Österreich Verfahren zur rekonstruktion eines störungsreduzierten periodischen spannungssignals
US7911264B2 (en) 2007-03-21 2011-03-22 Siemens Ag Österreich Method for reconstructing a noise-reduced periodic voltage signal
EP2144370A1 (de) 2008-07-08 2010-01-13 Sand 9, Inc. Oszillator-Phasenrauschverringerung durch Selbsteinstellung der Filter- und Rauschrückmeldung
US8446222B2 (en) 2008-07-08 2013-05-21 Sand 9, Inc. Apparatus and methods for reducing noise in oscillating signals
DE102015202505A1 (de) * 2014-12-04 2016-06-09 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Funktionsgenerator zum Bereitstellen elektrischer Signale
US10546158B2 (en) 2014-12-04 2020-01-28 Rohde & Schwarz Gmbh & Co.Kg Function generator for the delivery of electrical signals

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